CA1108693A - Onduleur autonome a modulation de largeur d'impulsions - Google Patents
Onduleur autonome a modulation de largeur d'impulsionsInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
: L'invention concerne un onduleur à modulation de largeur d'impulsions. On choisit, pour réaliser le circuit de puissance de cet onduleur, un mutateur classique à deux thyristors avec transformateur à point milieu et commutation forcée par condensateur parallèle, dont le fonctionnement est nouveau et rendu compatible avec le type de modulation grâce à une fréquence de découpage comprise entre 5 et 10 fois la fréquence d'utilisation. Application aux onduleurs de puissance comprise entre 0,5 et 10 kW.
Description
'''' 11g386~!3 L'invention concerne un onduleur autonome a modula-tion de largeur d'impulsions. Cet onduleur est du type statique monophasé.
Dans la plupart des applications des onduleurs, il est nécessaire de prevoir un filtrage et une régulation de la tension de sortie. La qualité du filtrage et celle de la régu-lation sont des propriét~simportantes de l'onduleur.
- Les onduleurs autonomes de moyenne puissance (0,5 à
10 kW environ) disponibles actuellement sur le marché sont conçus selon trois types fondamentaux.
- onduleurs a thyristors avec régulation magnétique par ferrorésonance - onduleurs à thyristors en pont avec régulation électronique par modulation de la durée de conduction et commu-tation forcée par thyristors auxiliaires - onduleurs à modulation de largeur d'impulsions à
transistors.
Dans le premier type, le filtrage et la régulation sont assurés par le régulateur ferrorésonnant, dont la mise au point est délicate et nécessite une longue expérience des circuits magnetiques.
Dans le second type, le mode de régulation entraîne une certaine complexité du circuit de puissance, dont le coût est tel que cette technique n'est pas competitive dans la gamme de puissance considerée.
Dans le troisième type, la puissance maximale raisonnablement maîtrisable se situe aujourd'hui aux alentours de deux kilowatts, ce qui est insuffisant.
Le but de l'invention est de conserver les avantages de la modulation de largeur d'impulsions, tout en s'affranchis-sant de la limitation en puissance des onduleurs à transistors.
-, . , : :: , , :
. ~ , . . . .
,. . . .. . . . ' ~ ' ' ::: , 111~86~
L'invention a pour objet un onduleur autonome ~
modulation de largeur d'impulsions comportant un transformateur comprenant un enroulement primaire à point milieu et un enroule-ment secondaire, un circuit de puissance reliant d'une part le point milieu a une premiere borne d'entrée de courant continu et d'autre part, les deux extrémités de l'enroulement primaire ~ -à une seconde borne d'entrée à travers respectivement deux sou-papes statiques, et un circuit de aommande apte à fournir des signaux à une fréquence de découpage F, plusieurs fois supérieure à la fréquence d'utilisation f de l'onduleur, aux électrodes : de commande desdites soupapes, caractérisé par le fait que les soupapes sont des thyristors et que le circuit de puissance -comprend en outre un condensateur d'extinction branché en paral-.
lèle avec l'enroulement primaire, une inductance d'extinction branchée en série entre la seconde borne d'entrée et les élec-trodes correspondantes des thyristors et deux diodes branchées chacune en parallèle avec l'ensemble formé par l'un des thyris-tors et l'inductance et en opposition avec ce thyristor, le circuit de commande comprenant un dispositif de synchronisation apte à élaborer des signaux synchronisés aux fréquences F et f.
Selon l'invention on utilise donc dans un onduleur ; a modulation de largeur d'impulsions, un circuit de puissance à
thyristors d'un type déjà connu dans des onduleurs à impulsions ; de largeur constante, c'est-à-dire du type à point milieu et " a commutation forcée par condensateur parallèle. Ce type de '~ circuit permet de commuter des puissances relativement élevées avec un circuit très simple pour l'extinction des thyristors.
. Il est apparu aux inventeurs que ce circuit de puissance connu pouvait très.bien s'adapter à ce type de modulation, à condition cependant d'adapter les él~ments de ce circuit à un mode de fonctionnement nouveau et d'utiliser une fréquence de découpage plus basse que les fréquences de découpage qu'il était connu ., ~
~86~3 d'utiliser. C'est pourquoi, on utilise de préf~rence, selon l'invention une fréquence de découpage comprise en cinq et dix fois la fréquence d'utilisation qui peut être par exemple de 50 Hz.
A l'aide des figures schématiques 1 a 9 ci-jointes, on va décrire ci-apres, a titre non limitatif, comment l'inven-tion peut être mise en oeuvre.
Les ~léments qui se correspondent sur plusieurs de ces figures y sont désignes par les mêmes signes de référence. La figure 1 représente un diagramme de variations de signaux élec-triques au cours du temps et sera commentée pour rappeler le principe connu des onduleurs a modulation de largeur d'impul-sions.
La figure 2 représente un schéma synoptique d'un onduleur selon l'invention.
Les figures 3 a 6 représentent les courants circulant dans le circuit de puissance de l'onduleur de la figure 2, a des instants successifs d'une période de découpage pendant laquelle le courant conserve un même sens représenté par une flache dans l'enroulement primaire du transformateur.
Les figures 7 et 8 représentent des diagrammes de variations de grandeurs électriques dans le circuit de puissance des figures 3 a 6, selon que la charge de l'onduleur est, res-pectivement, résistive ou inductive.
La figure 9 représente un schéma du même circuit de puissance, sur lequel des flaches montrent le sens positif des ~
grandeurs électriques des figures 7 et 8. ;
La présente invention utilise le principe connu de la modulation de largeur d'impulsions que l'on va tout d'abord rappeler:
Un circuit de puissance a transistors rapides donne des impulsions de tension alternées de forme rectangulaire, se ~, ' . : ' :' . . ' - ~6~
succédant à une fréquence élevée dite de découpage. Il est possible de rendre inégales les largeurs des impulsions positives et négatives par une commande appropriée des deux transistors.
La tension de sortie du circuit de puissance possède alors une composante moyenne qu'il est possible de faire varier en fonction -du temps, par une modulation appropriée de la largeur des creneaux.
Si cette variation est sinusoldale, on peut utiliser cette com-posante moyenne variable comme tension de sortie de l'onduleur.
Le signal de commande des transistors en modulation de largeur d'impulsions est obtenu de la maniare suivante, illustrée par la figure 1:
Une tension auxiliaire Us en dents de scie symétri-ques de frequence F (frequence de decoupage) ect comparee avec une tension modulatrice Um de frequence f (fréquence d'utilisation) dont la variation est suffisamment lente pour être negligee durant une periode de Us. Ces deux tensions sont representees sur la figure 1.
L'amplitude des variations de Um est au maximum la même que celle de Us et se fait autour d'une même valeur moyenne.
Au cours de chaque période de découpage, la différence Um-Us est alternativement positive et négative et est utilisée pour fournir les signaux de commande des transistors du circuit de puissance, qui delivre alors en sortie une tension Uc valant t Uo OU - Uo~ selon que Um est sup~rieur ou inferieur a Us. La valeur moyenne de Uc est alors proportionnelle a Um. Il suffira donc de faire varier Um suivant une loi sinusoldale de frequence f petite par rapport a F pour obtenir une variation sinusoldale de cette valeur moyenne avec une amplitude proportionnelle a celle de la variation de Um.
La tension de sortie de l'onduleur (apres filtrage) est constituèe par cette valeur moyenne de Uc. Son amplitude peut donc être commandée par un simple réglage de l'amplitude de la variation de Um. L'utilisation dl principe de la modu-' _ 4 _ lation de largeur d'impulsions permet ainsi d'obtenir une tension de sortie alternative, de fréquence f et dont la régula-tion est aisée.
De plus, la décomposition de la tension Uc en série de Fourier fait apparaltre uniquement les fréquences f et F et les harmoniques de cette dernière. Il n'existe donc pas de fréquence comprise entre f et F et le filtrage en est simplifié, et ceci d'autant plus que le rapport F/f est plus grand.
Conformément à la figure 2, le circuit de commande d'un onduleur selon l'invention comporte un générateur de dents de scies symétriques 2 qui génère un signal de fréquence F qui est envoyé sur l'une des entrées d'un comparateur 4. Cette fréquence F est la fréquence de découpage précédemment mentionnée.
Ce génerateur envoie d'autre part un signal de synchronisation à caractéristique rectangulaires de même frequence F sur l'entrée d'un diviseur logique 6. Le signal qui en ressort a une fréquence f constituant la fréquence d'utilisation et égale à la fréquence de decoupage divisee par huit: f = F/8.
Il est introduit dans un circuit de contrôle d'am-
Dans la plupart des applications des onduleurs, il est nécessaire de prevoir un filtrage et une régulation de la tension de sortie. La qualité du filtrage et celle de la régu-lation sont des propriét~simportantes de l'onduleur.
- Les onduleurs autonomes de moyenne puissance (0,5 à
10 kW environ) disponibles actuellement sur le marché sont conçus selon trois types fondamentaux.
- onduleurs a thyristors avec régulation magnétique par ferrorésonance - onduleurs à thyristors en pont avec régulation électronique par modulation de la durée de conduction et commu-tation forcée par thyristors auxiliaires - onduleurs à modulation de largeur d'impulsions à
transistors.
Dans le premier type, le filtrage et la régulation sont assurés par le régulateur ferrorésonnant, dont la mise au point est délicate et nécessite une longue expérience des circuits magnetiques.
Dans le second type, le mode de régulation entraîne une certaine complexité du circuit de puissance, dont le coût est tel que cette technique n'est pas competitive dans la gamme de puissance considerée.
Dans le troisième type, la puissance maximale raisonnablement maîtrisable se situe aujourd'hui aux alentours de deux kilowatts, ce qui est insuffisant.
Le but de l'invention est de conserver les avantages de la modulation de largeur d'impulsions, tout en s'affranchis-sant de la limitation en puissance des onduleurs à transistors.
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L'invention a pour objet un onduleur autonome ~
modulation de largeur d'impulsions comportant un transformateur comprenant un enroulement primaire à point milieu et un enroule-ment secondaire, un circuit de puissance reliant d'une part le point milieu a une premiere borne d'entrée de courant continu et d'autre part, les deux extrémités de l'enroulement primaire ~ -à une seconde borne d'entrée à travers respectivement deux sou-papes statiques, et un circuit de aommande apte à fournir des signaux à une fréquence de découpage F, plusieurs fois supérieure à la fréquence d'utilisation f de l'onduleur, aux électrodes : de commande desdites soupapes, caractérisé par le fait que les soupapes sont des thyristors et que le circuit de puissance -comprend en outre un condensateur d'extinction branché en paral-.
lèle avec l'enroulement primaire, une inductance d'extinction branchée en série entre la seconde borne d'entrée et les élec-trodes correspondantes des thyristors et deux diodes branchées chacune en parallèle avec l'ensemble formé par l'un des thyris-tors et l'inductance et en opposition avec ce thyristor, le circuit de commande comprenant un dispositif de synchronisation apte à élaborer des signaux synchronisés aux fréquences F et f.
Selon l'invention on utilise donc dans un onduleur ; a modulation de largeur d'impulsions, un circuit de puissance à
thyristors d'un type déjà connu dans des onduleurs à impulsions ; de largeur constante, c'est-à-dire du type à point milieu et " a commutation forcée par condensateur parallèle. Ce type de '~ circuit permet de commuter des puissances relativement élevées avec un circuit très simple pour l'extinction des thyristors.
. Il est apparu aux inventeurs que ce circuit de puissance connu pouvait très.bien s'adapter à ce type de modulation, à condition cependant d'adapter les él~ments de ce circuit à un mode de fonctionnement nouveau et d'utiliser une fréquence de découpage plus basse que les fréquences de découpage qu'il était connu ., ~
~86~3 d'utiliser. C'est pourquoi, on utilise de préf~rence, selon l'invention une fréquence de découpage comprise en cinq et dix fois la fréquence d'utilisation qui peut être par exemple de 50 Hz.
A l'aide des figures schématiques 1 a 9 ci-jointes, on va décrire ci-apres, a titre non limitatif, comment l'inven-tion peut être mise en oeuvre.
Les ~léments qui se correspondent sur plusieurs de ces figures y sont désignes par les mêmes signes de référence. La figure 1 représente un diagramme de variations de signaux élec-triques au cours du temps et sera commentée pour rappeler le principe connu des onduleurs a modulation de largeur d'impul-sions.
La figure 2 représente un schéma synoptique d'un onduleur selon l'invention.
Les figures 3 a 6 représentent les courants circulant dans le circuit de puissance de l'onduleur de la figure 2, a des instants successifs d'une période de découpage pendant laquelle le courant conserve un même sens représenté par une flache dans l'enroulement primaire du transformateur.
Les figures 7 et 8 représentent des diagrammes de variations de grandeurs électriques dans le circuit de puissance des figures 3 a 6, selon que la charge de l'onduleur est, res-pectivement, résistive ou inductive.
La figure 9 représente un schéma du même circuit de puissance, sur lequel des flaches montrent le sens positif des ~
grandeurs électriques des figures 7 et 8. ;
La présente invention utilise le principe connu de la modulation de largeur d'impulsions que l'on va tout d'abord rappeler:
Un circuit de puissance a transistors rapides donne des impulsions de tension alternées de forme rectangulaire, se ~, ' . : ' :' . . ' - ~6~
succédant à une fréquence élevée dite de découpage. Il est possible de rendre inégales les largeurs des impulsions positives et négatives par une commande appropriée des deux transistors.
La tension de sortie du circuit de puissance possède alors une composante moyenne qu'il est possible de faire varier en fonction -du temps, par une modulation appropriée de la largeur des creneaux.
Si cette variation est sinusoldale, on peut utiliser cette com-posante moyenne variable comme tension de sortie de l'onduleur.
Le signal de commande des transistors en modulation de largeur d'impulsions est obtenu de la maniare suivante, illustrée par la figure 1:
Une tension auxiliaire Us en dents de scie symétri-ques de frequence F (frequence de decoupage) ect comparee avec une tension modulatrice Um de frequence f (fréquence d'utilisation) dont la variation est suffisamment lente pour être negligee durant une periode de Us. Ces deux tensions sont representees sur la figure 1.
L'amplitude des variations de Um est au maximum la même que celle de Us et se fait autour d'une même valeur moyenne.
Au cours de chaque période de découpage, la différence Um-Us est alternativement positive et négative et est utilisée pour fournir les signaux de commande des transistors du circuit de puissance, qui delivre alors en sortie une tension Uc valant t Uo OU - Uo~ selon que Um est sup~rieur ou inferieur a Us. La valeur moyenne de Uc est alors proportionnelle a Um. Il suffira donc de faire varier Um suivant une loi sinusoldale de frequence f petite par rapport a F pour obtenir une variation sinusoldale de cette valeur moyenne avec une amplitude proportionnelle a celle de la variation de Um.
La tension de sortie de l'onduleur (apres filtrage) est constituèe par cette valeur moyenne de Uc. Son amplitude peut donc être commandée par un simple réglage de l'amplitude de la variation de Um. L'utilisation dl principe de la modu-' _ 4 _ lation de largeur d'impulsions permet ainsi d'obtenir une tension de sortie alternative, de fréquence f et dont la régula-tion est aisée.
De plus, la décomposition de la tension Uc en série de Fourier fait apparaltre uniquement les fréquences f et F et les harmoniques de cette dernière. Il n'existe donc pas de fréquence comprise entre f et F et le filtrage en est simplifié, et ceci d'autant plus que le rapport F/f est plus grand.
Conformément à la figure 2, le circuit de commande d'un onduleur selon l'invention comporte un générateur de dents de scies symétriques 2 qui génère un signal de fréquence F qui est envoyé sur l'une des entrées d'un comparateur 4. Cette fréquence F est la fréquence de découpage précédemment mentionnée.
Ce génerateur envoie d'autre part un signal de synchronisation à caractéristique rectangulaires de même frequence F sur l'entrée d'un diviseur logique 6. Le signal qui en ressort a une fréquence f constituant la fréquence d'utilisation et égale à la fréquence de decoupage divisee par huit: f = F/8.
Il est introduit dans un circuit de contrôle d'am-
2~ plitude 8. Ce dernier 36~3 augmente ou diminue l'amplitude des impulsions issues du diviseur 6 enajoutant à cette amplitude un signal d'erreur issu d'un circuit de régulation de tension 10. Ce signal d'erreur représente, en grandeur et en signe, l'écart entre l'amplitude de la tension alternati~e fournie à une charge sur deux bornes de sortie 12 et 14 de l'onduleur, et une tension de consigns prédéterminée et éventuellement réglable. Il en résulte que le signal de sortie du circuit de contrôle d'amplitude 8 a toujours la Préquence f et une amplitude variab~e qui peut être utilisée pour réguler la tension de sortie de l'onduleur. Il est ensuite filtré à travers une cellule de filtrage 16 et seul son fondamental, c'est-à- dire une sinusoide de fréquence f et d'amplitude variable, est envoyé sur la deuxième entrée du comparateur.
Le comparateur 4 compare le signal en dents de scie à fréquence F
fourni par le générateur 2 au signal sinusoidal de fréquence f et d'ampli-tude variable fourni par la cellule 16. Le signal de sortie uc du comparateur est de la même forme que le signal Uc décrit dans le rappel du dlimpulsion~
principe de la modulation de largeur/(figure 1). Ce signal est envoyé dans un circuit de mise en forme et d'amplification 18 de façon à pouvoir commander correctement les thyristors d'un circuit de puissance CP.
Ce circuit transforme la tension continue issue d'une batterie BT en une tension alternative dont la forme est identique au signal de sortie du comparateur 4. Cette tension alternative est appliquée au primaire E1, E2 d'un transformateur TR élévateur de tension qui adapte la tension continue disponible à la tension alternative désirée. Un filtre 20 de sortie ne transmet sur les bornes 12 et 14 que la composante fondamen-tale du signal secondaire du transformateur, cette composante étant à la fréquence d'utilisation f désirée.
Le filtre de sortie est par exemple ~éterminé pour limiter la distorsion du signal d'utilisation à 5 g. Sa réalisation reste simple et économique, compte tenu du fait que la fréquence de decoupage qu'il doit éliminer est ~u moins cinq fois superieure à la fréquence d'utilisation, plus particulierement huit fois dans l'exemple décrit.
~ 6~3 La tension de sortie alternative sinusoidale fournie par le filtre 20 est transformée par le cirouit de régulation de tension en une t,ension continue, puis oomparée à une valeur de consigne.
Le signal d'erreur est ensuite envoyé sur le circuit de contrôle d'amplitude 8 précédemment décrit pour perme~tre la régulation en tension.
On va maintenant décrire le circuit de puissance CP. On peut tout d'abord remarquer que lorsqu'il est utilisé de façon connue ce circuit délivre en sortie une tension rectangulaire dont les deux demi-périodes sont symétriques, La fréquence de la tension d'utilisation est égale à
celle des impulsions de commande des thyristors et synchrone avec elle. On a donc pour chaque thyristor une commutation par période de la tension d'utilisation.
Dans la présente invention, où l'on utilise la modulation de largeur d'impulsions, la tsnsion de sortie reste rectangulaire, mais les deux demi-périodes de découpage ne sont plus symétri~ues ; chaque thyris-tor commute 8 fois par période de la tension d'utilisation à rréquence f, F
étant la fréquence de découpage et valant 8 f.
La fréquence de la tensior. d'utilisation n'est plus égale à la fréquence des impulsions de commande des thyristors, mais les signaux apparaissant à ces dcux fréquences sont synchrones, afin de ma~triser le temps de repos minima:~ laissé aux thyristors pour s'éteindre. Il est donc néceqsaire que la fréquence F soit rigoureusement un multiple entier de la fréquence f. Ceci ne peut être réalisé qu'en élaborant des signaux à ces deux fréquences par un dispositif de synchronisation, constitué en l'occu rence par le générateur 2 et le diviseur ~.
Le circuit CP comporte :
- deux thyristors Th1 et Th2 associés au transformateur à point milieu TR.
Les thyristors Th1 et Th2 assurent le découpage de la tension continue ~ournie par la batterie BT ; le transformateur TR adapte cette tension à la tension de sortie desirée, - deux diodeq D1 et D2 qui assurent le passage de courant quand ~es deux thyristors sont bloqués.
.. .. ..
- et un circuit d'extinction des thyristors composé d'un condensateur C et d'une inductance L.
La batterie BT fournit une tension continue E appliquée entre une première et une deuxième bornes d'entrée B1 et B2, cette dernière étant connectée à la borne médiane-Bm de l'enroulement primaire du transforma-teur TR. Cet enroulement comporte un premier et un deuxième demi enroule-ments E1 et E2 entre la borne Bm et, respectivement une première et une deuxième bornes de sortie du circuit de puissance S1 et S2. Le condensa-teur C et connecté entre les bornes S1 et S2. Les thyristors Th1 ct Th2 sont connectés entre ces bornes S1 et S2 et une borne interne BI. L'inductance L est connectée entre cette borne interne et la borne d'entrée B1. Les diodes D1 et D2 sont connectées entre la borne B1 et respectivement les bornes S1 et S2, tête-bêche par rapport aux thyristors Th1 et Til2.
On va maintenant décrire à l'aide des ~igures 3 à 6, le ~onction-nement du circuit CP pendant une période complète du découpage oui est située à l'intérieur d'une arche du courant d'utilisation, c'est-à-dire que le courant fourni par l'onduleur à la fréquence d'utillsation ne chan6e pas de sens pendant cette période de découpage.
A l'instant initial t = O, les courants de charges primaire et secondaire du transformateur TR sont positifs (voir figure 3). Le thyristor Th2 est conducteur et le condensateur C est chargé à la tension f 2E. La tension I E est alors appliquée au demi enroulement E2.
- Le courant de charge primaire suit le circuit en trait fort sur la fi~ure 3.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th1, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. Comme la charge du condensateur C ne peut varier instantanément, le thyristor Th2 est soumis à une tension inverse de 2E et recouvre son aptitude à bloquer une tension directe. Les valeurs des éléments L et C
sont en effet déterminées de telle sorte que la tension inverse ne s'annule
Le comparateur 4 compare le signal en dents de scie à fréquence F
fourni par le générateur 2 au signal sinusoidal de fréquence f et d'ampli-tude variable fourni par la cellule 16. Le signal de sortie uc du comparateur est de la même forme que le signal Uc décrit dans le rappel du dlimpulsion~
principe de la modulation de largeur/(figure 1). Ce signal est envoyé dans un circuit de mise en forme et d'amplification 18 de façon à pouvoir commander correctement les thyristors d'un circuit de puissance CP.
Ce circuit transforme la tension continue issue d'une batterie BT en une tension alternative dont la forme est identique au signal de sortie du comparateur 4. Cette tension alternative est appliquée au primaire E1, E2 d'un transformateur TR élévateur de tension qui adapte la tension continue disponible à la tension alternative désirée. Un filtre 20 de sortie ne transmet sur les bornes 12 et 14 que la composante fondamen-tale du signal secondaire du transformateur, cette composante étant à la fréquence d'utilisation f désirée.
Le filtre de sortie est par exemple ~éterminé pour limiter la distorsion du signal d'utilisation à 5 g. Sa réalisation reste simple et économique, compte tenu du fait que la fréquence de decoupage qu'il doit éliminer est ~u moins cinq fois superieure à la fréquence d'utilisation, plus particulierement huit fois dans l'exemple décrit.
~ 6~3 La tension de sortie alternative sinusoidale fournie par le filtre 20 est transformée par le cirouit de régulation de tension en une t,ension continue, puis oomparée à une valeur de consigne.
Le signal d'erreur est ensuite envoyé sur le circuit de contrôle d'amplitude 8 précédemment décrit pour perme~tre la régulation en tension.
On va maintenant décrire le circuit de puissance CP. On peut tout d'abord remarquer que lorsqu'il est utilisé de façon connue ce circuit délivre en sortie une tension rectangulaire dont les deux demi-périodes sont symétriques, La fréquence de la tension d'utilisation est égale à
celle des impulsions de commande des thyristors et synchrone avec elle. On a donc pour chaque thyristor une commutation par période de la tension d'utilisation.
Dans la présente invention, où l'on utilise la modulation de largeur d'impulsions, la tsnsion de sortie reste rectangulaire, mais les deux demi-périodes de découpage ne sont plus symétri~ues ; chaque thyris-tor commute 8 fois par période de la tension d'utilisation à rréquence f, F
étant la fréquence de découpage et valant 8 f.
La fréquence de la tensior. d'utilisation n'est plus égale à la fréquence des impulsions de commande des thyristors, mais les signaux apparaissant à ces dcux fréquences sont synchrones, afin de ma~triser le temps de repos minima:~ laissé aux thyristors pour s'éteindre. Il est donc néceqsaire que la fréquence F soit rigoureusement un multiple entier de la fréquence f. Ceci ne peut être réalisé qu'en élaborant des signaux à ces deux fréquences par un dispositif de synchronisation, constitué en l'occu rence par le générateur 2 et le diviseur ~.
Le circuit CP comporte :
- deux thyristors Th1 et Th2 associés au transformateur à point milieu TR.
Les thyristors Th1 et Th2 assurent le découpage de la tension continue ~ournie par la batterie BT ; le transformateur TR adapte cette tension à la tension de sortie desirée, - deux diodeq D1 et D2 qui assurent le passage de courant quand ~es deux thyristors sont bloqués.
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- et un circuit d'extinction des thyristors composé d'un condensateur C et d'une inductance L.
La batterie BT fournit une tension continue E appliquée entre une première et une deuxième bornes d'entrée B1 et B2, cette dernière étant connectée à la borne médiane-Bm de l'enroulement primaire du transforma-teur TR. Cet enroulement comporte un premier et un deuxième demi enroule-ments E1 et E2 entre la borne Bm et, respectivement une première et une deuxième bornes de sortie du circuit de puissance S1 et S2. Le condensa-teur C et connecté entre les bornes S1 et S2. Les thyristors Th1 ct Th2 sont connectés entre ces bornes S1 et S2 et une borne interne BI. L'inductance L est connectée entre cette borne interne et la borne d'entrée B1. Les diodes D1 et D2 sont connectées entre la borne B1 et respectivement les bornes S1 et S2, tête-bêche par rapport aux thyristors Th1 et Til2.
On va maintenant décrire à l'aide des ~igures 3 à 6, le ~onction-nement du circuit CP pendant une période complète du découpage oui est située à l'intérieur d'une arche du courant d'utilisation, c'est-à-dire que le courant fourni par l'onduleur à la fréquence d'utillsation ne chan6e pas de sens pendant cette période de découpage.
A l'instant initial t = O, les courants de charges primaire et secondaire du transformateur TR sont positifs (voir figure 3). Le thyristor Th2 est conducteur et le condensateur C est chargé à la tension f 2E. La tension I E est alors appliquée au demi enroulement E2.
- Le courant de charge primaire suit le circuit en trait fort sur la fi~ure 3.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th1, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. Comme la charge du condensateur C ne peut varier instantanément, le thyristor Th2 est soumis à une tension inverse de 2E et recouvre son aptitude à bloquer une tension directe. Les valeurs des éléments L et C
sont en effet déterminées de telle sorte que la tension inverse ne s'annule
3~ et ne change de sens qu'après une durée supérieure au temps d'extinction du thyristor (TV~N OFF). La constante de temps du circuit LC doit cependant rester petite par rapport à ~ne période de découpaee. Donc Th2 se bloque.
Le condsnsateur ~ se ch~rge n~gatiYement jusqulà - 2E, cettc ten3ion, ~3 double de celle de la batterie BT, étant due à l'effet d~autotransformateur des demi enroulements primaires E1 et E2 du transformateur TR. La circulation des courants est alors celle indiquée en trait fort sur la figure 4.
Lorsque le condensateur C a terminé sa charge à -2E, Ie potentiel d'anode de Th1 est nul. L'inductance T, qui avait emmagasiné de l'énergie pendant la phase de recharge du condensateur C à -2E, libère cette énergie à travers Th1 et D1. (Traits pointillés figure 5).
Q~nd l'inductance L a libéré toute son énergie, la diode D1 assure le passage du courant de charge primaire. Le circuit du courant primaire e~t alor~ celui représenté en trait fort sur la fig~re 5. La diode D1 impose alors une tension d'anode négative à Th1. Th1 se bloque. La diode D1 a~isurera le passage du courant de charge primaire jusqu'à l'amorçage de Th2, tandis qu'une tension négative -E restera appliquée au demi enroule-mcnt E2.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th2, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. L~ condens~teur C se recharge à + 2E. La circulation des courants est alorQ celle de la fieure 6 (trait fort).
Lorsque le potentiel de cathode de D1 devient positif, D1 se bloque. L'énergie emmagasinée par l'inductance L durant la phase de recharge de C à + 2E se libère à travers Th2 et décrit le circuit représenté en pointillés sur la figure 3. Quand l'inductance L a libéré
toute son énergie, le thyristor Th2 assure le passage du courant de charge primaire dont le circuit est représenté en trait fort sur la figure 3.
On vient de décrire un cycle complet de découpage. Le processus décrit ci-dessus se reproduit durant toute l'alternance positive du cou-rant de charge primaire.
Durant l'alternance négative du courant de charge primaire, le processus décrit reste le meme mais les fonctions des composants sont ;n~r~rsées. Ainsi Thl ~e comportera comme précédemment Th2 et D1 se compor-tera comme précedem~ent D2.
~ _ ~t36~
Les diagrammes des figures 7 et 8 donnent les différantes phases d'allumage et d'extinction des diodes et des thyristors, selon l'invention. La ~igure 7 correspond au cas où la charge de l'onduleur est rési.stive, et, la figure 8, au cas où la char~e de l'onduleur est inductive.
Sur ces figures uc représente le signal de sortie du comparateur
Le condsnsateur ~ se ch~rge n~gatiYement jusqulà - 2E, cettc ten3ion, ~3 double de celle de la batterie BT, étant due à l'effet d~autotransformateur des demi enroulements primaires E1 et E2 du transformateur TR. La circulation des courants est alors celle indiquée en trait fort sur la figure 4.
Lorsque le condensateur C a terminé sa charge à -2E, Ie potentiel d'anode de Th1 est nul. L'inductance T, qui avait emmagasiné de l'énergie pendant la phase de recharge du condensateur C à -2E, libère cette énergie à travers Th1 et D1. (Traits pointillés figure 5).
Q~nd l'inductance L a libéré toute son énergie, la diode D1 assure le passage du courant de charge primaire. Le circuit du courant primaire e~t alor~ celui représenté en trait fort sur la fig~re 5. La diode D1 impose alors une tension d'anode négative à Th1. Th1 se bloque. La diode D1 a~isurera le passage du courant de charge primaire jusqu'à l'amorçage de Th2, tandis qu'une tension négative -E restera appliquée au demi enroule-mcnt E2.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th2, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. L~ condens~teur C se recharge à + 2E. La circulation des courants est alorQ celle de la fieure 6 (trait fort).
Lorsque le potentiel de cathode de D1 devient positif, D1 se bloque. L'énergie emmagasinée par l'inductance L durant la phase de recharge de C à + 2E se libère à travers Th2 et décrit le circuit représenté en pointillés sur la figure 3. Quand l'inductance L a libéré
toute son énergie, le thyristor Th2 assure le passage du courant de charge primaire dont le circuit est représenté en trait fort sur la figure 3.
On vient de décrire un cycle complet de découpage. Le processus décrit ci-dessus se reproduit durant toute l'alternance positive du cou-rant de charge primaire.
Durant l'alternance négative du courant de charge primaire, le processus décrit reste le meme mais les fonctions des composants sont ;n~r~rsées. Ainsi Thl ~e comportera comme précédemment Th2 et D1 se compor-tera comme précedem~ent D2.
~ _ ~t36~
Les diagrammes des figures 7 et 8 donnent les différantes phases d'allumage et d'extinction des diodes et des thyristors, selon l'invention. La ~igure 7 correspond au cas où la charge de l'onduleur est rési.stive, et, la figure 8, au cas où la char~e de l'onduleur est inductive.
Sur ces figures uc représente le signal de sortie du comparateur
4, dont la forme est la meme que celle de la tension ~c aux bornes du condensateur C, c'est-à-dire la tension de sortie du circuit CP. Le signal u¢ est compté positivement lorsqu'un si~nal d'amorçage est appliqué au thyristor Th 1, ce qui correspond à une valeur positive de Uc, et négativement lorsqu'une impulsion d'amorçage e~t en~oyé a~ thyristor Th 2 (Uc négative). ic est l'intensité du courant traversant le condensateur C.
I désigne l'intensité 3t U la ten~ion en sort~e de l'onduleur. ITh1, ID2, ITh2, et ID1 désignent les courants traversant les éléments Th1, D2, Th2 et D1. U Th1 désigne la tensior au~ bornes du thyristor Th1. Des flèches tracées sur la figure 9 indiquent le sens positif choisi pour Uc, ic, ITh1, ID2, ITh2, ID1 e~ UTh1. Le sens positif des grandeurs I et U correspond au sens positif' du courant primaire i -ndiqllé sur la figure g.
Comme on l'a expliqué plus haut. l'invention trouve une applica-tion particulièrement avantageuse dans la réaJisation d'onduleurs munis d'un dispositi~ de reOulation et d'un ~iltre, les fonctions régulation et filtrage étant facilitées par la modulation de largeur d'impulsions.
Néanmoins rien n'empêche d'utiliser l'invention dans un onduleur sans régulation, notamment lorsque les caractéristiques de la source et de la charge sont suffisamment constantes, et/ou sans ~iltrage, lorsque la charge s'accomode de la présence d'harmoniques.
D'autres changements peuvent être apportés à la réalisation décrite sans sortir du cadre de l'invention. Ainsi le circuit de puissance peut être modi~ié tout en respectant le schéma de principe du circuit à
3~ point milieu et à commutation forcée par condensateur parallèle. Les anodes des thyristors peuvent être reliée~ à la borne d'entrée positive par l'inductance d'extinction, leurs cathodes étant reliées aux eYtrémités cle l'enroulemenr prlr~ irc~ d~ tr~n3foim2teur et la horne d'entree negative au _ g ~-6~3 point milieu. Des composants tels que des diodes peuvent être ajouté.s pour améliorer la forme des signaux. Par ailleurs l'amplitude du signal de modulation peut être réglée par tous moyens connus dans la technique de la régulation.
La limitation à 10 du rapport F/f est valable pour une fréquence d'utilisation de 50 Hz, qui est la valeur la plus oourante. En effet la technique actuelle des thyristors de puissance ne permet pas de les faire travailler dans des conditions satisfaisantes à des fréquences supérieures à 500 Hz. Il va de soi que ce raprort 10 peut être dépassé si la fréquence f descend au-dessous de 50 Hz.
: ' - 10 ~
I désigne l'intensité 3t U la ten~ion en sort~e de l'onduleur. ITh1, ID2, ITh2, et ID1 désignent les courants traversant les éléments Th1, D2, Th2 et D1. U Th1 désigne la tensior au~ bornes du thyristor Th1. Des flèches tracées sur la figure 9 indiquent le sens positif choisi pour Uc, ic, ITh1, ID2, ITh2, ID1 e~ UTh1. Le sens positif des grandeurs I et U correspond au sens positif' du courant primaire i -ndiqllé sur la figure g.
Comme on l'a expliqué plus haut. l'invention trouve une applica-tion particulièrement avantageuse dans la réaJisation d'onduleurs munis d'un dispositi~ de reOulation et d'un ~iltre, les fonctions régulation et filtrage étant facilitées par la modulation de largeur d'impulsions.
Néanmoins rien n'empêche d'utiliser l'invention dans un onduleur sans régulation, notamment lorsque les caractéristiques de la source et de la charge sont suffisamment constantes, et/ou sans ~iltrage, lorsque la charge s'accomode de la présence d'harmoniques.
D'autres changements peuvent être apportés à la réalisation décrite sans sortir du cadre de l'invention. Ainsi le circuit de puissance peut être modi~ié tout en respectant le schéma de principe du circuit à
3~ point milieu et à commutation forcée par condensateur parallèle. Les anodes des thyristors peuvent être reliée~ à la borne d'entrée positive par l'inductance d'extinction, leurs cathodes étant reliées aux eYtrémités cle l'enroulemenr prlr~ irc~ d~ tr~n3foim2teur et la horne d'entree negative au _ g ~-6~3 point milieu. Des composants tels que des diodes peuvent être ajouté.s pour améliorer la forme des signaux. Par ailleurs l'amplitude du signal de modulation peut être réglée par tous moyens connus dans la technique de la régulation.
La limitation à 10 du rapport F/f est valable pour une fréquence d'utilisation de 50 Hz, qui est la valeur la plus oourante. En effet la technique actuelle des thyristors de puissance ne permet pas de les faire travailler dans des conditions satisfaisantes à des fréquences supérieures à 500 Hz. Il va de soi que ce raprort 10 peut être dépassé si la fréquence f descend au-dessous de 50 Hz.
: ' - 10 ~
Claims (4)
1. Onduleur autonome à modulation de largeur d'im-pulsions comportant un transformateur comprenant un enroulement primaire à point milieu et un enroulement secondaire, un circuit de puissance reliant d'une part ledit point milieu à une première borne d'entrée de courant continu et d'autre part les deux extré-mités dudit enroulement primaire à une seconde borne d'entrée à travers respectivement deux soupapes statiques, et un circuit de commande apte à fournir des signaux à une fréquence de découpa-ge F, plusieurs fois supérieure à la fréquence d'utilisation f de l'onduleur, aux électrodes de commandes desdites soupapes, caractérisé par le fait que lesdites soupapes sont des thyristors et que ledit circuit de puissance comprend en outre un condensa-teur d'extinction branche en parallèle avec ledit enroulement primaire, une inductance d'extinction branchée en série entre ladite seconde borne d'entrée et les électrodes correspondantes des thyristors, et deux diodes branchées chacune en parallèle avec l'ensemble forme par l'un des thyristor et l'inductance, et en opposition avec ce thyristor, le circuit de commande comprenant un dispositif de synchronisation apte à élaborer des signaux synchronisés aux dites fréquences F et f.
2. Onduleur selon la revendication 1, caractérisé
par le fait que ledit dispositif de synchronisation est prévu de telle sorte que la fréquence F soit comprise entre 5 et 10 fois la fréquence f.
par le fait que ledit dispositif de synchronisation est prévu de telle sorte que la fréquence F soit comprise entre 5 et 10 fois la fréquence f.
3. Onduleur selon la revendication 1 ou 2, caracté-risé par le fait que le circuit de commande comprend un généra-teur de modulation piloté par le dispositif de synchronisation et commandé par un circuit de régulation en fonction de la tension de sortie de l'onduleur pour fournir un signal de modula-tion de fréquence f et d'amplitude variant en sens inverse de ladite tension de sortie.
4. Onduleur selon la revendication 1 ou 2, carac-térisé par le fait que le dispositif de synchronisation un géné-rateur de fréquence suivi d'un diviseur de fréquence.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7730559 | 1977-10-11 | ||
| FR7730559A FR2406336A1 (fr) | 1977-10-11 | 1977-10-11 | Onduleur autonome a modulation de largeur d'impulsions |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA1108693A true CA1108693A (fr) | 1981-09-08 |
Family
ID=9196361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA313,042A Expired CA1108693A (fr) | 1977-10-11 | 1978-10-10 | Onduleur autonome a modulation de largeur d'impulsions |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| CA (1) | CA1108693A (fr) |
| DE (1) | DE2843350A1 (fr) |
| ES (1) | ES474128A1 (fr) |
| FR (1) | FR2406336A1 (fr) |
| GB (1) | GB2006553B (fr) |
| ZA (1) | ZA785717B (fr) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4237167C2 (de) * | 1991-11-14 | 2003-04-17 | Perkin Elmer Corp | Vorrichtung zum geregelten Beheizen einer Ionenquelle eines thermionischen Detektors |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE622965A (fr) * | 1961-09-28 |
-
1977
- 1977-10-11 FR FR7730559A patent/FR2406336A1/fr active Granted
-
1978
- 1978-10-02 GB GB7838857A patent/GB2006553B/en not_active Expired
- 1978-10-04 DE DE19782843350 patent/DE2843350A1/de not_active Withdrawn
- 1978-10-09 ZA ZA00785717A patent/ZA785717B/xx unknown
- 1978-10-10 CA CA313,042A patent/CA1108693A/fr not_active Expired
- 1978-10-11 ES ES474128A patent/ES474128A1/es not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2843350A1 (de) | 1979-04-12 |
| FR2406336A1 (fr) | 1979-05-11 |
| GB2006553A (en) | 1979-05-02 |
| ES474128A1 (es) | 1979-05-01 |
| GB2006553B (en) | 1982-04-15 |
| FR2406336B1 (fr) | 1980-08-22 |
| ZA785717B (en) | 1979-09-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MKEX | Expiry |