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Einrichtung zur Erzielung einer pulsationsfreien Drehstromleistung bei gittergesteuerten Drehstrom- Einphasenstrom-Umrichtern.
Es ist bekannt, dass man Drehstrom unmittelbar in Einphasenstrom anderer Frequenz, und umgekehrt, umformen kann, indem man gittergesteuerte Quecksilberdampfventile verwendet, und die
Gittersteuerung in an sich beliebiger und bekannter Weise so vornimmt, dass die vom Ventil abgegebene
Einphasenspannung rechteckförmige Kurvenform besitzt. Auf der an das Einphasennetz angeschlossenen
Sekundärseite des Einphasentransformators ist dabei eine Einrichtung vorgesehen, die die dem Einphasentransformator primär zugeführte rechteckförmige Spannung auf der Sekundärseite desselben in eine sinusförmige Spannung umwandelt.
Diese Einrichtung besteht aus einer Induktivität, einem Kondensator und Sperrkreisen mit Kondensator und Drosseln in Reihe, wobei letztere die Oberwellen beseitigen bzw. kurzschliessen. Bei dieser Einrichtung wird der an das Netz abgegebene Einphasenstrom sinusförmig sein. Die Rückwirkung der pulsierenden Einphasenbelastung des Umformers auf das Drehstromnetz wird unter diesen Voraussetzungen so sein, dass die vom Drehstromnetz abgegebene Leistung während einer Periode der Einphasenfrequenz zweimal durch Null geht. Daraus entsteht der Nachteil, dass das Drehstromnetz nicht konstant, sondern pulsierend belastet ist.
Zur Erzielung einer konstanten Drehstromleistung bei pulsierender Einphasenleistung hat man bereits vorgeschlagen, rotierende Maschinen zu verwenden, die die pulsierende Einphasenleistung in eine konstante umwandeln. Die Verwendung rotierender Maschinen kompliziert aber die Anlage und erhöht die Unterhaltungskosten derselben.
Gegenstand der Erfindung ist nun eine Einrichtung zum Umformen von Drehstrom in Einphasenstrom anderer Frequenz, und umgekehrt, über ein gittergesteuertes Quecksilberdampfventil, das so gesteuert ist, dass die von dem letzteren unmittelbar gelieferte Spannung Rechteckform besitzt, und dass dieses Ventil unmittelbar oder über einen Einphasentransformator an ein Einphasennetz gegebener sinusförmiger Spannung angeschlossen ist, bei der erfindungsgemäss zur Erzielung einer konstanten Drehstromleistung bei pulsierender Einphasenleistung in die Kathodenleitung des Ventils bzw.
in die Verbindungsleitungen zwischen dem Einphasentransformator und dem oder den Nullpunkten der Sekundärwicklungen des Speisetransformators für das Ventil Induktivitäten, und parallel zu den Wicklungen oder Wicklungsteilen des Einphasentransformators Kondensatoren von solcher Grösse eingeschaltet ist, dass die Induktivität die Differenz zwischen der Rechteck-und der Sinusspannung, und die Kondensatoren die Differenz zwischen dem konstanten Gleichstrom in der Kathodenleitung und dem Sinusstrom des Einphasentransfromators aufnehmen.
In der Zeichnung sind in Fig. 1-9 Ausfrihrungsbeispiele der Erfindung schematisch dargestellt.
In allen Figuren bedeutet a das Drehstromnetz, b das Einphasennetz und e das Quecksilberdampfventil mit Anoden und Kathode und den Anoden vorgelagerten Steuergittern. Das Ventil wird aus dem Drehstromnetz über den Transformator d gespeist. Mit f ist der Einphasentransformator bezeichnet. L ist die in der Kathodenleitung bzw. in den Nullpunktsverbindungen zu den Sekundärwicklungen des Speisetransformators liegende Drosselspule, und c, Ct, C2 sind die parallel zu den Wicklungen des Einphasentransformators liegenden Kondensatoren. Mit s, 8h 82 sind Sperrkreise bezeichnet, die aus einem Kondensator in Reihe mit einer Drossel bestehen.
Bei dem Ausführungsbeispiel einer Umformeranlage nach Fig. 1 liegt in der die Kathode des Ventils e mit dem Mittelpunkt der Primärwicklung des Einphasentransformators f verbindenden Leitung die Drossel L, während die Wicklungsenden zu den Nullpunkten der Sekundärwicklungen des Speise-
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transformators d geführt sind. Parallel zu den Primärwicklungshälften des Einphasentransformators liegen die Kondensatoren Cj, c. Die Art der Gittersteuerung des Ventils ist als für das Verständnis der Wirkungsweise der Erfindung überflüssig weder dargestellt, noch braucht dieselbe eingehend erörtert zu werden.
Die Wirkungsweise dieser Anordnung ist die, dass die Drossel L den Kathodenstrom praktisch konstant hält, so dass die Ströme, die zu den beiden Nullpunkten der Sechsphasen-Sekundärwieklungen des Speisetransformators d fliessen, Rechteekform erhalten. Nach den gemachten Voraussetzungen soll aber im Einphasentransformator ein Sinusstrom fliessen. Die Differenz zwischen diesem Sinusstrom und den erwähnten Reshteckströmen fliesst durch die Kondensatoren Ci, und c. Die Spannung an den Klemmen des Einphasentransformators ist sinusförmig, denn sie wird vom Einphasennetz aus bestimmt. Zwischen der Kathode des Ventils und den beiden Nullpunkten der Sechsphasenwieklungen des Speisetransformators d ist die Spannung, wie erwähnt, rechteckförmig.
Die Differenz zwischen dieser rechteckförmigen und der sinusförmigen Einphasenspannung wird von der Drossel L aufgenommen. Es ergibt sich also, dass bei dieser Anordnung und bei sinusförmigem Einphasenstrom und sinusförmiger Einphasenspannung der Kathodenstrom des Ventils konstant ist, und dass ferner die Spannung zwischen Kathode und dem Nullpunkt des jeweils brennenden Systems ebenfalls konstant bleibt. Daraus folgt, dass das Drehstromnetz konstant so belastet wird, als wenn ein gewöhnlicher Sechsphasen-Gleichrichter Gleichstrom abgeben würde, d. h. das Drehstromnetz gibt eine kontinuierliche Leistung ab und die vom Umformer abgegebene Einphasenleistung pulsiert mit doppelter Einphasenfrequenz, wobei die Speicherung der Differenz dieser beiden Energien durch die Drossel L und die Kondensatoren Cl und C2 vollzogen wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 sind die Kondensatoren t ;. und C2 der Fig. 1 zu einem einzigen Kondensator c vereinigt. In diesem Fall wird der konstante Kathodenstrom beim Eintritt in den Einphasentransformator f so zerlegt, dass die eine Komponente als Wirkleistung durch den einen Teil der Primärwicklung des Einphasentransformators d zum Nullpunkt des einen Seehsphasensystems des Speisetransformators d geht, und die andere Komponente über den andern Teil der Primärwicklung des Einphasentransformators d durch den Kondensator c zum erwähnten Nullpunkt desselben Sechsphasensystems fliesst.
Es wird also die Summe der beiden Teilströme einen Strom rechteckförmiger Kurve ergeben, und die Differenz der beiden Teilströme wird unter Berücksichtigung des Übersetzungverhältnisses des Einphasentransformators den sinusförmigen Einphasenstrom ergeben.
In Fig. 3 ist die letzterwähnte Schaltung dadurch ergänzt, dass zum Kondensator c noch Siebkreise 81. und 82 parallel geschaltet sind, wodurch erreicht wird, dass der Kondensator a kleiner bemessen werden kann, weil die Harmonisehen kleinerer Frequenz durch die Siebkreise und nicht durch den Kon- densator c fliessen müssen.
In der Fig. 4 ist eine weitere Schaltung angegeben, die sich von den vorigen nur dadurch unterscheidet, dass statt eines einzigen Ventils zwei Ventile eI e2 verwendet werden, deren Anoden gemeinsam aus einem Sechsphasensystem des Speisetransformators d gespeist werden.
Es ist auch möglich, den oder die Parallelkondensatoren und die Siebkreise anstatt auf der Primärwicklung des Einphasentransformators auf der Sekundärseite dieses Transformators anzuordnen, wie dies Fig. 5 zeigt. Es ist dann notwendig, dass zwischen Kondensator c, Siebkreise 81 und 82 und dem Einphasennetz eine Drossel L2 geschaltet wird, die die Oberwellen zurückhält, damit die oben erwähnten Differenzströme zwischen dem rechteckigen Strom im Einphasentransformator und dem sinusförmigen Strom des Einphasennetzes durch den Kondensator c und die Siebkreise 81 und 82 fliessen. In diesem Fall wird der Einphasentransformator einen rechteckförmigen Strom transformieren.
Es kann auch eine Anordnung entsprechend Fig. 6 gewählt werden, die sich von der Schaltung
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Einphasenspannung, sondern über eine Anzapfung P des Einphasentransformators, die auch einstellbar sein kann, angeschlossen wird. Wird nämlich der Punkt P auf der Sekundärwicklung des Einphasentransformators verschoben, so kann dadurch eine Regelung des Stromes im Kondensator c und im Siebkreis s erreicht werden, damit bei verschiedenen Belastungen des Umformers die Stärke des Oberwellenstromes im Kondensator c und Siebkreis s der Belastung angepasst werden kann.
Fig. 7 zeigt eine Einrichtung, die genau gleich wirkt wie die Anordnung nach Fig. 6, wobei die Regelung des Kondensator-und Siebkreisstromes durch eine Regulierdrossel L3 besorgt wird.
Fig. 8 zeigt ein weiteres Beispiel, das im wesentlichen mit dem Beispiel Fig. 2 sich deckt, mit dem Unterschied, dass die Drossel L der Fig. 2 nicht in die Kathodenleitung, sondern in die Zuleitung zu den Nullpunkten der beiden Sechsphasensysteme verlegt ist. Diese Drossel Lis erhält zwei Wicklungen, die so geschaltet sind, dass sie im gleichen Sinne magnetisieren. Die Wirkungsweise der ganzen Einrichtung ist dieselbe wie vorher beschrieben.
Schliesslich zeigt Fig. 9 eine Möglichkeit, zwei Ventile in Achterschaltung zu verwenden, wobei dann der Einphasentransformator weggelassen werden kann. Die Drossel L12 erfüllt den gleichen Zweck wie in Fig. 8. Der Kondensator c, Siebkreis s und Drossel L2 entsprechen der Einrichtung von Fig. 5.
Da die Kondensatoren in den erwähnten Schaltungen recht gross ausfallen, so können diese auch zur Lieferung von Blindleistung an das Einphasen-oder an das Drehstromnetz herangezogen werden.
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Device to achieve a pulsation-free three-phase power with grid-controlled three-phase single-phase current converters.
It is known that three-phase current can be converted directly into single-phase current with a different frequency, and vice versa, by using grid-controlled mercury vapor valves, and
Carries out grid control in any known manner so that the output from the valve
Single-phase voltage has a rectangular waveform. On the connected to the single-phase network
On the secondary side of the single-phase transformer, a device is provided which converts the square-wave voltage primarily supplied to the single-phase transformer on the secondary side of the same into a sinusoidal voltage.
This device consists of an inductance, a capacitor and blocking circuits with a capacitor and chokes in series, the latter eliminating or short-circuiting the harmonics. With this device, the single-phase current delivered to the network will be sinusoidal. The reaction of the pulsating single-phase load of the converter on the three-phase network will be such that the power delivered by the three-phase network passes through zero twice during one period of the single-phase frequency. This has the disadvantage that the three-phase network is not loaded constantly, but pulsating.
To achieve constant three-phase power with pulsating single-phase power, it has already been proposed to use rotating machines that convert the pulsating single-phase power into a constant one. However, the use of rotating machines complicates the system and increases the maintenance costs of the same.
The invention now relates to a device for converting three-phase current into single-phase current of a different frequency, and vice versa, via a grid-controlled mercury vapor valve, which is controlled so that the voltage directly supplied by the latter has a rectangular shape, and that this valve is switched on directly or via a single-phase transformer a single-phase network of given sinusoidal voltage is connected, in which according to the invention to achieve a constant three-phase power with pulsating single-phase power in the cathode line of the valve or
in the connecting lines between the single-phase transformer and the zero point or points of the secondary windings of the supply transformer for the valve inductances, and parallel to the windings or winding parts of the single-phase transformer capacitors of such a size that the inductance is the difference between the square-wave and the sinusoidal voltage, and the capacitors take up the difference between the constant direct current in the cathode line and the sinusoidal current of the single-phase transformer.
In the drawing, exemplary embodiments of the invention are shown schematically in FIGS. 1-9.
In all figures, a denotes the three-phase network, b the single-phase network and e the mercury vapor valve with anodes and cathode and control grids upstream of the anodes. The valve is fed from the three-phase network via transformer d. The single-phase transformer is designated by f. L is the choke coil located in the cathode line or in the neutral point connections to the secondary windings of the supply transformer, and c, Ct, C2 are the capacitors located parallel to the windings of the single-phase transformer. With s, 8h 82 blocking circuits are designated which consist of a capacitor in series with a choke.
In the embodiment of a converter system according to Fig. 1, the choke L is located in the line connecting the cathode of the valve e to the center point of the primary winding of the single-phase transformer f, while the winding ends to the zero points of the secondary windings of the feed
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transformer d are performed. The capacitors Cj, c are parallel to the primary winding halves of the single-phase transformer. The type of grid control of the valve is neither shown as superfluous for an understanding of the operation of the invention, nor needs to be discussed in detail.
The mode of operation of this arrangement is that the choke L keeps the cathode current practically constant, so that the currents which flow to the two zero points of the six-phase secondary waves of the supply transformer d have a rectangular shape. However, according to the requirements made, a sinusoidal current should flow in the single-phase transformer. The difference between this sinusoidal current and the mentioned reverse currents flows through the capacitors Ci, and c. The voltage at the terminals of the single-phase transformer is sinusoidal because it is determined by the single-phase network. As mentioned, the voltage between the cathode of the valve and the two zero points of the six-phase oscillations of the supply transformer d is rectangular.
The difference between this square-wave and the sinusoidal single-phase voltage is absorbed by the choke L. The result is that with this arrangement and with sinusoidal single-phase current and sinusoidal single-phase voltage, the cathode current of the valve is constant, and that the voltage between the cathode and the zero point of the respectively burning system also remains constant. It follows that the three-phase network is constantly loaded as if an ordinary six-phase rectifier would output direct current, i.e. H. the three-phase network delivers continuous power and the single-phase power output by the converter pulsates at twice the single-phase frequency, the difference between these two energies being stored by the choke L and the capacitors C1 and C2.
In the embodiment of FIG. 2, the capacitors are t;. and C2 of FIG. 1 are combined into a single capacitor c. In this case, the constant cathode current when entering the single-phase transformer f is broken down in such a way that one component goes as active power through one part of the primary winding of the single-phase transformer d to the zero point of one sea phase system of the supply transformer d, and the other component passes through the other part of the Primary winding of the single-phase transformer d flows through the capacitor c to the mentioned zero point of the same six-phase system.
The sum of the two partial currents will therefore result in a current with a rectangular curve, and the difference between the two partial currents will result in the sinusoidal single-phase current, taking into account the transformation ratio of the single-phase transformer.
In Fig. 3, the last-mentioned circuit is supplemented by the fact that filter circuits 81 and 82 are connected in parallel with capacitor c, which means that capacitor a can be made smaller because the harmonics of lower frequency are generated by the filter circuits and not by the Capacitor c must flow.
4 shows a further circuit which differs from the previous one only in that, instead of a single valve, two valves eI e2 are used, the anodes of which are fed jointly from a six-phase system of the supply transformer d.
It is also possible to arrange the parallel capacitor or capacitors and the filter circuits on the secondary side of this transformer instead of on the primary winding of the single-phase transformer, as FIG. 5 shows. It is then necessary that between capacitor c, filter circuits 81 and 82 and the single-phase network, a choke L2 is connected to hold back the harmonics so that the above-mentioned differential currents between the rectangular current in the single-phase transformer and the sinusoidal current of the single-phase network through the capacitor c and the sieve circles 81 and 82 flow. In this case the single-phase transformer will transform a square-wave current.
An arrangement according to FIG. 6 can also be selected, which differs from the circuit
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Single-phase voltage, but via a tap P of the single-phase transformer, which can also be adjustable. If point P is shifted on the secondary winding of the single-phase transformer, the current in capacitor c and filter circuit s can be regulated so that the strength of the harmonic current in capacitor c and filter circuit s can be adapted to the load when the converter is subjected to different loads .
FIG. 7 shows a device which has exactly the same effect as the arrangement according to FIG. 6, the regulation of the capacitor and filter circuit current being provided by a regulating throttle L3.
FIG. 8 shows a further example which essentially coincides with the example in FIG. 2, with the difference that the choke L of FIG. 2 is not laid in the cathode line, but in the feed line to the zero points of the two six-phase systems. This choke Lis has two windings which are connected in such a way that they magnetize in the same way. The mode of operation of the entire device is the same as previously described.
Finally, FIG. 9 shows a possibility of using two valves in a figure-of-eight circuit, in which case the single-phase transformer can be omitted. The choke L12 fulfills the same purpose as in FIG. 8. The capacitor c, filter circuit s and choke L2 correspond to the device of FIG.
Since the capacitors in the circuits mentioned turn out to be quite large, they can also be used to supply reactive power to the single-phase or three-phase network.