DE3942560C2 - Hochfrequenz-Generator für einen Plasma erzeugenden Verbraucher - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Generator für einen Plasma erzeugenden Verbraucher, mit einer Ener­ giequelle für den Verbraucher.

Für die Spannungsversorgung von Plasma erzeugenden Ver­ brauchern, z. B. Plasmakammern zum Ätzen, Sputtern o. dgl. oder CO₂-Leistungslasern, aber auch zur Span­ nungsversorgung von Spulen industrieller Heizungs­ systeme werden Hochfrequenz-Generatoren eingesetzt, die eine Ausgangsspannung mit einer Frequenz zwischen 50 kHz und 50 MHz liefern. Bei diesen Spannungsquellen handelt es sich um Leistungsgeneratoren mit einer Aus­ gangsleistung zwischen 0,5 und einigen KW, deren Aus­ gangsspannungen unter anderem eine der sogenannten ISM- Frequenzen (Industrial, Scientific, Medical Frequen­ cies, 13,56 Mhz, 27,12 Mhz und 40,68 Mhz) aufweisen. Um eine optimale Leistungsübertragung vom Hochfrequenz- Generator zum Verbraucher zu erzielen, muß die Impedanz des Verbrauchers konjugiert komplex zum Innenwiderstand des Generators sein. Typischerweise beträgt der Innen­ widerstand eines Hochfrequenz-Generators 50 Ω. Die von 50 Ω abweichende Lastimpedanz des Verbrauchers wird über ein Anpassungsnetzwerk (sogenannte Matchbox) transformiert (Leistungsanpassung) . Das Anpassungsnetz­ werk besteht aus passiven reaktiven Bauelementen, er­ zeugt also keine Verlustleistung (im Idealfall). Mit diesen Anpassungsnetzwerken ist jedoch eine Leistungs­ anpassung stets nur für eine einzige Frequenz möglich; ändert sich also die Frequenz, muß die Matchbox neu eingestellt werden. Ferner ist die Impedanz-Transforma­ tion mit den Anpassungsnetzwerken nicht linear. Da der Verbraucher (das Plasma) bezüglich seiner Impedanz nicht konstant ist, ist optimale Leistungsübertragung nicht möglich. Die Nachstellung der Matchbox an die jeweilige Lastimpedanz ist schaltungstechnisch kompli­ ziert und aufwendig. Hierzu ist nämlich ein Sensor bzw. Richtkoppler erforderlich, der die vom Verbraucher reflektierte Welle erfaßt und über ein dieser Welle entsprechendes Signal die passiven Bauelemente der Matchbox nachstellt.

Aus DE 33 37 811 A1 ist ein Hochfrequenz-Generator be­ kannt, der eine Gleichspannungs-Energiequelle aufweist, deren Ausgang mit einem steuerbaren elektronischen Schalter verbunden ist. Die durch den Schalter ein- und ausgeschaltete Gleichspannung wird einer Energiezwi­ schenspeicher- und übertragungsvorrichtung zugeführt, deren Ausgang mit einem Plasma erzeugenden Verbraucher verbunden ist. Der elektronische Schalter wird impuls­ artig von einer Steuerschaltung angesteuert, um die Ausgangsspannung der Energiequelle für kurze Zeit der Energiezwischenspeicher- und übertragungsvorrichtung (also dem Transformator) zuzuführen. An dem Ausgang des Transformators entsteht infolge des Eingangsspannungs­ impulses ein Hochspannungsausgangsimpuls zum Betreiben des Plasma erzeugenden Verbrauchers. Mit dem bekannten Generator lassen sich hochfrequente Hochspannungsim­ pulse, d. h. Impulse im Mhz-Bereich nicht erzeugen, da der Transformator bei derartigen Eingangsfrequenzen an seinem Ausgang infolge seines ohmschen und seines induktiven sowie kapazitiven Widerstandes Hochspan­ nungsimpulse mit derartigen Frequenzen nicht mehr übel­ tragen bzw. erzeugen kann. Darüber hinaus ist der be­ kannte Hochspannungsimpulsgenerator nicht leistungsan­ gepaßt, weshalb nur ein Bruchteil der von der Energie­ quelle zur Verfügung gestellten elektrischen Leistung zum Plasma erzeugenden Verbraucher gelangt.

Aus R. Paul: "Elektronische Halbleiterbauelemente", Verlag B.C. Teubner Stuttgart (1986), S. 338 bis 347, ist es grundsätzlich bekannt, mit Leistungs-(POWER-) MOSFET-Transistoren Schaltfrequenzen von einigen 100 Khz erzielen zu können.

In dem Artikel "HF-Generator mit Leistungs-MOSFETs", Dipl.-Ing. (FH) Ottmar Failing, Elektronik 15, S. 61 bis 65, 26.07.1985, ist ein HF-Generator mit einer Aus­ gangsleistung von mehreren hundert Watt im Frequenzbe­ reich 500 Khz bis 2 Mhz beschrieben. Mittels eines Serienschwingkreises wird bei diesem bekannten HF-Gene­ rator die HF-Energie zur Ionisierung eines Plasmas ein­ gekoppelt. Der HF-Generator verfügt also über ein An­ passungsnetzwerk (in Form des Schwingkreises), das zwi­ schen die POWER-MOSFET-Endstufe und die Last (Plasma) geschaltet ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Hoch­ frequenz-Generator für einen Plasma erzeugenden Ver­ braucher zu schaffen, bei dem ohne Zwischenschaltung eines Anpassungsnetzwerkes nahezu die volle elektrische Leistung ohne das Erfordernis einer Leistungsanpassung zum Verbraucher übertragen wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung ein Hochfrequenz-Generator mit den Merkmalen des Anspruchs 1 vorgeschlagen; vorteilhafte Weiterbildungen davon sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.

Nach der Erfindung ist sinngemäß vorgesehen, daß der Plasma erzeugende Verbraucher ohne Zwischenschalten eines Leistungsanpassungsnetzwerks direkt mit der die Leistung zur Verfügung stellenden Gleichspannungs- Energiequelle und einem durch ein hochfrequentes Rechteck-Steuersignal einer Steuerschaltung gesteuerten elektronischen Schalter mit dualem Schaltverhalten ver­ bindbar ist und daß die Energiequelle selbst die zum Betreiben des Plasma erzeugenden Verbrauchers benötigte Betriebsspannung liefert, ohne daß eine Transformation der durch den Schalter abwechselnd ein- und ausgeschal­ teten Ausgangsspannung der Energiequelle vor oder hin­ ter dem Schalter erforderlich ist.

Die der Erfindung zugrundeliegende Idee besteht also darin, den Plasma erzeugenden Verbraucher mit einer (idealen) Rechteck-Spannung mit gegebenenfalls ein­ stellbarem Ein/Aus-Verhältnis zu betreiben. Diese Rechteck-Hochspannung weist eine extrem hohe Frequenz von beispielsweise 1 Mhz bis 100 Mhz auf. Der Vorteil des Betreibens eines Plasma erzeugenden Verbrauchers mit einer hochfrequenten Rechteck-Spannung besteht darin, daß nunmehr eine Leistungsanpassung zwischen der ein- und ausgeschalteten Ausgangsspannung und dem Ver­ braucher nicht erforderlich ist. Der Grund dafür ist wiederum in dem Umstand zu sehen, daß der Innenwider­ stand des Hochfrequenz-Rechteckgenerators äußerst ge­ ring ist, da er ausschließlich durch den elektrischen Widerstand der Gleichspannungs-Energiequelle und des Schalters im eingeschalteten Zustand bestimmt ist. Bei einem Hochfrequenz-Spannungsgenerator mit (im Ideal­ fall) dem Innenwiderstand von 0 Ω ist jedoch eine Leistungsanpassung zu einem angeschlossenen Verbraucher nicht mehr erforderlich. Daher kann bei dem erfindungs­ gemäßen Generator, dessen Innenwiderstand deutlich, d. h. um eine Größenordnung unter den typischen 50 Ω liegt, praktisch auf ein Leistungsanpassungsnetzwerk verzichtet werden, wobei trotzdem nahezu die volle Leistung zum Verbraucher übertragen wird.

Damit die Rechteck-Übertragung überhaupt möglich ist, wird beim erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Generator auf Induktivitäten, insbesondere Transformatoren, und Kapa­ zitäten zwischen der Energiequelle und den Anschluß­ klemmen des Generators verzichtet. Derartige gegebenen­ falls auch parasitäre Reaktanzen würden die (ideale) Rechteck-Übertragung unmöglich machen.

Bei dem erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Generator wird deshalb ein POWER-MOSFET-Transistor eingesetzt, der interne Drain-, Source- und Gate-Elektroden aufweist, welche über jeweils mehrere Bonddrähte mit den externen Drain-, Source- und Gate-Anschlüssen des Gehäuses des MOSFET-Transistors eigeninduktivitätsvermindernd ver­ bunden sind. Das Gehäuse des MOSFET-Transistors weist zwei mit dem Verbraucher verbindbare gateseitige Source-Anschlüsse und zwei mit der Steuerschaltung ver­ bundene drainseitige Source-Anschlüsse auf. Diese gate­ seitigen und drainseitigen Source-Anschlüsse sind über getrennte Bonddrähte mit den Source-Elektroden des MOS­ FET-Transistors verbunden. Die Anschlüsse des Gehäuses des MOSFET-Transistors weisen jeweils Stripline-Struk­ tur auf.

Wie oben erwähnt, handelt es sich bei dem nach der Er­ findung vorgesehenen Transistor um einen sogenannten POWER-MOSFET-Transistor. Ein solcher MOSFET-Transistor, mit dem sich elektrische Leistungen im KW-Bereich schalten lassen oder, anders ausgedrückt, der bei Ver­ sorgungsspannungen um einige 100 Volt Ströme in der Größenordnung von 10 Ampere schalten muß, besteht aus einer Vielzahl einzelner MOSFET-Zellen, die auf einem gemeinsamen Chip oder Die angeordnet sind. Jede MOSFET- Zelle weist eine Drain-, eine Source- und eine Gate- Elektrode (Bond-Pad) auf. Für normale Applikationen, bei denen es nicht auf ein schnelles Umschalten des POWER-MOSFET-Transistors ankommt, sind die Elektroden sämtlicher MOSFET-Zellen über Bonddrähte mit den exter­ nen Anschlüssen des Gehäuses des MOSFET-Transistors parallel geschaltet. Mit anderen Worten ist beispiels­ weise der externe Drain-Anschluß mit jeder Drain-Elek­ trode der MOSFET-Zellen über jeweils einen Bonddraht verbunden. Das gleiche gilt für die Source- und Gate- Anschlüsse bzw. Elektroden.

Soll ein POWER-MOSFET-Transistor als schneller Schalter (im Khz-Bereich) verwendet werden, so bedeutet dies, daß der MOSFET-Transistor in wenigen Nanosekunden vom sperrenden in den leitenden Zustand und umgekehrt ge­ schaltet werden muß. Das Umschalten des MOSFET-Transis­ tors wird über die Umladung der sich kapazitiv darstel­ lenden Gate-Elektrode bewerkstelligt. Um die in der Praxis vorkommenden Gate-Kapazitäten von 1 bis 10 nF in der Zeit von typisch 5 ns umladen zu können, weist der erfindungsgemäß vorgesehene POWER-MOSFET-Transistor folgende Eigenschaften auf:

• a) sehr geringer Innenwiderstand von weit unter 1 Ω, um die im ns-Bereich liegenden Ladezeiten zu rea­ lisieren,
• b) sehr geringe Induktivität der Leistungsführung innerhalb des Gehäuses, um den Steuerstromfluß nicht durch den Spannungsverlust/-abfall zu redu­ zieren (Gegeninduktivität), und
• c) Vermeidung der negativen gegenwirkenden Einfluß­ nahme des Laststromes aus der Drain-Elektrode auf den Steuerstromkreis.

Eine sehr geschickte Einbindung eines handelsüblichen MOSFET-Transistors in die Schaltungsumgebung hat wenig Erfolg, da schon die innerhalb des MOSFET-Gehäuses stattfindenden Effekte das gewünschte schnelle Schalten unterbinden. Aus diesem Grunde sind erfindungsgemäß Änderungen in der Verpackungstechnik inklusive der Bonddrahtführung nötig, um den MOSFET-Transistor schnellschaltend ausbilden zu können.

Die obige unter c) angegebene erfindungsgemäß vorge­ sehene Maßnahme betrifft die eigeninduktivitätsvermin­ dernde gehäuseinterne Bonddrahtführung zur Verbindung der Einzel-Elektroden der MOSFET-Zellen mit den exter­ nen Gehäuse-Anschlüssen. Die induktionsverhindernde interne Leistungsführung wird durch Vorsehen mehrerer Bonddrähte zwischen den internen Elektroden des MOSFET- Transistors und den externen Gehäuse-Anschlüssen reali­ siert. Es hat sich nämlich herausgestellt, daß die Gegeninduktion hervorrufenden Felder sich aufheben bzw. minimieren, wenn man die Bonddrähte zwischen den Elek­ troden der MOSFET-Zellen und den externen Gehäuse -An­ schlüssen parallel führt. Die resultierende Induktivi­ tät, insbesondere die resultierende Source-Induktivität ist damit wesentlich geringer als diejenige, die sich durch die physikalische Auslegung des MOSFET-Transis­ tors erwarten ließe. Dies ergibt sich daraus, daß durch eine parallele Führung von elektrischen Leitungen eine solche Kopplung zwischen diesen zu erzielen ist, daß sich deren Felder aufheben bzw. minimieren lassen.

Bei dem nach der Erfindung verwendeten POWER-MOSFET- Transistor ist der externe Source-Anschluß des Gehäuses unterteilt in einen Source-Anschluß für den Steuer­ stromkreis und einen Source-Anschluß für den Ver­ braucherstromkreis. Zum technischen Hintergrund dieser erfindungsgemäß vorgesehenen Maßnahme sei kurz folgen­ des ausgeführt.

Die Source-Elektrode des MOSFET-Transistors, d. h. die Source-Elektroden sämtlicher MOSFET-Zellen ist bzw. sind dem Steuereingang als auch dem Leistungsausgang des Transistors gemeinsam. Aus der Source-Elektrode fließt einerseits der Steuerstrom als auch der wesent­ lich höhere Laststrom. Verbindet man nun jede Source- Elektrode der MOSFET-Zellen mit einem eigenen Bonddraht einerseits zu einem externen steuer- bzw. gateseitigen Source-Anschluß und zum anderen zu einem externen last- bzw. drainseitigen Source-Anschluß, so teilt sich der Steuer- und der Laststrom auf die ihm zugewiesenen Bonddrähte auf. Der Laststrom verursacht auf "seinen" Bonddrähten aufgrund von deren Induktivität einen Span­ nungsabfall. In der Praxis ergeben sich etliche Volt Spannungsabfall. Dieser würde bei einem gemeinsamen Source-Bonddraht auf diesem abfallen. Somit subtrahiert sich dieser Spannungsabfall von der Arbeitsbetriebs­ spannung und auch von der Steuerspannung, wenn man er­ findungsgemäß verfährt. Während bei einer hohen Be­ triebsspannung dieser Spannungsabfall "erträglich" ist und bei Lastwiderständen von etlichen Ω bis zig Ω von wenig Bedeutung, so ist dieser am Steuereingang von großer Bedeutung, weil dies eine Erhöhung des Innen­ widerstandes der Steuerschaltung gleichkommt. Genau dies aber muß verhindert werden, da die Minimierung der Steuerimpedanz von ausschlaggebender Bedeutung für die Hochfrequenz-Funktion ist. Gemeinsame Bonddrähte hätten eine Verlangsamung des Stromanstiegs von etlichen Nano­ sekunden zur Folge.

Die konstruktive Besonderheit der Ausführung der An­ schlüsse des Gehäuses des MOSFET-Transistors in soge­ nannter Stripline-Struktur besagt, daß die Führung der Anschlüsse des MOSFET-Transistor-Gehäuses nach "außen" flach und eng benachbart realisiert ist. Die Gate-, Source und Drain-Anschlüsse des Gehäuses sind als mög­ lichst breite Stripline-Strukturen aufgebaut, um somit geringstmögliche Leitungsimpedanzen zu ergeben. Diese geringstmögliche Impedanz unterstützt die Leistungs­ übertragung von der Ansteuerung in das Gate und redu­ ziert unerwünschte Überschwinger bei der Ansteuerspan­ nung, die durch die Fehlanpassung zwischen der An­ steuerquelle und der Gate-Impedanz auftreten.

Zum allgemeinen Stand der Technik im Zusammenhang mit Stripline-Strukturen in integrierten Schaltungen wird auf Meinke, Gundlach, Taschenbuch der Hochfrequenz­ technik, 1986, Springer Verlag, verwiesen.

Die Endstufe des erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Genera­ tors ist mit einem elektronischen Schalter mit dualem Schaltverhalten versehen, der von einem Hochfrequenz- Steuersignal getaktet ist, also mit Hochfrequenz ein- und ausgeschaltet wird. Das Steuersignal ist dabei der­ art bemessen, daß der elektronische Schalter sich ent­ weder im EIN- oder im AUS-Zustand befindet. Dieser elektronische Schalter ist leitungsfrei an den Ver­ braucher angeschlossen. Leitungsfrei im Sinne der Er­ findung bedeutet, daß die Hochfrequenzleitung zwischen dem Schalter und dem Verbraucher eine ein- oder beid­ endige Anpassung nicht aufweist. Bei der Verbindung zwischen dem Schalter und dem Verbraucher kann es sich also auch um einen einfachen elektrischen Leiter han­ deln. Der Verbraucher ist also direkt, d. h. ohne Zwi­ schenschaltung eines Anpassungsnetzwerks mit dem Schal­ ter verbunden. Vorteilhafterweise ist der Schalter im Verbraucher integriert.

Durch das hochfrequente Ein- und Ausschalten des elek­ tronischen Schalters wird an den Anschlußklemmen des Hochfrequenz-Generators eine hochfrequente Wechselspan­ nung erzeugt. An dem niederohmigen elektronischen Schalter fällt im EIN-Zustand nahezu keine elektrische Verlustleistung an; die Höhe der Verlustleistung des Generators wird durch den Innenwiderstand der Energie­ quelle bestimmt, der ebenfalls sehr gering ist (deut­ lich unter 50 Ω liegt). Der erfindungsgemäße Hoch­ frequenz-Generator besitzt also einen äußerst geringen Innenwiderstand, verursacht also praktisch keine Ver­ lustleistung, weshalb eine sehr gute Leistungsübertra­ gung auch ohne Anpassungsnetzwerk erreicht wird. Diese gute Leistungsübertragung ist bei allen Frequenzen ge­ geben. Der MOSFET-Transistor zeichnet sich bei ent­ sprechender Dimensionierung durch einen extrem niedri­ gen EIN-Widerstand in der Größenordnung von 0,2 bis 1 Ω aus, d. h. der Innenwiderstand des elektronischen Schal­ ters des Hochfrequenz-Generators ist deutlich geringer als 50 Ω und auch kleiner als derjenige industrieller Plasma- und Laserlasten, deren Impedanzen betragsmäßig 5 bis 100 Ω betragen.

Vorteilhafterweise liegt die Frequenz des Rechteck-Aus­ gangssignals im Bereich zwischen 1 und 100 Mhz bei An­ stiegs- bzw. Abfallzeiten unter 2 ns. Infolge der ex­ trem kleinen Anstiegs- bzw. Abfallzeiten des Rechteck- Ausgangssignals befindet sich der MOSFET-Transistor nur für eine praktisch vernachlässigbare Zeitspanne in sei­ nen (Transientenübergangs-)Teilleitzuständen, wird also nahezu wie ein idealer Schalter betrieben. Wird ein Rechteck-Steuersignal verwendet, dessen Frequenz zwi­ schen 1 und 50 Mhz und dessen Anstiegs- bzw. Abfallzeit zwischen 2 und 5 ns beträgt, sind die durch die inter­ nen MOSFET-Kapazitäten und die Teilleitzustände beding­ ten Verlustleistungen des MOSFET während der Schaltpro­ zesse praktisch zu vernachlässigen.

Vorzugsweise sind zwei oder vier MOSFET-Transistoren vorgesehen, die als Halb- oder Vollbrücken-Schaltung angeordnet und im Gegentaktbetrieb bzw. paarweise im Gegentaktbetrieb ansteuerbar sind.

Nachfolgend werden anhand der Figuren Ausführungsbei­ spiele der Erfindung näher erläutert. Im einzelnen zeigen:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Hoch­ frequenz-Generators mit einem einzigen elektro­ nischen Schalter, der im Takt der Hochfrequenz einen Verbraucher mit der Versorgungsspannung beaufschlagt,

Fig. 2 schematisch die Verbindung eines Stripline- MOSFET-Transistors geringer Impedanz mit dem Verbraucher und

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Hoch­ frequenz-Generators mit zwei als Halbbrücken­ schaltung angeordneten im Gegentaktbetrieb an­ gesteuerten elektronischen Schaltern, die im Takt der Hochfrequenz den Verbraucher mit der positiven bzw. negativen Versorgungsspannung beaufschlagen.

In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel eines Hoch­ frequenz-Generators 10 dargestellt. Der Hochfrequenz- Generator weist eine innenwiderstandsbehaftete Gleich­ spannungsquelle 12 auf, deren Innenwiderstand im Einsatzschaltbild nach Fig. 1 mit der Bezugsziffer 14 gekennzeichnet sein soll. Die Gleichspannungs­ quelle 12, deren einer Anschluß mit Masse verbunden ist, liefert hinter dem Innenwiderstand 14 die positive Versorgungsspannung (Klemmenspannung) +U_B. Zwischen dem Innenwiderstand 14 und Masse sind der Plasma erzeugende Verbraucher 16, beispielsweise ein CO₂-Laser oder eine Sputter-Anlage, und ein sogenannter Power-MOSFET-Tran­ sistor 18 geschaltet. Der eine Anschluß des Ver­ brauchers 16 ist mit dem Innenwiderstand 14 verbunden, während der andere Anschluß über einen elektrischen Leiter 20 mit der Drain-Elektrode 22 des MOSFET-Tran­ sistors 18 verbunden ist. Der Verbraucher 16 ist also zwischen das Spannungspotential +U_B und dem MOSFET- Transistor 18 geschaltet. Bei dem elektrischen Leiter 20 handelt es sich um eine gewöhnliche Leitung, die weder ein- noch beidseitig angepaßt ist. Die Source- Elektrode 24 des MOSFET-Transistors 18 ist an Masse gelegt, während die Gate-Elektrode 26 mit dem Ausgang einer (in Fig. 1 schematisch als Block dargestellten) Steuerschaltung 28 elektrisch verbunden ist. Parallel zu der Reihenschaltung aus Verbraucher 16 und MOSFET- Transistor 18 ist ein Kondensator 30 geschaltet, der die Spannungsquelle hinter dem Innenwiderstand gegen Masse abblockt. Die Steuerschaltung 28 liefert an ihrem Ausgang ein hochfrequentes Rechteck-Steuersignal zum Steuern des MOSFET-Transistors 16. Die Frequenz des Rechteck-Signals beträgt 13,56, 27,12 oder 40,68 MHz (ISM-Frequenz), wobei die Anstiegs- und Abfallzeiten des Rechteck-Signals etwas 2 bis 5 ns betragen. Die Steuerschaltung 28 hat einen extrem niedrigen Innen­ widerstand (0,2 bis 1 Ω), um die hohe Gate-Kapazität des MOSFET-Transistors 18 in wenigen ns umladen zu können. Infolge der Anordnung des Verbrauchers 16 zwischen dem positiven Spannungspotential +U_B und dem MOSFET-Transistor 18 liegt dessen Source-Elektrode 24 direkt an Masse. Die Steuerspannung für die Gate- Elektrode 26 des MOSFET-Transistors 18 muß um ca. 15 V größer sein als die Spannung an der Source-Elektrode 24. Bei an Masse liegender Source-Elektrode 24 braucht die Gate-Spannung also lediglich etwa 15 V zu betragen, damit der MOSFET-Transistor 18 durchschaltet. Damit muß die Gate-Spannung wesentlich niedriger sein, als in dem Fall, in dem der Verbraucher 16 zwischen Masse und MOSFET-Transistor 18 geschaltet ist.

Der Hochfrequenz-Generator 10 liefert eine Ausgangs­ leistung, die zwischen 0,5 und einigen kW liegt. Die Versorgungsspannung +U_B beträgt einige 100 Volt, so daß der MOSFET-Transistor 18 Ströme in der Größenordnung von 10 Ampere und mehr ein- und ausschalten muß. Zu diesem Zweck muß der MOSFET-Transistor 18 als Leistungstransistor ausgebildet sein. Die für diese Zwecke erforderlichen Transistoren sind am Markt er­ hältlich. Diese Leistungstransistoren weisen eine extrem geringe Eigeninduktivität auf, die jedoch noch zu groß ist, um Ströme von etlichen Ampere im ns- Bereich zu schalten. Um die Eigeninduktivität weiter herabzusetzen, sind die Drain-, Source- und Gate- Elektroden des MOSFET-Transistors 18 über jeweils mehrere Bonddrähte mit den entsprechenden Transistor­ gehäuse-Anschlüssen verbunden. Ferner sind an der Source-Elektrode 24 der Steuer- und Laststromkreis auf­ geteilt, d. h. der MOSFET-Transistor 18 weist eine dem Steuerstromkreis zugeordnete Source-Elektrode und eine dem Verbraucherstromkreis zugeordnete Source-Elektrode auf. Ferner weist der MOSFET-Transistor 18 eine soge­ nannte Stripline-Low-Impedanz-Struktur und eine induk­ tionsverhindernde interne Leitungsführung auf.

Als elektrische Verbindung zwischen dem MOSFET-Transis­ tor 18 und der Last 16 dient der elektrische Leiter 20, der, da ein Anpassungsnetzwerk nicht erforderlich ist, weder eine ein- noch eine beidendige Anpassung auf­ weist. Vorteilhafterweise ist der Schalter integraler Bestandteil des Verbrauchers.

Die Verbindung des in Stripline-Low-Impedanz-Struktur ausgebildeten MOSFET-Transistors 13 mit dem Verbraucher 16 einerseits und der Steuerschaltung 28 andererseits ist in Fig. 2 dargestellt. Das Gehäuse 17 des MOSFET- Transistors 18 weist einen Gate-Anschluß 26′ mit Strip­ line geringer Impedanz auf, der elektrisch mit der das Hochfrequenz-Ansteuersignal für den MOSFET-Transistor 18 liefernden Steuerschaltung 28 verbunden ist. Ferner ist am Gehäuse 17 ein Drain-Anschluß 22′ mit Stripline ge­ ringer Impedanz vorgesehen, an dem über den elek­ trischen Leiter 20 der Verbraucher 16 angeschlossen ist. Der andere Anschluß des Verbrauchers 16 ist, wie auch in Fig. 1 gezeigt, mit dem positiven Spannungs­ potential +U_B verbunden, das über den Kondensator 30 gegen Masse abgeblockt ist. Die Source-Elektrode 24 des MOSFET-Transistors 18 ist in eine Steuerstromkreis- und eine Verbraucherstromkreis-Elektrode aufgeteilt. Am Gehäuse 17 sind zwei "gateseitige" Source-Anschlüsse 25, 25′ vorgesehen, die beide mit der dem Steuerstrom­ kreis zugeordneten gateseitigen Source-Elektrode ver­ bunden sind, und zwei "drainseitige" Source-Anschlüsse 23, 23′ vorgesehen, die mit der dem Verbraucherstrom­ kreis zugeordneten Source-Elektrode verbunden sind. Sämtliche Source-Anschlüsse 23, 23′, 25, 25′ sind an Masse gelegt, wobei die gateseitigen Source-Anschlüsse 25, 25′ zusätzlich mit der Steuerschaltung 28 (genauer gesagt mit deren Massepotential) verbunden sind. Auf der den Drain-Anschluß 22′ mit dem Verbraucher 16 verbindenden Leitung 20 liegt die Hochleistungs- und Hochfrequenz- Rechteckversorgungsspannung an, was in Fig. 2 ent­ sprechend angedeutet ist.

Infolge der extrem geringen Anstiegs- und Abfallzeiten des Rechteck-Steuersignals der Steuerschaltung 28 be­ findet sich der MOSFET-Transistor 18 entweder im (lei­ tenden) EIN-Zustand oder im (sperrenden) AUS-Zustand. Die Zeiträume, in denen sich der MOSFET-Transistor 18 in seinen Übergangs- oder Teilleitzuständen befindet, sind derart gering, daß die in diesen Zuständen auf­ tretenden Verlustleistungen vernachlässigt werden können. Ebenso vernachlässigbar sind die durch die internen MOSFET-Kapazitäten bedingten Verlustleistungen beim Schaltprozeß selbst. Im EIN-Zustand erzeugt der MOSFET-Transistor 18 also die Verlustleistung I²R_DSON, wobei I den Strom und R_DSON den Widerstand des MOSFET- Transistors 18 zwischen dessen Drain- und Source-Elek­ troden bezeichnet. Durch Verwendung eines genügend großflächigen Power-MOSFET-Transistors kann der Wider­ stand R_DSON bis auf Werte im Bereich von 0,2 bis 1 Ω reduziert werden. Damit ist der Innenwiderstand des MOSFET-Transistors 18 deutlich geringer als der Innen­ widerstand herkömmlicher Hochfrequenz-Generatoren, aber auch deutlich geringer als der Widerstand industrieller Plasma- und Laserverbraucher. Der Innenwiderstand des Hochfrequenz-Generators 10 gemäß Fig. 1 setzt sich zu­ sammen aus dem Innewiderstand 14 der Gleichspannungs­ quelle 12 und dem Widerstand R_DSON. Der Innenwiderstand 14 einer Gleichspannungsquelle ist aber relativ gering, so daß der Hochfrequenz-Generator 10 insgesamt einen nur geringen Innenwiderstand aufweist. Aufgrund des geringen Innenwiderstandes, insbesondere in Bezug auf den Widerstand bzw. die Impedanz der mit dem Hoch­ frequenz-Generator 10 betriebenen Verbraucher ist eine Leistungsanpassung nicht erforderlich. Denn auch ohne diese Leistungsanpassung ergibt sich bei dem Hoch­ frequenz-Generator 10 eine sehr gute Leistungsübertra­ gung zum Verbraucher 16, da praktisch keine Verlust­ leistung an dem MOSFET-Transistor 18 entsteht.

Ein zweites Ausführungsbeispiel eines Hochfrequenz- Generators 31 ist in Fig. 3 dargestellt. Dieser Hoch­ frequenz-Generator 31 weist eine Gleichspannungsquelle 32 mit einem Innenwiderstand 34 auf. Die Gleichspan­ nungsquelle liefert an ihren beiden Klemmen gegenüber Masse die positive und die negative Versorgungsspannung +U_B bzw. -U_B. Beide Versorgungsspannungspotentiale sind über jeweils einen Kondensator 35 gegen Masse abge­ blockt. Zwischen den beiden Gleichspannungspotentialen der Gleichstromquelle 32 sind zwei elektronische Schal­ ter in Form der MOSFET-Transistoren 36 und 38 geschal­ tet. Die Verbindungsleitung 40 für die beiden MOSFET- Transistoren 36, 38 ist über den Verbraucher 42 mit Masse verbunden. Die positive Versorgungsspannung +U_B liegt an der Drain-Elektrode 44 des MOSFET-Transistors 36 an, dessen Source-Elektrode 46 über die Leitung 40 mit der Drain-Elektrode 48 des MOSFET-Transistors 38 verbunden ist. An der Source-Elektrode 50 des MOSFET- Transistors 38 liegt die negative Versorgungsspannung -U_B.

Die Gate-Elektroden 52, 54 der MOSFET-Transistoren 36, 38 sind mit einer Steuerschaltung 56 elektrisch verbunden, die zwei um 180° phasenverschobene Rechteck-Ausgangs­ signale zum Ansteuern der beiden MOSFET-Transistoren 36, 38 im Gegentaktbetrieb erzeugt. Über die beiden MOSFET-Transistoren 36, 38, die beide als EIN-/AUS- Schalter betrieben werden, wird die Last 42 abwechselnd mit der positiven und der negativen Versorgungsspannung +U_B bzw. -U_B beaufschlagt. Die Eigenschaften der MOSFET-Transistoren 36, 38 und der Steuerschaltung 56 entsprechen dem MOSFET-Transistor 18 und der Steuer­ schaltung 28 des im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebe­ nen Hochfrequenz-Generators 10.

Claims (7)

1. Hochfrequenz-Generator für einen im MHz-Bereich zu betreibenden plasmaerzeugenden Verbraucher (16; 42), mit einer Gleichspannungs-Energiequelle (12; 32) für den Verbraucher (16; 42) und mindestens einem durch ein hochfrequentes Rechteck-Steuersignal einer Steuerschaltung (28) gesteuerten elektronischen Schalter, wobei

• - die Schaltung mindestens einen POWER-MOSFET- Transistor (18) aufweist, der interne Drain-, Source- und Gate-Elektroden aufweist, welche über jeweils mehrere Bonddrähte mit externen Drain-, Source- und Gate-Anschlüssen (22′, 23, 23′, 25, 25′, 26′) eines Gehäuses (17) des MOSFET-Transistors (18) eigeninduktivitätsvermindernd verbunden sind,
• - das Gehäuse (17) des MOSFET-Transistors (18) zwei mit dem Verbraucher (16; 42) verbindbare gatesei­ tige Source-Anschlüsse (25, 25′) und zwei mit der Steuerschaltung (28) verbundene drainseitige Source-Anschlüsse (23, 23′) aufweist, wobei die gateseitigen und die drainseitigen Source-An­ schlüsse (25, 25′, 23, 23′) über getrennte Bond­ drähte mit den Source-Elektroden des MOSFET- Transistors (18) verbunden sind,
• - die Anschlüsse (22′, 23, 23′, 25, 25′, 26′) des Ge­ häuses (17) des MOSFET-Transistors (18) jeweils Stripline-Struktur aufweisen,
• - der plasmaerzeugende Verbraucher (16; 42) direkt ohne Zwischenschaltung eines Leistungsanpas­ sungsnetzwerkes mit der Energiequelle (12; 32) und den Source- und Drain-Anschlüssen (23, 23′, 22) ver­ bindbar ist und
• - die Energiequelle (12; 32) selbst die zum Betreiben des plasmaerzeugenden Verbrauchers (16; 42) be­ nötigte Betriebsspannung liefert, ohne daß eine Transformation der durch den MOSFET-Transistor (18) abwechselnd ein- und ausgeschalteten Aus­ gangsspannung der Energiequelle (12; 32) erforder­ lich ist.

2. Generator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rechteck-Steuersignal eine Frequenz zwischen 1 und 100 MHz aufweist.

3. Generator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz zwischen 1 MHz und 50 MHz bei An­ stiegs- sowie Abfallzeiten zwischen 2 ns und 5 ns beträgt.

4. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiequelle (12; 32) und der Schalter (18) jeweils zwischen einem gemeinsamen Potential und einer Anschlußklemme des plasmaerzeu­ genden Verbrauchers (16; 42) geschaltet sind.

5. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Energiequelle (32) und Verbraucher (42) zwei in einer Halbbrücken-Schaltung angeordnete im Gegentaktbetrieb ansteuerbare POWER- MOSFET-Transistoren (36, 38) geschaltet sind.

6. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Energiequelle und Ver­ braucher vier in Vollbrücken-Schaltung angeordnete, paarweise im Gegentaktbetrieb ansteuerbare POWER-MOS­ FET-Transistoren geschaltet sind.

7. Verfahren zum Betreiben eines plasmaerzeugenden Ver­ brauchers, bei dem an den Verbraucher (16, 42) mittels eines Hochfrequenz-Generators nach einem der vorher­ gehenden Ansprüche eine Rechteck-Betriebsspannung im kV-Bereich mit einer Frequenz von 1 MHz bis 100 MHz angelegt wird.