DE69310679T2

DE69310679T2 - Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor

Info

Publication number: DE69310679T2
Application number: DE69310679T
Authority: DE
Inventors: Makoto C/O Intellectual Property Div. Tokyo Hideshima; Chihiro C/O Intellectual Property Div. Tokyo Okado
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba FA Systems Engineering Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba FA Systems Engineering Corp
Priority date: 1992-09-21
Filing date: 1993-09-20
Publication date: 1997-09-04
Anticipated expiration: 2013-09-21
Also published as: CN1049770C; EP0599455B1; US5485341A; DE69310679D1; AU663972B2; CN1089043A; EP0599455A2; KR970003185B1; AU4749093A; EP0599455A3

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor und insbesondere auf eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor des durch eine Spannung getriebenen Typs, wie beispielsweise für einen IGBT oder einen MOSFET, die fur eine mit hoher Geschwindigkeit erfolgende Strombegrenzung sorgt, welche durch ein Kurzschließen durch die Belastung usw. erzeugt wird, wodurch für ein Abschalten und einen Schutz in einem sicheren Arbeitsbereich gesorgt wird.
Der Leser wird auf GB-A-2 138 644 verwiesen, welches eine Vorrichtung für den Schutz eines Leistungstransistors gegen Überlast offenbart, welche einen Widerstand, einen Komparator, der an seinem nichtinvertierenden Eingang eine Spannung, welche porportional dem Strom ist, der in dem Widerstand fließt und an seinem invertierenden Eingang eine Bezugsspannung erhält, welche von einer Zenerdiode und einer Widerstandskette abgeleitet wird, einen Widerstand zum Parallelschalten mit der Basiselektrode des Transistors und einen Schaltkreis hat, der Transistoren einschließt, welche vom Ausgang aus dem Komparator betätigt werden können, um den Parallelschaltungswiderstand einzuschalten, wenn die Spannung über den Widerstand die Bezugsspannung überschreitet. Die Transistoren funktionieren, um den Wert der Spannung am invertierenden Eingang des Komparators zu erhöhen, wenn einmal der Komparator eine Überlast bei dem Transistor festgestellt hat, so, daß der parallelschaltende Transistor selbst leitend bleibt, obwohl der Strom durch den Leistungstransistor reduziert wird. Der Komparator kann als Differentialverstärker ausgebildet werden, der ein emittergekoppeltes Transistorenpaar hat. Die Vorrichtung ist auf elektrische Zündschaltkreise für Verbrennungsmotoren anwendbar.
Der Leser wird auch auf US-A-4,321,648 verwiesen, welches einen geschützten Transistor in einem elektrischen Schaltkreis offenbart, der Basis-Treiberstrom erhält und dessen Kollektor-Emitter-Pfad mit einer Quelle von Kollektor-Emitter-Potential und mit einer Belastung gekoppelt ist. Es wird deshalb für Überstromschutz durch einen ersten komplementär leitenden Transistor gesorgt, welcher Basis zu Emitter und Emitter zu Basis mit dem geschützten Transistor verbunden und thermisch damit gekoppelt ist, um einen Kollektorstrom als Reaktion auf den Kollektor- Emitterstrom des geschützten Transistors zu entwickeln. Ein Komparator sorgt für eine Überstromanzeige immer dann, wenn der Kollektorstrom des ersten Transistors einen vorbestimmten Pegel überschreitet. Die Überstromanzeige verhindert einen weiteren Anstieg bei dem Basistreiberstrom des geschützten Transistors. Ein weiteres Merkmal der Erfindung reduziert den vorbestimmten Pegel als Reaktion auf ein Ansteigen des Kollektor-Emitter-Potentials des geschützten Transistors.
Der Leser wird weiterhin auf D-A-30 03 123 verwiesen. IGBT's (zweipolige Transistoren mit isoliertem Gatter) sind weitverbreitet als durch eine Spannung getriebene Leistungstransistoren bekannt. Es hat eine schnelle Ausweitung des Anwendungsgebietes von IGBTs wegen ihrer niedrigen EIN-Spannung, der geringen Treiberleistung mit einer MOS-Gatterkonstruktion und des vergleichsweise schnellen Schaltens gegeben. EIN-Spannung und Schaltgeschwindigkeitskennwerte stehen gegenseitig im Widerspruch zueinander, und es gibt ein unaufhörliches Forschungsbemühen, das auf eine Verbesserung des Kompromisses zwischen diesen beiden abzielt, um so für ein besseres Leistungsverhalten der Vorrichtung zu sorgen.
Die Kennlinie C in Fig. 9a ist die Kennlinie der EIN-Spannung einer dritten Generation oder eines späteren IGBT, welche aus solchen Untersuchungen vorausgesagt wird. Die EIN-Spannungs- Kennlinie A einer ersten Generation von IGBT wird zum Vergleich gezeigt. Die Kennlinie B der gegenwärtig verwendeten zweiten Generation von IGBT wird ebenfalls gezeigt. Der Kollektorstrom IC wird als Prozentwert ausgedrückt, wobei der Nennstrom des entsprechenden IGBT als 100 genommen wird.
Wie man aus diesem Kennlinien erkennen kann, fließt dann, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE unter den Bedingungen einer Kurzschlußbelastung ansteigt, ein Kollektorstrom IC, welcher extrem größer als der Nennstrom ist. Im Falle eines IGBT der ersten Generation beträgt dieser Überstrom etwa das 6 bis 8- fache des Nennstroms, während er im Fall eines IGBT der zweiten Generation etwa das 10 bis 12-fache beträgt.
Eine dritte und anschließende Generation von IGBT's befinden sich gegenwärtig im Untersuchungsstadium und haben eine DRAM- Gestaltung der am-Form und weitere Verbesserungen. Diese führen zu einer Überstrom-Kennlinie C von etwa dem 15 bis 20-fachen des Nennstromes.
Bei einem solch großen Überstrom sind eine Hochgeschwindigkeits- Strombegrenzung und -Abschaltung schwierig, was den Überstromschutz der Einrichtung schwierig macht. Weiterhin führt bei einem solchen großen Überstrom selbst dann, wenn eine Hochgeschwindigkeits-Strombegrenzung und Stromkreis-Abschaltung vorgenommen werden, diese zu übermäßig hoher Stoßspannung, welche einen sicheren Schutz schwierig macht und den Überstromschutz der Einrichtung schwierig macht.
Der Schutz konventioneller IGBT's bei Belastungskurzschluß wird nachstehend beschrieben. Fig. 9b zeigt eine typische Auslegung des Hauptstromkreises unter Verwendung von IGBT's. Bei dieser Vorrichtung wird ein Elektromotor 3 durch eine Wechselspannung angetrieben, die aus der Gleichspannung einer Gleichspannungsquelle 1 unter Verwendung eines Brückenwandlers (Wechselrichters) 2 umgewandelt worden ist, der aus den IGBT's 21 bis 26 besteht. Bei einer solchen Einrichtung fließt dann, wenn ein Kurzschließen über die Klemmen der Belastung (Elektromotor) auftritt, ein Kurzschlußstrom durch die IGBT's der positiven Seite und der negativen Seite. Der Kurzschlußstrom kann gleichfalls ansteigen, wenn ein EIN-Signal (infolge von Rauschen oder einer unrichtigen Funktion) gleichzeitig an die IGBT's der positiven und der negativen Seite in demselben Zweig eingegeben wird.
Die Länge der Zeit, die ein IGBT einen solchen Kurzschlußzustand aushalten kann, beträgt 10 bis 20 µs bei einer Spannung von 80% der Nennspannung der Einrichtung im Fall der gegenwärtigen IGBT's. Dies bringt es mit sich, daß ein solcher Kurzschlußschutz vorgesehen werden muß, daß innerhalb von 7,5 bis 10 µs ein Überstrom erkannt und eine Strombegrenzung und ein Abschalten erfolgen muß.
Fig. 10b ist eine Kennlinie der Kurzschluß-Beständigkeitsfähigkeit eines IGBT, welche die Beziehung zwischen einem Kollektorstrom IC, welcher bei Kurzschluß unter einer festen Kollektor- Emitter-Spannung VCE fließt und der Widerstandszeit tw zeigt. Die Prüfschaltung dafür wird in Fig. 10a gezeigt. Wie man aus dieser Kennlinie sehen kann, haben der Kollektorstrom IC und die Beständigkeitsszeit eine praktisch konstante Exponentialbeziehung. Dementsprechend ist, wenn die Beständigkeitszeit tw verkürzt wird, wenn der Kollektorstrom IC durch Belastungs-Kurzschließen usw. erhöht wird, eine Schutzhandlung mit hoher Geschwindigkeit erforderlich.
Demzufolge sind verschiedene Verfahren zur Verlängerung vorgeschlagen worden, um die Beständigkeitszeit durch Begrenzung des Kurzschlußstroms unter Nutzung der Transistorwirkung des IGBT durch Absenken der Gatterspannung des IGBT, wenn ein Überstrom als Folge eines Kurschließens der Belastung festgestellt wird, vorgeschlagen worden (japanische Patentoffenbarung (Kokai) Nr. P61-251323, 8. November 1986).
Die in Fig. 11a gezeigte Schaltung wurde bei einer gelehrten Gesellschaft (470. Nationaler Kongress des Instituts für Elektroingenieure Japan, 1992) offenbart. Ein stromabfühlender IGBT 4b ist vorgesehen, welcher den Strom des Haupt-IGBT 4a feststellt. Wenn er einen speziellen Strom überschreitet, dann wird die IGBT-Gatterspannung durch NLU- (Nichteinklink-) Schaltung 50 abgesenkt, welche den Kurzschlußstrom unterdrückt.
Ein Beispiel für eine NLU-Schaltung 50 wird in Fig. 11d gezeigt, wo 52 und 53 Widerstände sind und 54 ein MOSFET ist. Bei Fig. 11d fließt dann, wenn der Spannungsabfall von Widerstand 52, der durch dem Emitterstrom des stromabfühlenden IGBT 4b erzeugt wird, die Gatter-Schwellenspannung von MOSFET 54 überschreitet, der Strom zu der Senke von MOFSET 54 über einen Gatterwiderstand 51 und senkt dadurch die Gatterspannung von IGBT 4b ab. Alternativ könnte die NLU-Schaltung 50 eine Schaltung sein, wie sie in Fig. 11e gezeigt wird. Bei dieser Schaltung ist der MOSFET 54 durch einen zweipoligen Transistor 55 ersetzt.
Bei einem solchen Schaltungsaufbau kann der Kurzschlußstrom wie in Fig. 11c gezeigt beschränkt werden, und es kann eine scheinbare Verlängerung der Kuzschlußbeständigkeitszeit, wie in Fig. 11b gezeigt, durch Erhöhen des EIN-Widerstandes von IGBT durch Absenken der Gatterspannung des IGBT bei Überstrom erreicht werden.
Obwohl die Kurzschluß-Beständigkeitsfähigkeit des IGBT durch das Verfahren des bisherigen Standes der Technik von Fig. 11 erhöht wird, unterliegt dieses den folgenden Problemen. Es ist eine gesonderte Schaltung erforderlich, um das Signal für das Treiben der IGBT-Brücke abzuschalten, wenn ein Kurzschlußfehler festgestellt wird. Speziell wird die Feststellung einer Kurzschlußfehlers durch die vorstehend beschriebene Erkennung eines Überstroms schwierig gemacht, da sie ja so gestaltet ist, daß der Kurzschlußstrom auf ungefähr 200 % begrenzt ist.
Es ist notwendig, eine Schaltung hinzuzufügen, um das Treibersignal mit Hilfe einer gesonderten Kurschlußfehler-Erkennungsschaltung oder dergleichen abzuschalten, welche beispielsweise die Situation erkennt, daß die Spannung VCE des IGBT ohne Rücksicht auf das Anlegen eines EIN-Signals hoch bleibt. Dies macht die Schaltung noch komplizierter.
Desgleichen ändert sich, da ja die Gatterspannung selbst für denselben Senkenstrom von FET 54 von Fig. 11d je nach dem Wert Rg des Gatterwiderstandes 51 verschieden ist, der Strombegrenzungswert ICL wie in Fig. 12 gezeigt in Abhängigkeit von dem Betrag des Wertes Rg.
Eine Reduzierung bei der Änderung des Strombegrenzungswertes ICL kann durch Erhöhen der Verstärkung des Senkenstromes bezogen auf den Stromerkennungswert von Fig. 11d erreicht werden. Jedoch gibt es einen Grenzwert bei dem Ausmaß, um welches dies erreicht werden kann, in sofern, als dann, wenn diese Verstärkung zu stark angehoben wird, der MOSFET 54 eher eine Schaltreaktion, als eine Analoghandlung ausführt, so daß das Gatter 4 auf in etwa um Null herum abfällt und der Strom des IGBT zwischen dem Zustand EIN und dem Zustand AUS oszilliert. Dies führt zu der in Fig. 12 gezeigten Kennlinie.
Ein Nachteil ist deshalb, daß dann, wenn der Wert Rg klein gemacht wird, um das Schalten des IGBT zu beschleunigen, der Kurzschlußstrom-Begrenzungswert ICL ansteigt, was die Kurzschluß- Beständigkeitszeit verringert.
Ein weiteres Problem ist das Erzeugen eines Oszillierens, wenn IGBT's parallelgeschaltet sind. Speziell wird sich, wenn es eine gewisse Differenz bei den Arbeitspegeln der Strombegrenzungsfunktion entsprechender IGBT's gibt, dann, wenn die Strombegrenzungsfunktion eines IGBT getriggert wird, der Strom, welcher auf diese Weise begrenzt wird, zu einem anderen IGBT verschieben, der die Strombegrenzungsfunktion jenes IGBT triggert. Eine Wiederholung dieses Zustandes führt zu einer Art Oszillationszustand, was die Gefahr einer Beschädigung der IGBT's mit sich bringt.
Desgleichen gibt es, obwohl die Betriebsweise der IGBT-Strombegrenzungsfunktion der in Fig. 11a gezeigten Schaltung sehr schnell ist, dann, wenn ein IGBT antiparallel zu einer Diode geschaltet ist, die folgenden Probleme.
Speziell fließt, wie in der Schaltung von Fig. 13 gezeigt, der Entladestrom iD zur Diode 21D von der Belastungs-Induktionsspule 3L, und wenn sich der IGBT 24 einschaltet, fließt, wie durch das Wellenformdiagramm von Fig. 13 gezeigt, ein Spitzenwertstrom von ungefähr dem 1,5 bis 2-fachen des Belastungsstroms iD beim ansteigenden Teil von Strom IC von IGBT 24. Der schraffierte Teil dieser Strom-Wellenform ist der Rückgewinnungsstrom von Diode 21D, und es gibt eine solche Charakteristik, daß sie ansteigt, wenn die Beständigkeitsspannung der Diode erhöht wird, und sie außerdem mit einem Anstieg der Temperatur ansteigt. Wenn der Strombegrenzungswert geringer als dieser Spitzenstromwert ist, dann wird der Abschaltverlust des IGBT enorm vergrößert. Deshalb wird unter der Annahme, daß der Entladestrom iD bis zum Nennstrom des IGBT verwendet wird, der Spitzenwertstrom ungefähr 200% des Nennstromes. Wenn man der Notwendigkeit einer Toleranz Rechnung trägt, dann muß der Strombegrenzungswert deshalb auf mindestens 250 % des Nennstroms gesetzt werden. Dies führt zu dem Problem, daß die Kurzschlußbeständigkeit verkürzt wird.
Desgleichen kann dann, wenn der Wert Rg von Gatterwiderstand 51 reduziert wird, um die Schalthandlung zu beschleunigen, ein Strombegrenzungswert von ungefähr 500 bis 600 % des Nennstromes erforderlich sein. Dies führt zu dem Nachteil; daß eine Schutz- Harmonisierung schwierig zu erreichen ist.
Ein weiteres Problem ist, daß, selbst bei einem System, wie es in Fig. 11 gezeigt wird, wo die NLU-Schaltung vorgesehen ist, obwohl der Spitzenwert des Stroms begrenzt wird, die hohe Geschwindigkeit der Stromabschaltung dazu führt, daß die sichere Funktion des IGBT infolge der Stoßspannung (-L0.dIC/dt), welche durch die Streuinduktivität L0 erzeugt wird, mit der Gefahr der Zerstörung der Einrichtung überschritten wird.
Fig. 10c zeigt ein Beispiel des Gebietes der sicheren Funktion eines IGBT. Es ist notwendig, die Stoßspannung VCEP abzusenken, wenn der Strom IC erhöht wird. Insbesondere wird dann, wenn die Kapazität des Wandlers erhöht wird, der Strom bei einem Ausfall ebenfalls groß, weil aber konstruktive Erwägungen verhüten, daß die Streuinduktivität herabgesetzt wird, tendiert die Stoßspannung dazu, eine entsprechende Erhöhung zu zeigen.
Dementsprechend ist, um die Stoßspannung herabzusetzen, der einzige zur Verfügung stehende Notbehelf, die Geschwindigkeit der Spannungsänderung dIC/dt herabzusetzen.
Schließlich muß der Strom, welcher auf 250 bis 500 % begrenzt worden ist, einer Abschaltoperation durch Ausschalten des Treibersignals unterzogen werden. Die Stoßspannung, welche dadurch erzeugt wird, wird durch (-L0.dIc/dt) bestimmt. Wenn diese Stoßspannung außerhalb des Bereichs der sicheren Betriebs-Sperrvorspannung des Transistors kommt, dann wird der Transistor bleibend geschädigt. Für den Fall des Abschaltens eines Stroms von 200 % fällt der Bereich des sicheren Betreibens des IGBT auf ungefähr 80 % seiner Nennspannung.
Insbesondere tendiert dann, wenn die Kapazität des Wandlers erhöht wird, die Streuinduktivität ebenfalls dazu, anzusteigen, und, da ja der Strom IC proportional der Kapazität ist, es gibt eine beträchtliche Erhöhung der Stoßspannung. Dies führt zu der Dämpfungsschaltung (Stoßabsorptionsschaltung), welche mehr Platz belegt und mehr Kosten verursacht, als die Haupteinrichtungen der Transistoren.
Dementsprechend ist eine Aufgabe eines Aspektes dieser Erfindung, für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor zu sorgen, welche das Erkennen und die Begrenzung eines Überstroms des Transistors bei hoher Geschwindigkeit erleichtert und den Überstrom mit hoher Zuverlässigkeit abschalten kann.
In Übereinstimmung mit diesem Aspekt der Erfindung wird für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor, um in Reaktion auf eine von einer Gatterschaltung erzeugte Gatter- Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, gesorgt, mit:
Stromerfassungseinrichtungen, um den Hauptstrom zu erfassen, der in dem Leistungstransistor fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen, die dem Hauptstrom entspricht;
einer Pegelerfassungseinrichtung, die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, welcher einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung und einem vorbestimmten Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorbestimmten Wert übersteigt;
einer Treiberbefehl-Steuereinrichtung, die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom zu Null zu machen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms in einem AUS-Zustand gesteuert wird; gekennzeichnet durch:
eine Stromsteuereinrichtung, die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Steuerstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstromes reguliert wird; und wobei Treiberbefehl-Steuereinrichtung auf Basis des Steuerstroms ein Abnormalitätssignal erzeugt und den Steuerstrom zu Null macht, indem die Gatter-Treiberspannung zu einem vorbestimmten Zeitpunkt nach Erzeugung des Abnormalitätssignals in den AUS-Zustand gesteuert wird.
Wenn der Hauptstrom in den Transistor fließt, gibt der Stromerfassungsschaltkreis eine Erfassungsspannung aus, die proportional dem Hauptstrom ist. Wenn diese Erfassungsspannung die gesetzte Spannung der Pegelerfassungsschaltung überschreitet, wird ein Steuerstrom entsprechend dieser Differenz ausgegeben. In Übereinstimmung mit diesem Steuerstrom führt die Steuerstromschaltung die Strombegrenzungssteuerung zur Absenkung der Treiberspannung des Transistors, so daß der Hauptstrom unterdrückt wird. Wenn der Steuerstrom ausgegeben ist, steuert die Treiberbefehl-Steuerschaltung die Treiberspannung in den AUS-Zustand und macht dadurch den Hauptstrom des Transistors Null.
Eine Aufgabe eines anderen Aspekts dieser Erfindung ist, für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor zu sorgen, welcher ein Erkennen und eine Begrenzung des Überstroms des Transistors mit hoher Geschwindigkeit erleichtert und dann den Überstrom mit einer hohen Zuverlässigkeit abschalten kann, wobei die beim Abschalten erzeugte Stoßspannung unterdrückt wird.
In Übereinstimmung mit diesem Aspekt der Erfindung wird für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor gesorgt, um in Reaktion auf eine von einer Gatter-Schaltung erzeugte Gatter-Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, mit:
einer Stromerfassungseinrichtung, um den Hauptstrom zu erfassen, der in dem Leistungstransistor fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen, die dem Hauptstrom entspricht;
einer Pegelerfassungseinrichtung, die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung und einem vorgeschriebenen Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorgeschriebenen Wert übersteigt;
einer Treiberbefehl-Steuereinrichtung, die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom Null zu machen, indem die Gatter-Treiberspannung auf der Basis des Streuerstroms in einen AUS-Zustand gesteuert wird, wobei die Überstromschutzschaltung weiterhin gekennzeichnet ist durch:
eine Stromsteuereinrichtung, die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms reguliert wird; und
eine Stromunterbrechungseinrichtung, die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom durch allmähliches Absenken der Gatter-Treiberspannung zu Null zu machen, wenn der Steuerstrom für eine vorbestimmte Zeit weiter erzeugt wird.
Eine Aufgabe eines anderen Aspekts dieser Erfindung ist, für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor zu sorgen, welcher ein Erkennen und eine Begrenzung des Überstroms des Transistors mit hoher Geschwindigkeit erleichtert und dann den Überstrom mit einer hohen Zuverlässigkeit abschalten kann, wobei die beim Abschalten erzeugte Stoßspannung unterdrückt wird.
In Übereinstimmung mit diesem Aspekt der Erfindung wird für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor gesorgt, um in Reaktion auf eine von einer Gatter-Schaltung erzeugte Gatter-Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, mit:
einer Stromerfassungseinrichtung, um den Hauptstrom zu erfassen, der in dem Leistungstransistor fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen, die dem Hauptstrom entspricht;
einer Pegelerfassungseinrichtung, die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung und einem vorbestimmten Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorbestimmten Wert übersteigt, gekennzeichnet durch:
eine Stromsteuereinrichtung, um den Steuerstrom von der Gatter- Schaltung zu der Pegelerfassungseinrichtung vorbeizuführen, um so den Hauptstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung vermindert wird;
eine Zwangs-Abschalteinrichtung, um zu schließen und sich selbst zu halten, wenn der Steuerstrom über eine vorbestimmte Zeit weiterfließt, um den Steuerstrom in steigendem Maße in die Abschalteinrichtung zu verzweigen und um die Gatter-Treiberspannung zwangsweise zu vermindern, um den Leistungstransistor abzuschalten, wobei die Gatter-Treiberspannung zunächst durch die Stromsteuereinrichtung, dann durch die Stromsteuereinrichtung und durch Zwangs-Abschalteinrichtung, so daß der Steuerstrom, der zur Pegelerfassungseinrichtung fließt, absinkt, wodurch ein Strom, der in die Zwangs-Abschalteinrichtung abgezweigt wird, ansteigt und schließlich durch die Zwangs-Abschalteinrichtung gesteuert wird, um den Hauptstrom weich zu unterbrechen.
Wenn der Überstrom zu dem Transistor einen vorgeschriebenen Wert überschreitet, dann fließt ein Steuerstrom entsprechend diesem Strom von der Gatterschaltung, die die Gatterspannung absenkt. Wenn die Gatterspannung abfällt, dann steigt der Leitungswiderstand des Leistungstransistors an, der als Stromsteuerschleife funktioniert, wodurch der Überstrom unterdrückt wird, so daß der Überstrom praktisch in der Nähe des vorgeschriebenen Wertes gehalten werden kann. Wenn der Steuerstrom fließt, dann wird das Treiber-Signal des Leistungstransistors im Zustand EIN gehalten, und es kann keine AUS-Handlung durch das Treiber-Signal durchgeführt werden. Wenn der Steuerstrom über eine vorgeschriebene Zeit weiterfließt, dann wird der vorgeschriebene Schaltkreis in der Zwangs-Abschalteinrichtung geschlossen und das Selbsthalten durchgeführt. Der Steuerstrom wird dann zu dem vorgeschriebenen Schaltkreis verzweigt. Wenn bei allmählicher Zunahme bei diesem verzweigten Strom der durch die Strom-Steuerschleife erzeugte Steuerstrom Null ist, dann findet ein Umschalten zu einer offenen Schleife durch die Zwangs-Abschaltschaltung statt. Dann gibt es einen weiteren allmählichen Abfall bei der Gatterspannung mit dem Ergebnis, daß der Strom, welcher in dem Leistungstransistor fließt, sanft abgeschaltet wird. Wenn der Steuerstrom über eine feste Zeit weiterfließt (einschließlich der Zeit, bis der Strom des Leistungstransistors Null wird), dann kehrt das Treibersignal in den Zustand AUS zurück, was bewirkt, daß der Selbsthaltezustand gelöst wird und eine Rückkehr in den Anfangszustand erfolgt.
Allgemein gesagt, die Zuverlässigkeit wird bei beiden Aspekten der Erfindung dadurch erleichtert, daß die Reduzierung des Hauptstroms auf Null auf dem Steuerstrom basiert. Folglich werden die Schwierigkeiten, die man bei den bisherigen Vorschlägen findet, einen Überstrom zu erkennen, welcher auf sagen wir 200% begrenzt ist, vermieden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Man kann leicht eine vollständigere Einschätzung der Erfindung und viele der damit verbundenen Vorteile derselben erhalten, wenn dieselbe unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung besser verstanden wird, wenn man sie in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet, bei welchen:
Fig. 1 ein Schaltschema ist, das eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor entsprechend einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
Fig. 2 eine Grafik ist, die zur Erklärung der Wirkungsweise der ersten Ausführungsform gegeben ist;
Fig. 3 eine Grafik ist, welche zur Erklärung einer anderen Wirkungsweise der ersten Ausführungsform gegeben wird;
Fig. 4 ein Schaltschema ist, welches eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor entsprechend einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
Fig. 5 ein Schaltschema ist, welches eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor entsprechend einer dritten Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
Fig. 6 eine Grafik ist, die die Wellenformen zeigt, die bei der Erklärung der Wirkung der dritten Ausführungsform gegeben sind;
Fig. 7 ein Schaltschema ist, welches eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor entsprechend einer vierten Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
Fig. 8 ein Schaltschema ist, welches eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor entsprechend einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung zeigt;
Fig. 9 eine Grafik ist, welche bei der Erklärung des technischen Hintergrundes dieser Erfindung gegeben wird;
Fig. 10 eine Grafik ist, die bei der Erklärung der Fähigkeit eines Leistungstransistors, einen Überstrom auszuhalten, gegeben wird:
Fig. 11 eine Grafik ist, die bei der Erklärung eines IGBT des Standes der Technik gegeben wird, der mit einer Überstrom- Schutzfunktion ausgestattet ist:
Fig. 12 eine charakteristische Grafik ist, welche bei der Erklärung problematischer Punkte des Standes der Technik gegeben wird; und
Fig. 13 ein Schema ist, das bei der Erklärung der Probleme beim Betreiben eines Hauptkreises unter Verwendung eines IGBT gegeben wird.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Jetzt sollen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, bei welchen gleiche Bezugszahlen identische oder entsprechende Teile bei allen verschiedenen Ansichten bezeichnen, im Nachstehenden die Ausführungsformen der Erfindung beschrieben werden.
Eine erste Ausführungsform der Erfindung wird in Fig. 1 gezeigt. Bei Fig. 1a besteht IGBT 4 aus IGBT 4a, welcher den Hauptstrom steuert und aus einem abfühlenden IGBT 4b zum Feststellen des Stroms. Deren entsprechende Gatter und Kollektoren sind parallelgeschaltet, während ihre Emitter als entsprechende unabhängige Anschlüsse ausgebildet sind. UND-Schaltung 11 schaltet Transistor 12 als Reaktion auf ein Treibersignal SO EIN oder AUS. In Fotokoppelelement 13 fließt Strom in der Leuchtdiode in Übereinstimmung damit, ob Transistor 12 EIN oder AUS ist. Fotokoppelelement 13 ist weiterhin mit einem isolierten Fototransistor versehen, welcher durch Gatter-Energiequellen 19 und 20 betätigt wird. Die Transistoren 14 und 15, welche komplementärgeschaltet sind, werden als Reaktion darauf EIN oder AUS geschaltet, daß Transistor 12 durch Fotokoppelement 13 EIN oder AUS geschaltet wird. Deren Ausgangsspannung wird an die Gatter der Transistoren 17, 18 angelegt, welche über einen Widerstand 16 und eine Reihenschaltung eines Widerstandes 34 und eines Kondensators 35 komplementär geschaltet sind und wird folglich einer Leistungsverstärkung unterzogen. Die Ausgangsspannung VG der Transistoren 17 und 18 wird an die Gatter von IGBT 4a und 4b über einen Widerstand 51 als Treiberspannung der IGBT's 4a und 4b angelegt. In Transistor 55 beginnt Strom zur Basis zu fließen, wenn der Spannungsabfall von Widerstand 52, welcher durch Emitterstrom von Abfühl-IGBT 4b erzeugt wird, die Schwellenspannung zwischen der Basis und dem Emitter überschreitet, und es fließt ein Strom I2 proportional der Differenz zum Kollektor, wie in Fig. 1b gezeigt. Dieser Strom I2 fließt durch einen Widerstand 36, ein Foto-Koppelelement 32 und eine Diode 31 hauptsächlich von den Emittern der Transistoren 14 und 15 und von der Basisspannung der Transistoren 17 und 18, welche komplementär geschaltet sind. Foto-Koppelelement 32 hat einen Fototransistor, welcher durch eine Steuerspannungsquelle betätigt wird, wenn Strom I2 fließt und gibt ein Abnormalitätssignal EG aus. Zeitgeber 33 gibt Signal LK aus, welches normalerweise "1" ist, und wenn das Abnormalitätssignal EG für eine vorgeschriebene Zeit bestehen bleibt, macht dies das Ausgabesignal LK zu "0" bei Ablauf der Zeit.
Bei dem vorstehenden Aufbau wird dann, wenn die Treiberinstruktion SO zu "1" wird, Transistor 12 durch den Ausgang aus UND- Schaltung 11 auf EIN geschaltet, was bewirkt, daß Transistor 14, welcher komplementär geschaltet ist, durch Foto-Koppelelement 13 auf EIN geschaltet wird. Die Spannung von Gatter-Energiequelle 19 wird dadurch an die Gatter der Transistoren 17 und 18 über den Widerstand 16 und die Reihenschaltung, die aus Widerstand 34 und Kondensator 35 besteht, angelegt, welche komplementär geschaltet sind und wird einer Leistungsverstärkung unterzogen. Die Ausgangsspannung VG der Transistoren 17 und 18 wird an die Gatter von IGBT 4a und 4b über Widerstand 51 angelegt, wodurch sowohl IGBT 4a, als auch 4b auf EIN geschaltet werden. Und wenn die Treiberinstruktion SO "0" wird, wird Transistor 12 auf AUS geschaltet, was den Transistor 14 mit Hilfe des Ausgangs aus Foto-Koppelelement 13 auf AUS schaltet, wodurch Transistor 15 auf EIN, Transistor 17 auf AUS und Transistor 18 auf EIN geschaltet werden, was bewirkt, daß eine negative Vorspannung an die Gatter von IGBT 4a und 4b angelegt und IGBT 4a und 4b beide auf AUS geschaltet werden. In diesem Fall wirkt die Reihenschaltung von Widerstand 34 und Kondensator 35 als fortschreitende Schaltung, was bewirkt, daß sich die Gatterspannung schnell ändert.
Wenn Überstrom in IGBT 4a fließt, wenn die IGBT's 4a und 4b AN sind, dann passiert bei der Treiberinstruktion SO im Zustand "1" der Emitterstrom I1 von IGBT 4b den in Fig. 1 gezeigten Punkt "a" (Basis-Emitter-Schwellenspannung von Transistor 55), was bewirkt, daß Strom I2 in dem Kollektor von Transistor 55 fließt. Der durch den Strom I2 bei der Spannung von Widerstand 16 erzeugte Abfall senkt die Gatterspannung der Transistoren 17 und 18 ab, welche komplementär geschaltet sind, wodurch die Gatterspannung der IGBT's 4a und 4b abgesenkt wird.
Fig. 2a ist eine IGBT-Kennlinie und zeigt die Beziehung zwischen Kollektor-Emitter-Spannung VCE und Kollektorstrom IC, wobei die Gatterspannung als Parameter genommen wird. Wie man aus dieser Figur ersehen kann, ändert sich der Kollektorstrom des IGBT als Reaktion auf die Gatterspannung. Normalerweise wird der IGBT durch eine große Gatterspannung auf EIN geschaltet, um dessen EIN-Spannung klein zu machen. Das Ergebnis ist, daß dann, wenn ein Belastungskurzschluß usw. auftritt, ein großer Überstrom fließen kann.
Jedoch fällt bei dieser Ausführungsform, wie vorstehend beschrieben, dann, wenn ein Überstrom in den IGBT's 4a und 4b fließt, die Gatterspannung der IGBT's 4a und 4b, was bewirkt, daß die EIN-Spannung von IGBT 4a ansteigt, so daß der Überstrom innerhalb eines vorgeschriebenen Bereichs unterdrückt wird.
In Fig. 1b wird, wenn man den Strom I2, bei welchem die Gatterspannung auf eine solche Gatterspannung abgesenkt wird, daß der Strom von IGBT 4a der durch den Strom gesteuerte Wert ist, als I2L nimmt und wenn man den Strom I1 von IGBT 4b, der für diesen Strom I2L fließt, so nimmt, daß er der Punkt b ist, die Steuerung so durchgeführt, daß der Strom I1 auf Punkt b mit Hilfe einer Stromsteuerschleife in der in Fig. 1a gezeigten Schaltung gehalten wird.
Folglich wird wenn die Strom-Steuerungshandlung beginnt, ein Abnormalitätssignal EG von dem Foto-Koppelungselement 32 durch Strom I2L abgegeben, wodurch die Zeitzählung durch Zeitgeber 33 beginnt. Wenn diese Stromsteuerhandlung über eine vorgeschriebene Zeit andauert, dann erreicht Zeitgeber 33 "Zählung beendet", mit dem Ergebnis, daß das Ausgangssignal LK "0" wird, wodurch das Gatter der UND-Schaltung 11 geschlossen wird, so daß selbst dann, wenn die Treiberinstruktion SO in dem Zustand "1" ist, Transistor 12 zwangsweise AUS-geschaltet wird. Durch diese Möglichkeit erhalten die Gatterspannungen der IGBT's 4a und 4b eine negative Vorspannung, und der Überstrom wird abgeschaltet.
Fig. 2b zeigt ein Zeitdiagramm für den Fall, in dem die Treiberinstruktion SO zu bei dem Zustand mit kurzgeschlossener Last zu "1" gemacht wird. Zum Zeitpunkt t1 ändert sich die Treiberinstruktion SO von "0" auf "1", wonach sich die Gatterspannung VG von negativ auf positiv geändert wird und die IGBT's 4a und 4b auf EIN geschaltet werden. Ein Kurzschlußstrom beginnt in IGBT 4a zu fließen und Emitterstrom I1 von IGBT 4b steigt schnell an, was verursacht, daß Strom I2 im Kollektor von Transistor 55 fließt. Dies startet die Stromsteuerungshandlung. Durch diese Stromsteuerungshandlung wird die Gatterspannung VG auf einen niedrigen Wert bei Zeitpunkt t2 gesteuert und wird Strom I1 auf einen vorgeschriebenen Wert gesteuert. Wenn dieser Zustand über eine vorgeschriebene Zeit andauert, dann ändert sich bei Zeit t3 das Ausgangssignal LK von Zeitgeber 33 von "1" auf "0", was bewirkt, daß Gatterspannung VG auf Negativ zurückkehrt, mit dem Ergebnis, daß die Ströme der IGBT's 4a und 4b zu Null werden und Strom I1 zu Null wird.
Entsprechend dieser Ausführungsform wird ein Überstrom wie vorstehend beschrieben mit hoher Geschwindigkeit festgestellt und auf einen vorgeschriebenen Wert begrenzt. Gleichzeitig wird ein Abnormalitätssignal ausgegeben. Wenn dieser Zustand eine vorgeschriebene Zeit lang bleibt, dann wird der Strom dadurch zu Null gemacht, daß die IGBT-Treiberspannung in den Zustand AUS gebracht wird. Der zuverlässige Überstromschutz des IGBT kann dadurch erreicht werden.
Bei dieser Ausführungsform wird der Überstrom zu einer vorgeschriebenen Zeit nachdem das Abnormalitätssignal ausgegeben worden ist zu Null gemacht. Die vorgeschriebene Zeit ist für die Vermeidung eines fehlerhaften Betriebes der Überstromschutzschaltung infolge Rauschen usw. vorgesehen. Diese Erfindung ist nicht auf diese Ausführungsform beschränkt. Theoretisch kann die Überstromschutzschaltung entsprechend dieser Erfindung deshalb sehr wohl funktionieren, wenn die vorgeschriebene Zeit klein oder Null ist.
Es sollte beachtet werden, daß dann, wenn die Strombegrenzungshandlung durchgeführt wird, Widerstand 34 und Kondensator 35 als Verzögerungsschaltung wirken, die ein Oszillieren verhindert, wenn die Verstärkung (ΔI2/ΔI1) von Transistor 55 groß gemacht wird und der Abstand a - b in Fig. 1b klein gemacht wird. Dies ermöglicht einen stabilen Betrieb und wirkt, wie in Fig. 2b gezeigt, als Verzögerung bei dem Zeitpunkt t2 zu welchem die Gatterspannung VG abfällt. Durch die Wirkung dieser Verzögerungsschaltung und der Verzögerungsschaltung, welche durch Gatterwiderstand 51 und die Gatter-Emitter-Kapazität der IGBT's 4a und 4b geschaffen wird, gibt es ein Überschwingen bei Strom I1 solange, bis er den Strombegrenzungswert erreicht. Dieser Überschwingstrom I1 führt eine bequeme Handlung bei der Anwendung auf eine tatsächliche IGBT-Schaltung durch. Speziell führt sie die Handlung einer Kompensation für den Betrag des Anstieges (schraffierter Teil) infolge des Restitutionsstromes durch, der in Diode 21D der Schaltung von Fig. 13 fließt, die vorstehend beschrieben ist. Auf diese Weise kann der Strombegrenzungswert bei dieser Ausführungsform dadurch auf einen niedrigeren Wert eingestellt werden, daß man das Überschwingen des Stromes nutzt, welcher durch die Strombegrenzungs-Steuerschleife erzeugt wird. Widerstand 34 und Kondensator 35 von Fig. 1 können weggelassen werden, wenn der Restitutionsstrom der Diode, die mit dem IGBT antiparallel geschaltet ist, klein ist.
Die Temperatur TC des IGBT und die Kurzschlußbeständigkeitszeit tw stehen in der in Fig. 3a gezeigten Beziehung zueinander. Wenn die Temperatur TC ansteigt, dann wird die Beständigkeitszeit kürzer. Wenn beispielsweise die Temperatur 125 ºC ist, dann ist die Beständigkeitszeit tw praktisch auf die Hälfte dessen reduziert, die sie beträgt, wenn die Temperatur 25 ºC ist.
Dementsprechend kann unter Nutzung der Eigenschaft, daß die Schwellenspannung von Transistor 55 als Reaktion auf eine ansteigende Temperatur abnimmt, die scheinbare Kurzschluß-Beständigkeitszeit dadurch verlängert werden, daß man den Kurzschlußstrom (Strombegrenzungswert) wie in Fig. 3b gezeigt, mit einem Anstieg bei der Temperatur des IGBT dadurch absenkt, daß man einen zweipoligen Transistor an einer Stelle anordnet, welche in der Temperatur nahe bei dem IGBT liegt (zum Beispiel wäre die Emitter-Klebstelle wünschenswert, doch wäre auch der Ort einer isolierenden Unterlage in einer geringen Entfernung davon akzeptabel).
Fig. 3c zeigt einen Fall, wo ein MOSFET (Metalloxid-Halbleiter- Feldtransistor) als Transistor 55 verwendet wird, um eine feste Stromkennlinie zu ergeben, die nicht von der Temperatur beeinflußt wird. Jedoch kann man auch in diesem Fall eine Kennlinie wie in Fig. 3b gezeigt erreichen, indem man Widerstand 52 an einem Ort anordnet, dessen Temperatur dicht bei der des IGBT liegt und indem man einen Widerstand mit einem positiven Temperaturkoeffizienten verwendet.
Es sollte beachtet werden, daß dann, wenn IGBT 4a und IGBT 4b durch entsprechende gesonderte Chips gebildet werden, es vorkommen kann, daß man, da die Gatterspannung von IGBT 4b niedriger als das Ausmaß des Spannungsabfalls von Widerstand 52 ist, keine proportionale Beziehung zwischen dem Hauptstrom, der in IGBT 4a fließt und dem festgestellten Strom, der in IGBT 4b fließt, erzielen kann. In solchen Fällen kann eine proportionale Beziehung zwischen dem Hauptstrom und dem festgestellten Strom im Bereich der Strombegrenzungshandlung dadurch hergestellt werden, daß man die Schwellenspannung des Gatters von IGBT 4b um einen Betrag niedriger einstellt, der zu dem Spannungsabfall von Widerstand 52 paßt, wenn die Strombegrenzungshandlung stattfindet.
Fig. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform dieser Erfindung. Fig. 4a ist eine Ansicht, die die Anordnung der Haupteinheiten zeigt, und Fig. 4b ist ein Wellenformdiagramm, welches eine Erklärung für die Handlung gibt.
Wenn die Gatterspannung VG am Zeitpunkt t1 nach Anlegen einer Treiberinstruktion in einem Zustand mit kurzgeschlossener Belastung des IGBT vom Negativen ins Positive übergeht, dann fließt ein Kurzschlußstom in dem IGBT, und es fließt ein Feststellungsstrom I1 proportional dem Kurzschlußstrom. Wenn im Ergebnis dessen Strom I2 in dem Kollektor von Transistor 55 durch Diode 31 und Zenerdiode 44 fließt, dann tritt ein Spannungsabfall in Widerstand 16 auf, was bewirkt, daß die Gatterspannung VG zum Zeitpunkt t2 auf einen Wert abfällt, bei welchem der Kurzschlußstrom durch den Strombegrenzungswert unterdrückt wird. Desgleichen fließt gleichzeitig mit dem Beginn der Strombegrenzungshandlung Strom durch die Widerstände 37 und 38 und wird Transistor 39 auf EIN geschaltet, was bewirkt, daß die Zeitzählhandlung der Zeitverzögerungsschaltung 40 begonnen wird. Zum Zeitpunkt t3 nach dem Ablauf eines vorgeschriebenen Zeitraumes wird ein Steuersignal c aus Zeitverzögerungsschaltung 40 ausgegeben, was bewirkt, daß eine positive Spannung an das Gatter von MOSFET 43 über Widerstand 41 angelegt wird. Ein Kondensator 42 ist am Gatter von MOSFET 43 vorgesehen. Die Gatterspannung von MOSFET 43 steigt nach einer Verzögerungszeit an. MOSFET 43 beginnt allmählich bei Zeitpunkt t4 zu leiten, mit dem Ergebnis, daß die Gatterspannung VG des IGBT allmählich auf einen Wert ein wenig höher als Null fällt. Der IGBT-Strom wird dadurch ebenfalls auf Null reduziert, wie in der Figur gezeigt, bis er Null wird. Foto-Koppelelement 32 wird durch den Strom, der in MOSFET 43 fließt, betätigt, um ein Abnormalitätssignal EG auszugeben. Dieses Signal EG bewirkt, daß die Ausgabe der Treiberinstruktion unterbrochen wird, so daß am Zeitpunkt t5 die Gatterspannung VG einen negativen Vorwert hat.
Bei dieser zweiten Ausführungsform wird, nachdem der Überstrom über eine vorgeschriebene Zeit weitergeflossen ist, dieser allmählich reduziert, so daß die Stoßspannung so gestaltet werden kann, daß sie einen niedrigen Wert hat.
Es sollte beachtet werden, daß Zenerdiode 44 nur mit dem Ziel vorgesehen ist, eine Begrenzungshandlung durchzuführen, so daß die Gatterspannung nicht zu weit absinkt. Sie kann deshalb durch einen Widerstand ersetzt oder auch weggelassen werden.
Desgleichen kann eine Verzögerungsschaltung zur Regulierung des Betrages eines Überschwingens in Strömungsrichtung hinter dem Transistor 55 durch die Bereitstellung einer Verstärkerschaltung usw. an jenem Punkt hinzugefügt werden.
Weiterhin kann entsprechend dieser Erfindung ein IGBT-Modul angenommen werden, bei welchem die IGBT's 4a und 4b, Widerstand 52 und die Pegelfeststelleinheit, die durch Transistor 55 und Widerstand 56 gebildet wird, in einem einzigen Paket untergebracht sind. Durch Verwendung solcher IGBT-Module kann für einen hohen Grad an Freiheit bezüglich der Gestaltung und Anwendung des Hauptstromkreises gesorgt werden. Wenn solche IGBT-Module parallelgeschaltet verwendet werden, ist es möglich, dafür zu sorgen, daß für einen Überstromschutz durch Nutzung des Ausgangssignals der Pegelfeststelleinheit gesorgt wird, das am schnellsten betätigt wird, um die Gatterspannungen aller IGBT's, die parallelgeschaltet sind, zu unterdrücken, gesorgt wird. Auf diese Weise kann man leicht einen Überstromschutz erreichen, selbst dann, wenn eine Einrichtung mit großer Kapazität verwendet wird.
Eine dritte Ausführungsform dieser Erfindung wird in Fig. 5 gezeigt. Bei Fig. 5 ist IGBT 4A normalerweise über die Belastung mit der Gleichspannungsquelle 1A verbunden. Bei dieser Ausführungsform zeigt unter Berücksichtigung des Schutzes wenn die Belastung kurzgeschlossen ist, die Figur jedoch den Fall, in welchem die Lastimpedanz Null ist. Eine Emitter-Folgerschaltung, die aus Transistor 12A und Widerstand 13A besteht, ist ausgebildet, wobei ein Teil des Stroms auf der Emitterseite von IGBT 4A durch Widerstand 11A in Spannung umgewandelt wird.
Bei der Gatter-Treiberschaltung von IGBT 4A sind die Gleichspannungsquellen 14A und 15A die Treiberquellen. Das Gatter-Treiben des IGBT 4A wird über den Widerstand 34A durch positive und negative Treiberspannungen durchgeführt, welche man durch Treiben der Basen der Transistoren 32A und 33A über Widerstand 18A unter Verwendung eines Treibersignals erhält, welches durch Verstärker 17A verstärkt wird, wobei das Treibersignal durch Foto-Koppelelement 16A isoliert wird. Der Emitter von IGBT 4A ist auf dem Potential des Reihenverbindungspunktes der Gleichspannungsquellen 14A und 15A, so daß dann, wenn Transistor 32A eingeschaltet wird, die Gatter-Treiberspannung positiv wird und wenn Transistor 33A eingeschaltet wird, die Gatter-Treiberspannung negativ wird.
Ein Widerstand 18A ist mit der Kollektorseite von Transistor 12A über Leuchtdiode 19A eines Foto-Koppelelementes und eine Diode 20A verbunden. Die Katodenseite von Diode 20A ist mit der Basis von Transistor 23A über den Widerstand 21A verbunden, und Widerstand 22A ist zwischen den Emitter und die Basis von Transistor 23A geschaltet. Der Emitter von Transistor 23A ist mit der positiven Seite der Gleichspannungsquelle 14A verbunden. Ein Kondensator 25A wird über Widerstand 24A von dem Kollektor von Transistor 23A aufgeladen. Der Verbindungspunkt von Widerstand 24A und Kondensator 25A ist mit der Basis von Transistor 26A verbunden. Der Emitter von Transistor 26A ist mit dem Reihenschaltungspunkt der Gleichspannungsquellen 14A und 15A und mit dem anderen von Kondensator 25A über Widerstand 27A verbunden. Der Kollektor von Transistor 26A ist mit der Katode von Diode 20A verbunden. Diode 28A ist mit dem Kondensator 25A parallelgeschaltet, so daß keine übermäßige Rückspannung dem Transistor 26A zugeführt werden kann. Die Verbindung erfolgt mit den Basen der Transistoren 32A, 33A über Widerstand 29A und Diode 30A von der Basis von Transistor 26A. Die Basis von Transistor 26A ist auch mit der negativen Seite der Gleichspannungsquelle 15A über Widerstand 31A verbunden.
Ein Fotodetektor 35A des Foto-Koppelelementes und Widerstand 36A sind in Reihe geschaltet. Wenn Strom in der Leuchtdiode 19A des Foto-Koppelelementes fließt, dann wird dies durch Fehlererkennungsschaltung 37A über die Reihenschaltung erkannt. Das Ausgangssignal V37 der Fehlererkennungsschaltung 37A schafft ein PWM-Signal (Impulsbreiten-Modulationssignal), das durch eine Halteschaltung 38A gehalten wird. Das PWM-Signal wird in das Foto-Koppelelement 16A über den Abschaltkreis 39A eingegeben. Ausgangssignal V37 von Fehlererkennungsschaltung 37A wird so geschaltet, daß der Abschaltkreis 39A über Zeitgeberschaltung 40A betätigt wird.
Die Funktionsweise dieser Ausführungsform, die wie vorstehend aufgebaut ist, wird jetzt unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben. Wenn das PWM-Signal zu "1" gemacht ist, dann wird das Foto- Koppelelement 16A durch die Ausgangsspannung V39 von Abschaltkreis 39A getrieben, wonach über Verstärker 17A und Widerstand 18A Transistor 33A abgeschaltet wird und Transistor 32A eingeschaltet wird und Gatterspannung VG vom Negativen zum Positiven geändert wird.
Wenn positive Spannung an das Gatter von IGBT 4A angelegt wird, dann wird IGBT 4A eingeschaltet. In dem Zustand, in dem die Belastung kurzgeschlossen ist, wird die Gleichspannungsquelle 1A zwischen dem Kollektor und dem Emitter von IGBT 4A angelegt, was den IGBT einschaltet, dessen Innenwiderstand dementsprechend fällt. Wenn dies passiert, dann steigt der Kollektorstrom IC von IGBT 4A schnell an, dessen Anstiegs-Steilheit durch die Streuinduktivität LO der Schaltung begrenzt wird. Ein gewisser Teil dieses Stroms wird durch Widerstand 11A als Spannungssignal erkannt. Und zum Zeitpunkt t2 fließt ein Strom I2 zu dem Kollektor von Transistor 12A, welcher proportional dem Betrag des Anstiegs beim Strom IC von dem Punkt aus ist, wo diese erkannte Spannung den Schwellenwert zwischen der Basis und dem Emitter von Transistor 12A überschreitet. Dieser Strom I2 fließt in dem Schaltkreis, der aus Widerstand 18A, Foto-Koppelelement 19A und Diode 20A besteht und erhöht den Spannungsabfall von Widerstand 18A mit dem Ergebnis, daß die Gatter-Treiberspannung VG zu fallen beginnt.
Andererseits wird ein Teil von Strom I2 auch zu dem Schaltkreis abgezweigt, der aus den Widerständen 22A und 21A besteht, weshalb zum Zeitpunkt t3 Transistor 23A eingeschaltet wird und eine Spannung V23 abgibt, welche beginnt, den Kondensator 25A über Widerstand 24A aufzuladen. Diese aufgeladene Spannung VC steigt vom Negativen zum Positiven an und überschreitet den Basis-Emitter-Schwellenwert von Transistor 26A zum Zeitpunkt t4. Nach Zeitpunkt t4 führt infolge der Emitter-Folgehandlung von Transistor 26A und Widerstand 27A Transistor 26A einen Strom proportional dem Teil von VC, welcher über der Schwellenspannung liegt, als den Strom I3. Desgleichen unterliegt, wenn der Strom I3 fließt, Transistor 23A einem Selbsthalten, so daß selbst dann, wenn der Strom I2 zu Null wird, dieser Zustand gehalten wird.
In dem Intervall zwischen den Zeitpunkten t2 und t4 fließt, wenn der Strom IC IGBT 4A einen festen Wert überschreitet, der Strom I2, was die Gatterspannung des IGBT 4A absenkt und dadurch den EIN-Widerstand des IGBT 4A erhöht und den Strom IC reduziert. Folglich wird eine Steuerschleifenhandlung durchgeführt, wodurch der Kurzschlußstrom auf einen praktisch festen Wert gesteuert wird.
Dann wird in dem Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t4 bis t6 der allmählich ansteigende Strom I3 als äußere Störung eingegeben. Ein Ausgleich wird dadurch erreicht, daß der Strom I2 bis zu dem Ausmaß reduziert wird, daß der Strom I3 ansteigt und zum Zeitpunkt t6 der Strom I2 zu Null wird. Dieser Zeitraum t4 bis t6 ist ein Zeitraum, in dem eine konstante IC-Stromsteuerung und eine Zwangs-Abschaltsteuerung überlagert werden, die zwangsweise die Gatterspannung absenkt und folglich den IC herabsetzt. Folglich verringert die Wirkung der Konstant-IC-Steuerschleife den Strom IC in diesem Zeitraum geringfügig.
Dann wird im Zeitpunkt t6 der Strom I2 gleich Null. Nach dem Zeitpunkt t6 erhöht sich der Spannungsabfall von Widerstand 18A mit der Zunahme beim Strom I3, was zu einem allmählichen Absinken bei der Spannung VG führt (aber etwas schneller, als während des Zeitraums t4 bis t6). Dementsprechend wird der Strom IC ebenfalls in einer vergleichsweise sanften Weise abgeschaltet und ist bei Zeitpunkt t7 vollkommen abgeschaltet. Die Stoßspannung über den Kollektor und den Emitter von IGBT 4A kann dadurch herabgesetzt werden. Auf diese Weise kann IGBT 4A mit hoher Zuverlässigkeit innerhalb des sicheren Betriebsbereiches abgeschaltet werden, wenn ein Überstromzustand nach Zeitpunkt t4 fortdauert.
Die Schaltung ist so ausgebildet, daß dann, wenn der Überstromzustand beseitigt ist und der Strom I2 zu Null wird, bevor Zeitpunkt t4 erreicht ist, Transistor 23A abgeschaltet wird, so daß die Kondensatorspannung VC durch Widerstand 31A entladen wird. Der Zweck dieser Maßnahme ist, zu vermeiden, daß IGBT 4A wegen des Selbsthaltens von Transistor 23A als Folge eines Überstroms über einen kurzen Zeitraum, wie beispielsweise einen Dioden- Rückflußstrom einer entgegengesetzten Phase bei der Brückenschaltung oder als Folge von Rauschen abgeschaltet wird.
Dann wird das PWM-Signal am Zeitpunkt ts abgeschaltet. Jedoch stellt Foto-Koppelelement 19 den Strom I2 plus den Strom I3 fest, und Signal V39 von Foto-Koppelelement 16A wird durch Fehlererkennungsschaltung 37A und Halteschaltung 38A durch Foto- Koppelelement 35A gehalten.
Zeitgeberschaltung 40 schaltet Treibersignal V39 mit Hilfe von Unterbrecherschaltung 39 zu einem Zeitpunkt t8 später als der Zeitpunkt t7 ab, an welchem Strom IC von IGBT 4A auf sanfte Weise abgeschaltet worden ist und macht die Spannung VG schnell zu einer negativen Spannung, während gleichzeitig eine Gegenvorspannung an Kondensator 25A mit Hilfe von Diode 30A und Widerstand 29A angelegt wird. Der Strom von Foto-Koppelelement 19A wird dadurch zu Null, und das Fehlererkennungssignal V37 wird gelöscht.
Bei dieser Ausführungsform kann die sichere Betriebszeit bei Kurzschluß durch Absenken des Kurzschlußstroms auf 1/4 bis 1/5 durch Annahme einer IGBT-Konstantstrom-Steuerschleifenanordnung verlängert werden. Dadurch, daß man ein sanftes Umschalten von dieser Konstantstrom-Steuerschleife auf eine Zwangs-Abschaltschleife durchführt und anschließend allmählich die Gatterspannung absenkt, wird die Stromänderungsgeschwindigkeit des IGBT abgesenkt. Das Ergebnis ist, daß die Stoßspannung abgesenkt wird und man eine Stromabschaltung mit hoher Zuverlässigkeit im sicheren Arbeitsbereich des IGBT erreichen kann.
Der Zeitraum, während welchem dieser Überstrom fließt, wird so gestaltet, daß das Gattertreibersignal gehalten wird und der Fehlerstrom nicht einem sehr schnellen Abschalten unterzogen wird. Dies ist sehr effektiv, um zu verhüten, daß die Stoßspannung groß wird, da ja, insbesondere dann, wenn die Wandlerkapazität groß wird, der Stromwert ohne Verminderung der Streuinduktivität vergrößert wird.
Diese Erfindung ist nicht auf den vorstehend genau beschriebenen Schaltkreisaufbau der dritten Ausführungsform begrenzt. Die Erfindung kann durch einen Schaltkreis mit ein paar Blockschaltungen realisiert werden, von denen jede dieselbe Funktion durchführt, wie die entsprechenden Schaltungsteile bei der dritten Ausführungsform. Eine vierte Ausführungsform dieser Erfindung, das heißt, eine einer solchen Ausführungsform, wird in Fig. 7 gezeigt. Die Beschreibung der Teile, die sie mit Fig. 5 gemeinsam hat, wird weggelassen. Bei dieser Ausführungsform wird nur positive Spannung von Gleichspannungsquelle 14A für das Treiben des Gatters von IGBT 4A benutzt.
Desgleichen wird für die Stromerkennung von IGBT 4A statt der Verzweigung des Hauptstroms das interne Potential von IGBT 4A direkt festgestellt. Auch ist die Arbeitsweise dieselbe selbst für den Fall der Stromfeststellung unter Verwendung einer Hall- Stromeinrichtung oder dergleichen. Ein FET kann auch für Transistor 12A verwendet werden.
Weiterhin wird Strom I3 durch Bereitstellung einer Schaltung mit allmählichem Anstieg 44A über Zeitverzögerung 42A, welche nach Feststellung von Kollektorstrom I1 von Transistor 12A betätigt wird und eine Halteschaltung 43A erhöht, welche ein Selbsthalten nach dieser Zeitverzögerung durchführt. Die Schaltung mit allmählichem Anstieg 44A wird zurückgestellt, wenn der Ausgang aus Verstärker 17A durch die Rückstellschaltung 45A zu Null gemacht wird.
Die vierte Ausführungsform wie vorstehend beschrieben funktioniert genauso, wie die dritte Ausführungsform, so daß die detaillierte Beschreibung der Funktion derselben weggelassen wird.
Fig. 8 zeigt eine fünfte Ausführungsform dieser Erfindung. Bei Fig. 8 sind die der in Fig. 5 gezeigten Schaltung hinzugefügten Teile die Diode 50A, ein Widerstand 51A, eine Zenerdiode 52A, ein Widerstand 53A, ein Transistor 54A, ein Widerstand 55A, ein Transistor 56A und ein Widerstand 57A.
Jetzt wird die Arbeitsweise dieser Ausführungsform nachstehend beschrieben. Die Diodencharakteristik der Basis und des Emitters von Transistor 12A wird durch Diode 50A ausgelöscht, die mit Widerstand 11 in Reihe geschaltet ist. Der Strom I5 proportional Strom Ic fließt zum Kollektor von Transistor 12A. Wenn der durch den Strom I5 verursachte Spannungsabfall von Widerstand 51A die Spannung von Zenerdiode 52A und die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von Transistor 54A überschreitet, dann fließt Strom I4 durch den Kollektor von Transistor 54A durch die Emitterfolgerwirkung von Transistor 54A und Widerstand 53A. Der Spannungsabfall von Widerstand 55A durch Strom I4 bewirkt, daß eine Emitterfolgerschaltung, die aus Transistor 56A und Widerstand 57A besteht, einen Strom I2 zum Kollektor von Transistor 56A fließen läßt.
Der Strom I2, welcher zum Kollektor von Transistor 56A fließt, funktioniert genau so, wie der Strom I2, der zum Kollektor von Transistor 12A in Fig. 5 fließt. Die Beschreibung der folgenden Arbeitsweise dieser Ausführungsform kann deshalb weggelassen werden.
Bei dieser Ausführungsform ist es möglich, den Schutzpegel für Überstrom leicht dadurch zu ändern, daß man die Abschaltspannung von Zenerdiode 52A von außen her ändert.
Die vorstehende Beschreibung wurde für den Fall gegeben, daß der Leistungstransistor ein IGBT war. Sie könnte jedoch auch auf eine spannungsgetriebene Vorrichtung Anwendung finden, welche eine Transistorwirkung hat, wie beispielsweise einen MOSFET.
Generell fließt ein Überstrom infolge eines Belastungskurzschließens usw. in einem Transistor, welcher mit hoher Geschwindigkeit festgestellt und auf einen vorgeschriebenen Strom begrenzt wird. Wenn dieser Zustand über eine vorgeschriebene Zeit andauert, dann wird der Strom dadurch zu Null gemacht, daß die Treiberspannung des Transistors in den Zustand AUS gebracht wird. Dadurch kann ein zuverlässiger Überstromschutz des Transistors erreicht werden.
Desgleichen kann dann, wenn der Hauptstrom, der in dem Leistungstransistor fließt, durch einen zweiten Transistor festgestellt wird, die Proportionalitätsbeziehung in dem Strombegrenzungsgebiet bezogen auf den Hauptstrom verbessert werden. Weiterhin werden die Freiheitsgrade der Gestaltung des Hauptkreises vergrößert, und man kann leicht einen Überstromschutz selbst dann erreichen, wenn die Kapazität der Einrichtung dadurch groß gemacht wird, daß man Transistoren parallelschaltet. Außerdem kann ein zuverlässiger Überstromschutz dann immer noch erreicht werden, wenn die Transistortemperatur ansteigt. Und für eine Schutzfunktion von sogar noch höherer Zuverlässigkeit kann dadurch gesorgt werden, daß die Stoßspannung unterdrückt wird, die erzeugt wird, wenn ein Überstrom abgeschaltet wird.
Weiterhin wird für eine automatische Steuerschleife gesorgt, wodurch dann, wenn der Strom, der in dem Leistungstransistor fließt, einen vorgeschriebenen Wert überschreitet, die Gatterspannung abgesenkt und der Leistungstransistorstrom begrenzt wird. Es wird weiterhin für eine Steuerschaltung gesorgt, welche allmählich die Gatterspannung herabsetzt, indem diese festgestellt und gehalten wird, wenn diese Begrenzungshandlung weit länger andauert, als eine feste Zeit und welche den Strom weich abschaltet. Folglich kann für eine Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor gesorgt werden, welche eine Funktion mit hoher Zuverlässigkeit in einem sicheren Betriebsbereich, in welchem eine Stromabschaltung in weicher Form erfolgt, während, in dieser Reihenfolge der Operationen, das Gatter-Treibersignal gehalten, die Kurzschluß-Beständigkeitszeit des Transistors verlängert und gleichzeitig die Stoßspannung abgesenkt wird.
Offensichtlich sind im Licht der vorstehenden Lehren zahlreiche Modifikationen und Abänderungen der vorliegenden Erfindung möglich. Es ist deshalb selbstverständlich, daß innerhalb des Geltungsbereichs der beigefügten Ansprüche die Erfindung auch in anderer Weise als speziell hierin beschrieben in die Praxis umgesetzt werden kann.

Claims

1. Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor (4), um in Reaktion auf eine von einer Gatter-Schaltung erzeugte Gatter-Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, mit:

einer Stromerfassungseinrichtung (4b; 52), um den Hauptstrom zu erfassen, der in dem Leistungstransistor fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen, die dem Hauptstrom entspricht;

einer Pegelerfassungseinrichtung (55), die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom (12) zu erzeugen, der einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung und einem vorbestimmten Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorbestimmten Wert übersteigt;

einer Treiberbefehl-Steuereinrichtung (11-18; 51), die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom zu Null zu machen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms in einem AUS-Zustand gesteuert wird;

gekennzeichet durch:

eine Stromsteuereinrichtung (31; 32; 36), die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Steuerstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms reguliert wird; und wobei

die Treiberbefehl-Steuereinrichtung auf Basis des Steuerstroms ein Abnormalitätssignal Signal (EG) erzeugt und den Steuerstrom zu Null macht, indem die Gatter-Treiberspannung zu einem vorbestimmten Zeitpunkt nach Erzeugung des Abnormalitätssignals in den AUS-Zustand gesteuert wird.

2. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der:

die Pegelerfassungseirichtung den Steuerstrom erzeugt, wobei ein Wert davon proportional zu der Differenz ist:

die Stromsteuereinrichtung den Steuerstrom von der Gatter-Schaltung zu der Pegelerfassungseinrichtung vorbeiführt, um so den Hauptstrom zu begrenzen, indem die Gatter- Treiberspannung vermindert wird; und

die Stromsteuereinrichtung außerdem eine Stabilisationsschaltung hat, um einen Zeitpunkt zu verzögern, wenn der Hauptstrom durch Verminderung der Gatter-Treiberspannung begrenzt wird;

die Stabilisationsschaltung eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator enthält.

3. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der:

die Stromerfassungseinrichtung einen Widerstand und einen spannungsgesteuerten Transistor aufweist, wobei ein Gatter und ein Kollektor davon mit einem Gatter bzw. mit einem Kollektor des Leistungstransistors verbunden ist und wobei der Widerstand mit einem Emitter des spannungsgesteuerten Transistors verbunden ist, und die Erfassungsspannung an dem Emitter des spannungsgesteuerten Transistors erzeugt.

4. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 3, bei der:

in der Stromerfassungseinrichtung eine Grenzwertspannung des Gatters des spannungsgesteuerten Transistors kleiner eingestellt ist als eine Grenzwertspannung des Gatters des Leistungstransistors.

5. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 3, bei der:

die Pegelerfassungseinrichtung einen Transistor aufweist, wobei eine Basis davon geschaltet ist, um die Erfassungsspannnung zu empfangen; und

in der Pegelerfassungseirichtung der vorbestimmte Wert einer Grenzwertspannung eines Gatters des Transistors entspricht.

6. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der:

die Stromerfassungseinrichtung und die Pegelerfassungseinrichtung zusammen mit dem Leistungstransistor zu einer einzigen Einheit zusammengefaßt sind.

7. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der:

in der Pegelerfassungseinrichtung der vorbestimmte Wert bestimmt ist, um in Reaktion auf eine Temperatur des Leistungstransistors vermindert zu werden.

8. Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor (4), um in Reaktion auf eine von einer Gatter-Schaltung erzeugte Gatter-Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, mit:

einer Pegelerfassungseinrichtung (55), die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der einer Differenz zwischen der Erfassungspannung und einem vorgeschriebenen Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorbestimmten Wert übersteigt;

einer Treiberbefehl-Steuereinrichtung (11-16; 18; 51), die geschaltet ist, um den Steuerstom zu empfangen, um den Hauptstrom zu Null zu machen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms in einen AUS-Zustand gesteuert wird, wobei die Überstromschutzschaltung gekennzeichnet ist durch:

eine Stromsteuereinrichtung (31; 44), die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung auf Basis des Steuerstroms reguliert wird; und

eine Stromunterbrechungseinrichtung (43), die geschaltet ist, um den Steuerstrom zu empfangen, um den Hauptstrom durch allmähliches Absenken der Gatter-Treiberspannung zu Null zu machen, wenn der Steuerstrom für eine vorbestimmte Zeitdauer weiter erzeugt wird.

9. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der die Treiberbefehl-Steuereinrichtung außerdem aufweist:

einen Zeitgeber, um mit einer Zeitzählung zu beginnen, wenn der Erfassungswert den vorbestimmten Wert übersteigt und um den Hauptstrom durch Steuerung der Gatter-Treiberspannung in einen AUS-Zustand zu Null zu machen, nachdem eine Zeitdauer verstrichen ist.

10. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der die Stromsteuereinrichtung den Hauptstrom als einen stationären Strom aufrechterhält, wenn der Hauptstrom einen vorbestimmten Wert übersteigt.

11. Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor (4), um in Reaktion auf eine von einer Gatter-Schaltung erzeugte Gatter-Treiberspannung einen Hauptstrom zu steuern, mit:

einer Stromerfassungseinrichtung (11A; 13A), um den Hauptstrom zu erfassen, der in dem Leistungstransistor fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen, die dem Hauptstom entspricht;

einer Pegelerfassungseinrichtung (12A), die geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen, um einen Steuerstrom (I&sub2;) zu erzeugen, der einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung und einem vorbestimmten Wert entspricht, wenn die Erfassungsspannung den vorbestimmten Wert übersteigt, gekennzeichnet durch:

eine Stromsteuereinrichtung (18A; 19A; 20A), um den Steuerstrom von der Gatter-Schaltung zu der Pegelerfassungseinrichtung vorbeizuführen, um so den Hauptstrom zu begrenzen, indem die Gatter-Treiberspannung vermindert wird;

eine Zwangs-Abschalteinrichtung (23A; 25A; 26A), um zu schließen und sich selbst zu halten, wenn der Steuerstrom für eine vorbestimmte Zeit weiterfließt, um den Steuerstrom in steigendem Maße in die Abschalteinrichtung zu verzweigen und um die Gatter-Treiberspannung zwangsweise zu vermindern, um den Leistungstransistor abzuschalten, wobei die Gatter- Treiberspannung zunächst durch die Stromsteuereinrichtung, dann durch die Stromsteuereinrichtung und durch die Zwangs- Abschalteinrichtung, so daß der Steuerstrom, der zur Pegelerfassungseinrichtung fließt, absinkt, wodurch ein Strom, der in die Zwangs-Abschalteinrichtung abgezweigt wird, ansteigt, und schließlich durch die Zwangs-Abschalteinrichtung gesteuert wird, um den Hauptstrom weich zu unterbrechen.

12. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 11, die außerdem aufweist:

eine Treiberbefehl-Steuereinrichtung, die geschaltet ist, um einen Treiberbefehl für den Leistungstransistor und den Steuerstrom zu empfangen, um einen Zustand des Treiberbefehls zu halten, wenn der Steuerstrom empfangen wird, und um den Treiberbefehl in den AUS-Zustand zu setzen, wenn der Steuerstrom während einer feststehenden Zeitdauer weiterfließt.

13. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 12, bei der:

die Zwangs-Abschalteinrichtung mit der Treiberbefehl- Steuereinrichtung verbunden ist, so daß das Selbsthalten der Zwangs-Abschalteinrichtung durch den sich im AUS-Zustand befindlichen Treiberbefehl zurückgesetzt wird.

14. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 13, bei der:

die Pegelerfassungseinrichtung den Steuerstrom erzeugt, wobei ein Wert davon proportional zu der Differenz ist.

15. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 11, bei der:

16. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, bei der:

die Pegelerfassungseinrichtung einen Transistor aufweist, wobei ein Gatter davon geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen; und

in der Pegelerfassungseinrichtung der vorbestimmte Wert einer Grenzwertspannung eines Gatters des Transistors entspricht.

17. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 2, bei der:

die Stromerfassungseinrichtung eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einer Diode sowie einen spannungsgesteuerten Transistor aufweist, wobei ein Gatter und ein Kollektor davon mit einem Gatter bzw. mit einem Kollektor des Leistungstransistors verbunden ist und wobei die Reihenschaltung mit einem Emitter des spannungsgesteuerten Transistors verbunden ist, und die Erfassungsspannung an dem Emitter des spannungsgesteuerten Transistors erzeugt.

18. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 17, bei der:

19. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 11, bei der:

20. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 11, bei der:

21. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 11, bei der:

die Pegelerfassungseinrichtung einen Transistor und eine Zenerdiode aufweist, die in Reihe mit einem Emitter des Transistors geschaltet sind, wobei ein Gatter des Transistors geschaltet ist, um die Erfassungsspannung zu empfangen; und

in der Pegelerfassungseinrichtung der vorbestimmte Wert einer Grenzwertspannung eines Gatters des Transistors und einer Abschaltspannung der Zenerdiode entspricht.