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Diese Erfindung bezieht sich auf ein
Diplex-Doppler-Hindernisnachweisgerät für ein Fahrzeug.
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Hindernisnachweisgeräte zum Schaffen einer Anzeige der
Entfernung von sich nähernden Objekten und bzw. oder dem Warnen
davor sind bekannt. Eine Anwendung für ein solches Gerät ist
zum Nachweisen von Objekten in der Nähe eines Automobils.
Beispielsweise kann das Fahrzeug ein Nachweisgerät für nahe
Hindernisse einsetzen, um den Fahrzeugbediener von der
Gegenwart eines Hindernisses hinter dem Fahrzeug beim
Zurückbewegen des Fahrzeugs zu alarmieren, oder den
Fahrzeugbediener von irgendeinem Hindernis vor dem Fahrzeug unterhalb der
Sichtlinie des Bedieners zu alarmieren.
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Verschiedene Geräte sind für den Nachweis von nahen
Hindernissen vorgeschlagen worden, wie beispielsweise in den
US-Patenten 3,863,253 und 3,750,171 gezeigt. Ein solches
Gerät wird üblicherweise als ein Diplex-Doppler-Gerät
bezeichnet, das in der Lage ist, Entfernung und
Relativgeschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug und einem Objekt zu
verschaffen. Im allgemeinen überträgt ein Diplex-Doppler-
Radargerät zwei getrennte RF-Signale, die sich nur leicht in
der Frequenz unterscheiden, und empfängt zwei Echosignale,
die durch ein Objekt in der Bahn des Fahrzeugs reflektiert
werden. Jedes reflektierte Signal wird mit dem
entsprechenden übertragenden Signal gemischt, um ein Dopplersignal zu
erzeugen, das sich aus der Relativbewegung zwischen dem
Fahrzeug und dem Objekt ergibt. Aufgrund der kleinen Veränderung
in der Wellenlänge der übertragenen Signale werden die zwei
Dopplersignale um eine Betrag voneinander phasenverschoben,
der ein direktes Maß des Abstands zum Ziel darstellt.
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Beispielsweise ergibt mit einer ersten RF-Frequenz von
10.525 GHz ein Dopplersignal, das aus dem Mischen des
erzeugten Signals mit einem von einem Objekt zurückgekehrten
Signal resultiert, eine Doppler-Frequenzverschiebung von 19.49
Hz/kph (31.37 Hz/mph). Ein zweites RF-Signal mit einer
Frequenz von 10.531 GHz ergibt, wenn es mit einem von einem
Objekt zurückgekehrten Signal gemischt wird, eine
Doppler-Frequenzverschiebung von 31.38 Hz/mph. Aufgrund der kleinen
Änderung in der Wellenlänge ist die Phase des ersten
Doppler-Rückkehrsignals für eine gegebene Zielentfernung vom zweiten
Doppler-Rückkehrsignal leicht in der Phase verschoben. Je
weiter der Abstand zum Target, desto größer die
Phasenverschiebung. In diesem Beispiel entspricht eine
Phasenverschiebung von null bis 70' einer Entfernung von 0 bis
4.88 m (0 bis 16 ft)
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Um die Entfernungsinformation zu extrahieren, schafft das
typische Gerät ein Konvertieren der zwei Dopplersignale in
zwei Rechtecksignale, die ihrerseits den Eingangsanschlüssen
eines exklusiven ODER-Gatters zugeführt werden. Der Ausgang
des exklusiven ODER-Gatters ist ein Signal mit einem
Tastverhältnis (der Prozentsatz der Pulsbreite zum
Gesamtsignalzyklus), das ein direktes Maß für den Abstand zwischen dem
Fahrzeug und dem Hindernis darstellt. Das
Tastverhältnismodulierte Signal wird dann einem Filterschaltkreis
zugeführt, dessen Ausgang eine analoge Spannung mit einem Betrag
darstellt, der die Entfernung zwischen dem Fahrzeug und dem
Hindernis repräsentiert.
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Charakteristisch für das obige Gerät ist, daß ein Filter
großer Zeitkonstante erforderlich ist, um die
Tastverhältnis-Entfernungsinformation in ein
Gleichspannungs-Entfernungssignal mit akzeptierbar geringem Brummen zu
konvertieren. Dies ergibt eine signifikante Verzögerung und daher
einen Fehler in der Signalanzeige der Entfernung zu einem
sich schnell bewegenden Hindernis. Gemäß dieser Erfindung
wird ein Fahrzeugdetektor für nahe Hindernisse in Form eines
Diplex-Doppler-Radargeräts wie oben beschrieben geschaffen,
das jedoch eine genaue Entfernungsinformation sogar für hohe
Relativgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug und einem
Hindernis schafft.
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Zu diesem Zweck ist ein Doppler-Radarsystem gemäß der
vorliegenden Erfindung, das durch den Patentanspruch 1 definiert
ist, über das US-Patent 3,863,253 hinaus durch die im
kennzeichnenden Abschnitt des Patentanspruchs 1 aufgeführten
Merkmale gekennzeichnet.
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Gemäß den Prinzipien dieser Erfindung ist zu bemerken, daß
der Fehler, der durch den das Tastverhältnis-Signal in eine
Gleichspannung umwandelnden Filterschaltkreis eingeführt
wird, in einem direkten Verhältnis zur
Relativgeschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug und dem Objekt steht.
Insbesondere ist bei niedrigen Geschwindigkeiten die Verzögerung,
die durch den Filterschaltkreis eingeführt wird, relativ zur
Tastverhältnis-Signalzykluszeit klein und hat dadurch wenig
Auswirkung auf die analoge Signalentfernungsanzeige. Jedoch
wirkt sich mit zunehmenden Annäherungsraten zwischen dem
Fahrzeug und dem Hindernis die durch den Filterschaltkreis
eingeführte Verzögerung auf die analoge
Signalentfernungsanzeige umso mehr aus, als die Filterzeitkonstante relativ
zur Tastverhältnis-Signalzykluszeit zunehmend bedeutend
wird.
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Da die Entfernung durch die Phasenverschiebung zwischen den
zwei Dopplersignalen berechnet wird, schafft die vorliegende
Erfindung eine annäherungsraten-abhängige Kompensation für
die Verzögerung des Tastverhältnis-zu-Gleichspannung-
Konvertierungsfilters durch Einführen einer kleinen
Zeitverschiebung
im Signalweg eines der Dopplersignale, um eine
Verschiebung in der Entfernungsanzeige zu bewirken, die am
Ausgang des
Tastverhältnis-zu-Gleichspannung-Konvertierungsfilters vorgesehen ist. Die Phasenverschiebung des
Dopplersignalwegs, der durch diese Zeitverschiebung repräsentiert
wird, ist klein bei niedrigen Dopplersignalfrequenzen, die
niedrigen Annäherungsgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug
und dem Hindernis entsprechen, wobei die durch die
Zeitverschiebung repräsentierte Phasenverschiebung mit zunehmenden
Frequenzen des Dopplersignals ansteigt, die zunehmenden
Annäherungsgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug und dem
Hindernis entsprechen. Diese ansteigende Phasenverschiebung,
die durch die Zeitverschiebung mit ansteigenden Frequenzen
des Dopplersignals eingeführt wird, stellt eine Kompensation
für den ansteigenden Fehler dar, der durch die Verzögerung
des Tastverhältnis-zu-Gleichspannung-Konvertierungsfilters
mit ansteigenden Frequenzen der Dopplersignale eingeführt
wird. Auf diese Weise kann der Fehler des Tastverhältnis-zu-
Gleichspannung-Konvertierungsfilters über den Doppler-
Frequenzbereich des Radargeräts im wesentlichen eliminiert
werden.
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Die vorliegende Erfindung wird nun beispielhaft anhand der
folgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung und der beigefügten Zeichnungen beschrieben, in
welchen:
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Figur 1 die Anwendung des Doppler-Nachweisgeräts für
nahe Hindernisse dieser Erfindung auf ein
Wahrnehmen eines Objekts hinter einem Fahrzeug
zeigt,
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Figur 2 ein Diagramm ist, das die übertragenen und
empfangenen RF-Signale von einem durch das
Fahrzeug der Figur 1 getragenen
Diplex-Doppler-Radargeräts
zeigt,
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Figur 3 ein allgemeines Diagramm des die Prinzipien
dieser Erfindung verkörpernden Diplex-Doppler-
Radargeräts ist, und
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Figur 4 Diagramme verschiedener Wellenfonnen des
Geräts der Figur 3 zeigt.
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Das Doppler-Nachweisgerät für nahe Hindernisse dieser
Erfindung ist in Figur 1 auf ein Fahrzeug 10 angewendet gezeigt,
um ein Hindernis 12 nachzuweisen, das sich bei einem Abstand
D von der Rückseite des Fahrzeugs befindet. Offensichtlich
ist es wünschenswert, dem Fahrzeugbediener eine Anzeige von
der Gegenwart des Hindernisses 12 und seinem Abstand D vom
Fahrzeug 10 zu verschaffen, wenn das Fahrzeug 10 rückwärts
fährt und auf das Hindernis zu zurückbewegt wird. Das
Doppler-Radargerät in dieser Ausführungsform schafft ein
Signal (audio, visuell oder beides) mit einer Frequenz, die
den Abstand D des Hindernisses 12 hinter dem Fahrzeug 10
anzeigt. Es ist natürlich klar, daß das Doppler-Radargerät
verwendet werden kann, um andere als rückwärtige Objekte in
der Nähe des Fahrzeugs 10 nachzuweisen, wie beispielsweise
Objekte vor dem Fahrzeug, die sich unterhalb der Sichtlinie
des Bedieners befinden können.
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Das im Fahrzeug 10 von Figur 1 benutzte Doppler-Radargerät
stellt wie zuvor beschrieben ein
Diplex-Doppler-Dauerstrichradargerät dar. In dieser Form des Geräts werden zwei
Dauerstrichsignale von leicht unterschiedlicher Frequenz
übertragen, von einem Objekt wie beispielsweise dem Hindernis 12
reflektiert und mit den entsprechenden übertragenen Signalen
gemischt. Ein Paar von Dopplersignalen ergibt sich aus einer
relativen Bewegung zwischen dem Fahrzeug 10 und dem
Hindernis 12. Die Phasendifferenz zwischen den Dopplersignalen ist
ein direktes Maß des Abstands D zwischen dem Fahrzeug 10 und
dem Hindernis 12.
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In Figur 2 ist das Diplex-Doppler-Radargerät allgemein als
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 14 zum Erzeugen
von RF-Signalen einschließend dargestellt. Der VCO 14 ist
durch den Ausgang eines Rechteckwellen-Signalgenerators 16
moduliert, der den VCO 14 mit alternierenden
Spannungsniveaus versorgt, um abwechselnd zwei RF-Signale zu
erzeugen, die in der Frequenz leicht verschoben sind. In dieser
Ausführungsform wird angenommen, daß sich der
Spannungsausgang des Rechteckwellen-Signalgenerators 16 zwischen zwei
Spannungen verschiebt, die den RF-Signalausgang des VCO 14
veranlassen, zwischen RF-Frequenzen von 10.525 GHz und
10.531 GHz zu schalten. Der Rechteckwellen-Signalgenerator
16 kann die Form eines
Schmidt-Trigger-Oszillator-Rechteckwellengenerators annehmen, der eine 30 Mikrosekunden-Periode
und eine Schwankung von 25 Millivolt von Spitze zu Spitze
aufweist.
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Der RF-Signalausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 14
wird einer Übertragungsantenne 18 zugeführt, die das
zwischen den zwei Frequenzen wechselnde Dauerstrich-RF-Signal
vom Fahrzeug 10 nach hinten überträgt. Der VCO 14, der
Rechteckwellen-Signalgenerator 16 und die Übertragungsantenne 18
definieren übertragungsmittel. Falls sich ein Objekt wie
beispielsweise das Hindernis 12 hinter dem Fahrzeug befindet,
wird das übertragene Signal reflektiert und durch eine
Empfangsantenne 20 (Empfangsmittel) empfangen. Das
empfangene RF-Signal wird von der Empfangsantenne 20 in einen
RF-Eingang einer herkömmlichen Mischeinrichtung 22 eingekoppelt.
Ein internes Oszillatorsignal LO wird der Mischeinrichtung
22 mittels einer Koppeleinrichtung 24 vom Ausgang des
spannungsgesteuerten Oszillators 14 zugeführt. Die
Mischeinrichtung 22 und die Koppeleinrichtung 24 definieren Mischmittel.
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Der Ausgang der Mischeinrichtung 22 stellt ein IF-Signal
dar, das die Dopplersignale umfaßt, die jeder der Frequenzen
des durch den VCO 14 geschaffenen RF-Signals zugeordnet ist.
Dieses IF-Signal wird einem Verarbeitungsschaltkreis 26
zugeführt, der gemäß dieser Erfindung wirksam ist, um hörbare
und bzw. oder visuelle Anzeigen der Entfernung D zwischen
dem Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12 zu schaffen.
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Wenn der RF-Signalausgang des VCO 14 sich bei der höheren
Frequenz befindet, ist die Doppler-Frequenz am Ausgang der
Mischeinrichtung 22 leicht größer als die Frequenz des
Dopplersignal-Ausgangs der Mischeinrichtung 22, wenn die
Frequenz des RF-Signalausgangs des VCO 14 sich bei der
niedrigeren Frequenz befindet. Wie unten beschrieben kann
durch Nachweisen der Phasenverschiebung zwischen diesen
beiden Dopplersignalen eine Entfernung D zum Hindernis 12
bestimmt werden.
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In Figur 3 sind Details des Verarbeitungsschaltkreises 26
gezeigt. Das IF-Signal von der Mischeinrichtung 22 wird
einem Breitband-Vorverstärker 28 zugeführt, dessen Ausgang
an einen Synchrondemodulator 30 gekoppelt ist, der durch den
Rechteckwellen-VCO-Modulationssignalausgang des
Rechteckellensignalgenerators 16 getrieben wird. Dieses
Rechteckwellensignal wird dem Schalteingang des Synchrondemodulators
30 zugeführt. Durch Verwenden des gleichen
Rechteckwellensignals vom Rechteckwellensignalgenerator 16, das zum Steuern
des VCO 14 verwendet wird, versieht der Synchrondemodulator
30 eine Trennung der den beiden Frequenzen des
RF-Signalausgangs des VCO 14 zugeordneten Dopplersignale. Insbesondere
schafft der Synchrondemodulator 30 auf einem Ausgang ein
Dopplersignal D1 mit einer Frequenz F1, die der höheren
RF-Signalfrequenz 10.531 GHz zugeordnet ist, und versieht
auf einem zweiten Ausgang ein Dopplersignal D2 mit einer
Frequenz F2, die der niedrigeren RF-Signalfrequenz 10.525
GHz zugeordnet ist.
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Um im wesentlichen Dauerstrich-Dopplersignale zu schaffen,
wird der Dopplersignal-D2-Ausgang des zweiten Kanals des
Synchrondemodulators 30 während des Zeitraums, in dem der erste
Kanal ausgewählt wird, mittels eines Kondensators 32
gehalten, der an eine geregelte Spannungsquelle VCC gekoppelt
ist. Der Kondenstor 32 wird durch das Dopplersignal D2
aufgeladen. Auf ähnliche Weise wird, wenn der zweite Kanal
durch das Rechteckwellensignal ausgewählt wird, das
Dopplersignal D1 durch einen an die Spannungsquelle VCC gekoppelten
und durch das Dopplersignal D1 aufgeladenen Kondensator 34
gehalten. Die sich ergebenden, im wesentlichen
kontinuierlichen Dopplersignale sind in Figur 4A gezeigt. Das
Dopplersignal D2 ist in der Phase relativ zum Dopplersignal D1 um
einen Betrag verschoben, der direkt proportional zum Abstand
D zwischen dem Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12 ist.
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Der Dopplersignal-D1-Ausgang des zweiten Kanals des
Synchrondemodulators 30 wird dann durch einen
Zeitverzögerungsschaltkreis 35 (Verzögerungsmittel) zeitverschoben, der einen
Widerstand 36 und einen Kondensator 38 umfaßt, die zwischen
die geregelte Spannungsquelle VCC und den
Synchrondemodulator 30 gekoppelt sind. Das verschobenen Dopplersignal D1'
ist an der Verbindung des Kondensators 38 und des
Widerstands 36 vorgesehen, und ist in Figur 4A dargestellt. Die
durch den Zeitverzögerungsschaltkreis 35 geschaffene
Zeitverschiebung ist über den Doppler-Frequenzbereich des
Nachweisgeräts für nahe Hindernisse im wesentlichen konstant.
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Das Dopplersignal D2 wird durch einen Verstärker 40, und das
zeitverschobene Dopplersignal D1' durch einen Verstärker 42
verstärkt. Die Verstärker 40 und 42 sind identisch, und
versehen eine Verstärkung der Dopplersignale und können ferner
eine Signalbegrenzung versehen.
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Ein Paar von Komparatoren 44 und 46 konvertiert den analogen
Signalausgang der Verstärker 40 und 42 in ein
Rechteckwellenlogiksignal mit einem 50%-Tastverhältnis bei der Frequenz
der einzelnen Dopplersignale D1' und D2. Diese
Rechteckwellensignale sind dargestellt durch das
Vollinien-Rechteckwellensignal 45 der Figur 4B, das sich von der Zeit t&sub2; zur
Zeit t&sub5; erstreckt und dem Dopplersignal D1' zugeordnet ist,
und das Rechteckwellensignal 47 der Figur 4C, das sich von
der Zeit t&sub3; zur Zeit t&sub6; erstreckt und dem zeitverschobenen
Dopplersignal D2 zugeordnet ist. Die
Rechteckwellensignalausgänge der Komparatoren 44 und 46 sind an Eingänge eines
exklusiven ODER-Gatters 48 gekoppelt, das
Logikausgangssignale schafft, wie durch die Vollinien-Logiksignale der Figur
4D dargestellt. Im allgemeinen schafft der Ausgang des
exklusiven ODER-Gatters 48 Signalpulse, die während der
nicht-überlappenden Perioden der Dopplersignale D1' und D2
hoch sind. Die Dauer jedes Pulses des Pulsfolgenausgangs des
exklusiven ODER-Gatters 48 repräsentiert die
Phasenverschiebung zwischen den Dopplersignalen D1' und D2. Die
Dauer jedes Pulses (wie von t&sub2; bis t&sub3; und von t&sub5; bis t&sub6;) im
Verhältnis zu einer Hälfte der Periode der Dopplersignale
begründet ein Tastverhältnis-Signal, dessen
Tastverhältniswert die Phasenverschiebung zwischen den Dopplersignalen
D1' und D2 repräsentiert. Die Verstärker 40, 42, die
Komparatoren 44, 46 und das exklusive ODER-Gatter 48 definieren
Erzeugungsmittel.
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In der vorliegenden Ausführungsform schafft ein Kein-Objekt
Nachweisschaltkreis 50 einen Ausgang zum Steuern eines
Schalters 52, der in Abhängigkeit davon, ob ein Hindernis 12
hinter dem Fahrzeug 10 wahrgenommen wird, leitend oder
nicht-leitend gesteuert wird. Im allgemeinen stellt der
Kein-Objekt-Nachweisschaltkreis 50 das Nichtvorhandensein
eines Hin- und Her-Schaltens des Ausgangs des Komparators 44
fest, um den Schalter 52 zu steuern. Unter der Annahme, daß
ein Objekt vorliegt zusammen mit einer Relativbewegung zum
Hindernis 12, was das Dopplersignal D2 und ein Schalten im
Ausgang des Komparators 44 ergibt, steuert der Kein-Objekt-
Nachweisschaltkreis 50 den Schalter 52 in einen leitenden
Zustand, um den Ausgang des exklusiven ODER-Gatters 48 an
einen Filter 54 zu koppeln.
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Wie zuvor beschrieben, stellt der an den Filter 54
gekoppelte Ausgang des exklusiven ODER-Gatters 48 ein
Tastverhältnissignal dar, das ein direktes Maß der
Phasenverschiebung zwischen den Dopplersignalen D1 und D2 ist. Da diese
Phasenverschiebung zwischen den Dopplersignalen D1 und D2
(und daher zwischen den Dopplersignalen D1 und D2)
proportional zur Entfernung ist, ist das Tastverhältnissignal
ebenfalls proportional zur Entfernung. Da die Frequenz der
Dopplersignale D1 und D2 proportional zur Annäherungsrate
zwischen dem Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12 ist, ist auch
die Frequenz des Tastverhältnissignals der Figur 4D
ebenfalls proportional zur Entfernung. Die Funktion des Filters
54 ist es, das Tastverhältnissignal in eine
Gleichspannungs-Analogentfernungsspannung mit einem Wert zu
konvertieren, der ein Maß des Abstands D ist.
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Bei niedrigen Relativgeschwindigkeiten zwischen dem Fahrzeug
10 und dem Hindernis 12 ist die Frequenz der Dopplersignale
niedrig. Bei nahen Abständen ist das Tastverhältnis des
Tastverhältnis-Signalausgangs des exklusiven ODER-Gatters 48
klein. Um ein den Abstand D repräsentierendes
Gleichspannungs-Analogentfernungssignal am Ausgang des Filters 54
zu schaffen, und nicht gleichzeitig ein übermäßiges Brummen
aufzuweisen, ist es wegen dieser Bedingungen notwendig, daß
der Filter 54 eine große Zeitkonstante aufweist. Zum
Beispiel kann dieser Schaltkreis typischerweise eine
Zeitkonstante
von einer halben Sekunde aufweisen. Diese große
Zeitkonstante führt eine Verzögerung oder einen Fehler ein
zwischen dem Tastverhältnis des Signals am Eingang zum Filter
54 und dem den Tastverhältniswert des
Eingangstastverhältnisses repräsentierenden analogen Entfernungsspannungsausgang,
wenn sich das Tastverhältnis ändert. Während die
Relativgeschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12
ansteigt, steigt die Verzögerung oder der Fehler zwischen
dem Tastverhältnis und dessen analoger
Entfernungsspannungsdarstellung an. Die Zeitverschiebung zum durch den
Zeitverzögerungsschaltkreis 35 geschaffenen Dopplersignal D1, die das
Dopplersignal D1' ergibt, kompensiert wie unten beschrieben
den frequenzabhängigen Fehler, der durch den Filter 54
eingeführt wird, so daß der analoge Signalausgang des
Filters 54 eine genaue Darstellung der Phasenverschiebung
zwischen den Dopplersignalen D1 und D2 und damit des
Abstands D zum Objekt ist.
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Der analoge Entfernungsspannungsausgang des Filters 54, der
die Entfernung D zum Hindernis 12 repräsentiert, wird einem
spannungsgesteuerten Rechteckwellenoszillator 56 zugeführt,
der wirksam ist, um ein Rechteckwellensignal mit einer
Frequenz umgekehrt proportional zur Entfernung D zum
Hindernis 12 zu erzeugen. Der spannungsgesteuerte
Rechteckwellenoszillator 56 kann die Form eines Integrators mit
gleichen Auflade- und Entladeströmen annehmen. Der
Integrator wird so gesteuert, daß er alternierend von einem
konstanten Referenzsignal zum analogen Entfernungsspannungsausgang
des Filters 54 aufgeladen und zum konstanten Referenzwert
entladen wird. Die Auflade- und Entladezustände des
Integrators können durch einen Komparator gesteuert werden, der den
Integratorausgang mit dem konstanten Referenzsignal
vergleicht, wenn der Integrator sich entlädt, und mit der
analogen Entfernungsspannung, wenn der Integrator sich auflädt.
Der Ausgang des Komparators umfaßt den Rechteckwellenausgang
des spannungsgesteuerten Rechteckwellenoszillators 56. Der
analoge Entfernungsspannungsausgang des Filters 54 ist daher
umso höher, je niedriger die Oszillationsfrequenz des
spannungsgesteuerten Rechteckwellenoszillators 56 ist. Wenn
das Hindernis 12 dem Fahrzeug 10 näher kommt, sinkt der
analoge Entfernungsspannungsausgang des Filters 54 ab, so daß
die Auflade- und Entladezeiten zwischen dem Referenzwert und
der analogen Entfernungsspannung absinken, was einen Anstieg
im Frequenzausgang des spannungsgesteuerten
Rechteckwellenoszillators 56 ergibt.
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Der Signalausgang des spannungsgesteuerten
Rechteckwellenoszillators 56 ist durch ein ODER-Gatter 60 an einen
Treiberschaltkreis 58 gekoppelt. Der Ausgang des
Treiberschaltkreises 58 treibt seinerseits einen visuellen Anzeiger wie
beispielsweise ein Lampe 52 und einen hörbaren Anzeiger wie
beispielsweise einen piezoelektrischen Summer 64. Unter der
Annahme, daß sich der zweite (zu beschreibende) Eingang zum
ODER-Gatter 60 auf logisch 0 befindet, erregt der Ausgang
des spannungsgesteuerten Rechteckwellenoszillators 56
periodisch den Summer 64 und die Lampe 62 mit einer Frequenz, die
umgekehrt proportional zur Entfernung D ist, um eine
visuelle und hörbare Anzeige zum Bediener von der Gegenwart
eines Hindernisses 12 und durch die Beobachtung der Frequenz
der visuellen oder Audio-Signale den relativen Abstand D des
Hindernisses 12 vom Fahrzeug 10 zu schaffen.
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Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung schließt weiter
einen Außer-Reichweite-Detektor 66 ein, der wirksam ist, um
den Maximalabstand und damit den Minimalfrequenzausgang des
spannungsgesteuerten Rechteckwellenoszillators 56 zu
begrenzen. Diese Begrenzung wird einfach dadurch geschaffen, daß
die Amplitude des die Entfernung repräsentierenden analogen
Ausgangs des Filters 54 gemessen und der Signaleingang zum
spannungsgesteuerten Rechteckwellenosz illator 56 begrenzt
wird. Das Gerät schließt weiter einen diagnostischen
Komparator 68 ein, der das Gleichspannungsversatzniveau des
IF-Signals überwacht. Falls der Gleichspannungsversatz
größer als ein vorbestimmtes gewisses Niveau ist, das eine
blockierte Antenne anzeigt, führt der diagnostische
Komparator 68 ein Logisch-1-Signal dem ODER-Gatter 60 zu, dessen
Ausgang auf einem hohen Niveau aufrechterhalten wird, um den
Summer 64 und die Lampe 62 kontinuierlich zu erregen und
somit eine Anzeige der blockierten Antenne zu schaffen.
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Um die Erfindung zu erläutern, wird als erstes-angenommen,
daß der Zeitverzögerungsschaltkreis 35 nicht vorgesehen ist.
Unter dieser Bedingung wird das Dopplersignal D1 zum
Verstärker 42 geführt, was das durch eine gestrichelte Linie
dargestellte Rechteckwellensignal 70 der Figur 4B ergibt, welches
zur Zeit t&sub1; beginnt und zur Zeit t&sub4; endet. Das resultierende
Tastverhältnissignal am Ausgang des exklusiven ODER-Gatters
48 wird in Figur 4D durch die digitalen Pulse repräsentiert,
die sich von der Zeit t&sub1; zur Zeit t&sub3; und von der Zeit t&sub4; zur
Zeit t&sub6; erstrecken. Das durch diese Pulse repräsentierte
Tastverhältnis ist ein direktes und genaues Maß der
tatsächlichen Entfernung D zwischen dem Hindernis 12 und dem
Fahrzeug 10. Der Filter 54 konvertiert dann das Signal in
das zuvor beschriebene analoge
Gleichspannungsentfernungssignal. Jedoch aufgrund der großen Zeitkonstante des Filters
54 bleibt die durch den analogen Entfernungssignalwert
repräsentierte Entfernung hinter dem tatsächlichen Abstand
zurück, der durch den Tastverhältnisausgang des exklusiven
ODER-Gatters 48 repräsentiert wird. Infolgedessen ist der
durch das analoge Entfernungssignal repräsentierte Abstand
zu groß, während der Abstand abnimmt. Wie angedeutet nimmt
der Umfang der Verzögerung und damit des Fehlers in der
durch das analoge Entfernungssignal repräsentierten
Entfernung mit zunehmenden Annäherungsgeschwindigkeiten
zwischen dem Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12 zu. Insbesondere
während das Fahrzeug 10 sich auf das Hindernis 12 zu
zurückbewegt, nimmt das Tastverhältnis des Signalausgangs des
exklusiven ODER-Gatters 48 mit einer Rate ab, die von der
Annäherungsgeschwindigkeit abhängt. Jedoch bleibt die
Abnahme im analogen Entfernungssignalausgang des Filters 54
hinter der Abnahme im Tastverhältnis um einen Betrag zurück,
der von der Annäherungsgeschwindigkeit abhängt, so daß der
analoge Signalausgang des Filters 54 einen größeren als den
tatsächlichen Wert der Entfernung D repräsentiert. Damit
wird die Frequenz des spannungsgesteuerten
Rechteckwellenoszillators 56 und damit des Summers 64 und der Lampe 62
eine Entfernung repräsentieren, die größer als die
tatsächliche Entfernung ist.
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Diese Erfindung versieht eine Kompensation des durch den
Filter 54 eingeführten Doppler-Frequenzfehlers, indem durch den
Zeitverzögerungsschaltkreis 35 die konstante
Zeitverschiebung im Dopplersignal D1 eingeführt wird. Diese Verzögerung
ergibt das phasenverzögerte Dopplersignal D1', welches
seinerseits die künstliche Abnahme im Tastverhältnis des
Tastverhältnisentfernungssignals vom exklusiven ODER-Gatter
48 ergibt. Diese Abnahme im Tastverhältnis ist in Figur 4D
dargestellt, worin die Pulsbreite für den gleichen Abstand D
von t&sub1; bis t&sub3; auf t&sub2; bis t&sub3; und von t&sub4; bis t&sub6; auf t&sub5; bis t&sub6;
vermindert ist. Diese künstliche Abnahme im
Tastverhältnisausgang des exklusiven ODER-Gatters 48 ist wirksam, um den
Wert des analogen Entfernungssignalausgangs des Filters 54
zu vermindern und somit den durch seine große Zeitkonstante
eingeführten Fehler zu kompensieren. Wie zu sehen ist,
schafft die konstante Zeitverzögerung, die durch den
Zeitverzögerungsschaltkreis 35 in Verbindung mit der
ansteigenden Frequenz der Dopplersignale D1 und D2 auferlegt wird,
während die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug 10
und dem Hindernis 12 zunimmt, eine geschwindigkeitsabhängige
Kompensation. Durch sorgfältige Auswahl der durch die
Schaltkreiselemente 36 und 38 geschaffenen Zeitverschiebung
kann die Phasenverschiebung zum Dopplersignal D1 bemessen
werden, um die Verzögerung des
Tastverhältnis-zu-Gleichspannung-Konverters in der Form des Filters 54 über den
gesamten Bereich von Relativgeschwindigkeiten zwischen dem
Fahrzeug 10 und dem Hindernis 12 zu kompensieren.