DE3417194C2

DE3417194C2 -

Info

Publication number: DE3417194C2
Application number: DE3417194A
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl.-Ing. 7997 Immenstaad De Schuelzke
Original assignee: TRW Messmer and Co KG
Current assignee: TRW Messmer and Co KG
Priority date: 1984-05-09
Filing date: 1984-05-09
Publication date: 1988-05-26
Also published as: DE3417194A1; EP0163969A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines gleichstromgespeisten Verbrauchers eines Kraftfahrzeuges, insbesondere für die Instrumentenbeleuchtung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruches 1.

Die Instrumentenbeleuchtung in Kraftfahrzeugen ist in ihrer Helligkeit verstellbar. Es ist bekannt, hierfür einen veränderlichen Vorwiderstand (Rheostat) zu verwenden. Nachteilig ist hierbei, daß der veränderliche Vorwiderstand eine beträchtliche Verlustleistung erzeugt, was zu Temperaturproblemen führt. Andererseits nimmt die Wattzahl der zu dimmenden Instrumentenbeleuchtung immer mehr zu, wodurch die Leistungs-Temperatur-Probleme verschärft werden.

Die DE-OS 27 28 796 beschreibt bereits eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Gleichstromes, insbesondere für die Instrumentenbeleuchtung eines Kraftfahrzeug-Armaturenbrettes. Diese Schaltungsanordnung weist einen elektronischen Schalter auf, der mit der Last (Instrumentenbeleuchtung) in Reihe geschaltet ist und mit einstellbarem Tastverhältnis arbeitet. Der elektronische Schalter ist als astabiler Multivibrator aufgebaut. Nachteilig ist, daß vor allem die Durchsteuerbarkeit bei konstanter Frequenz nicht gegeben ist. Außerdem bedingt diese Schaltungsanordnung einen unnötig großen Aufwand und es sind keine Mittel zur Abflachung der Schaltflanken vorhanden.

Die DE-OS 21 00 929, die den am nächsten kommenden Stand der Technik beschreibt, bezieht sich auf eine Steuerschaltung zur Versorgung eines induktiven Verbrauchers mit impulsförmigem Gleichstrom aus einer Gleichstromquelle. Der vorhandene elektronische Schalter weist einen als astabilen Multivibrator ausgebildeten Operationsverstärker mit einem Mitkopplungszweig und einem Gegenkopplungszweig auf. Das Tastverhältnis ist veränderbar. Der Operationsverstärker bildet einen Komparator. Der eine Eingang des Komparators ist an einen Abgriff eines Spannungsteilers angeschlossen, mit dem auch das Mitkopplungsnetz verbunden ist. Die Last und der Spannungsteiler sind an den einen Pol der Fahrzeugbatterie anschließbar. Der andere Eingang des Komparators ist über einen Kondensator an den anderen Pol der Fahrzeugbatterie und an das Gegenkopplungsnetzwerk angeschlossen, mit dem auch die Last verbunden ist. Hierbei ist die den Gleichstrom schaltende Leistungsstufe von zwei Transistoren in Darlington-Schaltung gebildet. Diese bekannte Schaltungsanordnung dient zur Steuerung des impulsförmigen Gleichstromes für einen induktiven Verbraucher. Sie soll die Forderung nach steilflankigen Steuerimpulsen sowie nach einem weiten Variationsbereich des Tastverhältnisses der Steuerimpulse mit möglichst einfachen Mitteln erfüllen. Nachteilig ist, daß ein nachgeschalteter Treiber notwendig ist. Auch ist die Durchsteuerbarkeit bei festbleibender Frequenz nicht gegeben. Es sind keine Mittel zur Abflachung der Schaltflanken vorgesehen, so daß die Anforderungen an die Entstörung für Rundfunkempfang bei Kraftfahrzeugen nicht erfüllt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde die aus der zuletzt beschriebenen Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung so zu verbessern, daß die eingestellte Schaltfrequenz des elektronischen Schalters möglichst konstant gehalten und eine gute Durchsteuerbarkeit erreicht wird. Zudem sollen die Schaltflanken abgeflacht werden um Rundfunkstörungen im Kraftfahrzeug der Nahentstörungsnorm entsprechend zu vermindern. Dabei soll die Schaltungsanordnung besonders einfach, klein und konstengünstig aufgebaut sein.

Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1.

Die Erfindung bietet den Vorteil mit einer verhältnismäßig einfachen Schaltungsanordnung, die sehr scharfen Nahentstörungsanforderungen zu erfüllen und dabei zudem auch nur einen geringen Platzbedarf zu beanspruchen. Zudem wird eine konstante Schaltfrequenz und gute Durchsteuerbarkeit gewährleistet.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine Prinzipschaltung eines Dimmers für eine Instrumentenbeleuchtung in einem Kraftfahrzeug;

Fig. 2 Impulsdiagramme zur Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 3 eine ausgeführte Schaltung eines Dimmers nach Fig. 1;

Fig. 4 eine zu Fig. 3 komplementäre Schaltung, bei der die Last L einseitig fest an Fahrzeugmasse liegt und auch + zu schalten ist, und

Fig. 5 eine besonders vorteilhafte Schaltung eines Dimmers mit konstanter Schaltfrequenz.

Bei der Prinzipschaltung nach Fig. 1 für einen Dimmer für die Instrumentenbeleuchtung eines Kraftfahrzeuges kann die Last L, z. B. die Instrumentenbeleuchtungslampen eines Kraftfahrzeuges, über den Lichtschalter S an den Pluspol der Fahrzeugbatterie angeschaltet werden. Der Ausgang der Last L ist über die Leistungsstufe B₂ an Fahrzeugmasse und damit an den Minuspol der Fahrzeugbatterie schaltbar.

Die Leistungsstufe B₂ ist über einen Komparator B₁ steuerbar. Komparator B₁ und Leistungsstufe B₂ bilden zusammen mit dem Netzwerk einen astabilen Multivibrator.

Wird an die Schaltung die Batteriespannung U _Batt durch Schließen des Schalters S angelegt und ist der Kondensator C₁, der an den Minuseingang des Komparators B₁ angeschlossen und mit Fahrzeugmasse verbunden ist, entladen, so geht der Ausgang des Komparators B₁ auf "High".

Der Pluseingang des Komparators B₁ ist über einen Widerstand R₂ an Fahrzeugmasse gelegt und zugleich über den Widerstand R₁ an die +Batteriespannung angeschaltet. R₁ und R₂ bilden dabei einen Spannungsteiler. Zugleich ist der Pluseingang des Komparators B₁ über den Widerstand R₃ mit dem Ausgang der Last L verbunden.

Der Minuseingang des Komparators B₁ ist über ein Netzwerk mit dem Ausgang der Last L und auch dem Ausgang der Leistungsstufe B₂ verbunden.

Der eine Zweig des Netzwerkes besteht aus der Reihenschaltung eines veränderbaren Widerstandes R₄, eines Festwiderstandes R₅ und einer Diode D₁.

Parallel zu diesem Netzwerkzweig liegt ein Kondensator C₂ sowie eine Reihenschaltung eines Festwiderstandes R₆ und einer Diode D₂.

Bei Anlegen der Batteriespannung U _Batt und bei auf "High" befindlichem Komparatorausgang wird über den Widerstand R₃ die obere Schwellspannung

an den nicht invertierenden Eingang E+ des Komparators B₁ angelegt.

Gleichzeitig beginnt sich C₁ über D₁, R₅, R₄ aufzuladen. Erreicht U C₁=U _E die obere Schwelle U _E+o, schaltet der Ausgang des Komparators B₁ auf "Low". Ebenso geht der Ausgang der Leistungsstufe B₂ auf "Low". Über R₃ wird U _E+ auf die untere Schwellspannung

umgeschaltet, wobei dieser Zustand zunächst erhalten bleibt.

Der Pfad D₁, R₅, R₄ wird gesperrt, jedoch über D₂, R₆ entlädt sich der Kondensator C₁ zur Fahrzeugmasse und damit gegen Minus der Fahrzeugbatterie.

Sobald U _{C 1}=U _E- die untere Schwelle U _E+U erreicht, kippt die Schaltung wieder in den schon beschriebenen Zustand zurück, d. h. der Ausgang des Komparators B₁ geht auf "High" und der Kondensator C₁ beginnt sich aufzuladen.

Mit dem Komparator B₁ kann durch Mitkopplung vom Ausgang der Leistungsstufe B₂ auf den Spannungsteiler R₁, R₂ an E+ und gleichzeitiger Gegenkopplung über D₁, R₄, R₅ und D₂, R₆ auf den Kondensator C₁ an E- mit sehr wenigen Bauelementen eine astabile Schaltung realisiert werden.

Dabei erlaubt die Gestaltung der Gegenkopplung durch D₁, R₄, R₅, D₂, R₆ die Realisierung von Tastverhältnissen von nahe Null bis nahe 1. Durch Ausbildung von R₄ als Potentiometer ist dieses Tastverhältnis auch kontinuierlich durchsteuerbar. Es ist

T _ein (U _A ∼ 0) = K · C₁ · R₆
T _aus (U _A ∼ U _Batt ) = K · C₁ · (R₄ _eff + R₅)

mit R₄«R₆ und R₅«R₆ erhält man:

TV max. ∼1

mit R₄«R₆ erhält man:

TV min. ∼0

Der Kondensator C₂ liegt im Gegenkopplungszweig der Schaltung und stellt eine lediglich dynamisch wirkende Gegenkopplung dar. Die Schaltung ohne C₂ würde steile Ein/Aus-Flanken entsprechend den Schaltzeiten des Komparators D₁ erzeugen. Bei der endlichen Impedanz des Kraftfahrzeug-Bordnetzes würde das zu nicht akzeptablen Nahstörungen führen.

Je größer nun C₂ gewählt wird, desto flacher sind die Ein/Aus-Flanken am Lastausgang. Verlangsamt man z. B. die Ein/Aus-Schaltzeiten auf ca. 30 µs, erreicht man nach DIN/VDO 0879, Teil 3, bereits relativ gute Entstörgrade für LW/MW und die beste Entstör-Klasse für KW/UKW. Andererseits ist die dadurch bewirkte Verlustleistungserhöhung noch relativ gering gegen die statisch anfallende Verlustleistung bei einer ökonomischen Darlington-Schaltung. Bei einer Schaltfrequenz von z. B. 50 Hz (T=20 ms) treten die zusätzlichen Schaltverluste dann nur mit einem Tastverhältnis von 2×30 µs/20 ms∼3% in Erscheinung. Die gestellten Forderungen nach Ausgangslast, Dimmgrad, Schaltfrequenz, niederen Kosten und geringem Platzbedarf und Nahentstörung sind mit dem aufgezeigten Schaltprinzip zu erfüllen.

Der Verlauf der Spannungen U _Batt, U _E-, U _E+ und U _A über die Zeit ergibt sich aus den in Fig. 2 untereinander gezeichneten Diagrammen.

Bei der in Fig. 3 gezeigten, ausgeführten Schaltung ist der Komparator B₁ durch einen Differenzverstärker mit den Transistoren T₁ und T₂ sowie die Leistungsstufe durch einen Leistungs-Darlington-Transistor T₃ realisiert. Die über den Vorwiderstand R₇ zugeführte +Batteriespannung wird über einen weiteren Vorwiderstand R₈ dem jeweiligen Emitter der Transistoren T₁ bzw. T₂ zugeleitet. Zudem ist an den Darlington-Transistor T₃ eine Diode 3 und einer Zehnerdiode D₄ angeschaltet.

Die Fig. 4 zeigt eine zu Fig. 3 komplementär ausgeführte Schaltung.

Die Fig. 5 zeigt eine Schaltung für eine konstante Schaltfrequenz.

Im Unterschied zu Fig. 3 ist das Potentiometer R₄ mit R _a in den Zweig D₁, R₅ und mit R _b in den Zweig D₂, R₆ (R _a+R _b=R₄) gelegt.

Es ist somit:

T _ein = K · C₁ · (R _b + R₃)
T _aus = K · C₁ · (R _a + R₂)
T = T _ein + T _aus = K · C₁ · (R _a + R _b + R₂ + R₃)
= K · C₁ · (R₄ + R₅ + R₆) = const.

d. h. die Schaltfrequenz ist konstant, da sich bei Verstellung des Potentiometers R₄=R _a+R _b, T _ein und entsprechend gegensinnig auch T _aus ändert.

Das ist besonders vorteilhaft, um die Schaltfrequenz auf den niederstmöglichen Wert für flackerfrei gedimmtes Licht von 50 Hz zu legen. Damit erhält man das niederstmögliche (und konstante) Tastverhältnis für die vorstehend erwähnten Schaltverluste wegen der Flankenverlangsamung.

Selbstverständlich können die beschriebenen Schaltungen anstatt für Instrumentenbeleuchtungslampen von Kraftfahrzeugen auch für andere gleichstromgespeiste Lasten eingesetzt werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung eines gleichstromgespeisten Verbrauchers eines Kraftfahrzeuges, insbesondere für die Instrumentenbeleuchtung, mit einem mit der Last (L) in Reihe geschalteten und mit einstellbarem Tastverhältnis als Multivibrator arbeitenden, elektronischen Schalter, der einen Komparator (B₁), eine Leistungsstufe (B₂) sowie Mitkopplungs- und Gegenkopplungsnetzwerke aufweist, wobei der eine Eingang (+) des Komparators an einen Abgriff eines Spannungsteilers (R₁, R₂) und an das Mitkopplungsnetzwerk angeschlossen ist, die Last und der Spannungsteiler an den einen Pol (+) der Fahrzeugbatterie anschließbar sind, während der andere Eingang (-) des Komparators über einen Kondensator (C₁) an den anderen Pol (-) der Fahrzeugbatterie und an das Gegenkopplungsnetzwerk angeschlossen ist, mit dem auch die Last verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Mit- und Gegenkopplungsnetzwerke mit dem Ausgang der Last (2) und der Leistungsstufe (B₂) verbunden sind und daß das Gegenkopplungsnetzwerk aus einem Zweig einer Reihenschaltung eines veränderlichen Widerstandes (R₄, eines Festwiderstandes (R₅) und einer Diode (D₁), aus einem weiteren, dazu parallelen Zweig mit der Reihenschaltung eines Festwiderstandes (R₆) und einer gegenüber der Diode (D₁) entgegengerichteten Diode (D₂) und zur Abflachung der Schaltflanken aus einem dazu parallelen Zweig mit einem Kondensator (C₂) besteht.

2. Schaltunganordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (B₁) von zwei als Differenzverstärker geschalteten Transistoren (T₁, T₂) und der Leistungsverstärker von einem Leistungs-Darlington-Transistor (T₃) gebildet ist.

3. Schaltunganordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der veränderbare Widerstand (R₄) an beide Zweige mit den Dioden (D₁, D₂) angeschlossen und der Schleifer dieses veränderbaren Widerstandes mit dem einen Anschluß des Kondensators (C₂) im anderen Zweig des Gegenkopplungsnetzwerkes verbunden ist.