EP1178169B1 - Procédé anti-piratage de commande à distance pour véhicule automobile et système pour sa mise en oeuvre - Google Patents

Procédé anti-piratage de commande à distance pour véhicule automobile et système pour sa mise en oeuvre Download PDF

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EP1178169B1
EP1178169B1 EP20010402079 EP01402079A EP1178169B1 EP 1178169 B1 EP1178169 B1 EP 1178169B1 EP 20010402079 EP20010402079 EP 20010402079 EP 01402079 A EP01402079 A EP 01402079A EP 1178169 B1 EP1178169 B1 EP 1178169B1
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EP
European Patent Office
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signal
phase
carrier wave
identification device
transmitter
Prior art date
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EP20010402079
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Guy Lelandais
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Delphi Technologies Inc
Original Assignee
Delphi Technologies Inc
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Publication date
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Definitions

  • the present invention relates to a control method for distance of an organ of a motor vehicle, in particular an organ of condemnation of access to said vehicle and / or a starting device, and also a control system for the implementation of this method.
  • a such a control system is for example used to allow access said hands-free to a vehicle, and / or the start said hands-free said vehicle; "Hands-free" meaning that it is not necessary to use a key for these operations.
  • such a system comprises generally an identification device I intended to be worn by a user U and able to establish a bidirectional dialogue at a distance and without wire with a central control unit 1 on board the vehicle V, to authenticate the user and order means of condemnation / unlocking of the locks of the doors when the user has been recognized as genuine.
  • Initialization of the protocol communication can be activated by pressing the outer handle of door, for hands-free access, or by pressing a button start, in the hands-free start mode. In a variant, this initialization can be triggered by pressing a command button of the identification device I.
  • a commonly proposed system is to use low-frequency carrier waves, of the order of 125 kHz for the communication from the vehicle to the identification device I, and carrier waves at ultra high frequency, for example of the order of 434 or 868 MHz for the Europe area and 315 or 902 MHz for the USA zone, for communication from the identification device I towards the vehicle V.
  • the identification device I must include a battery to power its own electronic circuits. To minimize the electricity consumption, it can be foreseen, for example, that the identification device either dormant for 9 ms and waking 1 ms, for periods of 10 ms.
  • the bidirectional dialogue comprises a first communication of a first signal S 1 sent by a first transmitter 2 of the central unit 1 to a first receiver 3 of said identification device I and a second communication of a second signal S 2 emitted by a second transmitter 4 from said identification device I to a second receiver 5 of the central unit 1.
  • the signal term is used to designate a sequence, continuous or interrupted, of data.
  • the power of the transmitters 2 and 4 and the efficiency of the receivers 3 and 5 is such that the first and second communications can take place only when the identification device I is at a distance less than or equal to a predetermined communication distance.
  • d c of the vehicle V generally of the order of a few meters, to avoid, on the one hand, interference with other signal sources of the environment, and, on the other hand, to avoid the operation of the system at a distance such that the user U is too far from the vehicle V to be aware of the operations performed by said system.
  • said first signal S 1 comprises characteristic data of said vehicle to be recognized by said identification device and / or the second signal S 2 comprises data characteristic of said identification device to be recognized by said vehicle.
  • the bidirectional dialogue between the vehicle and the identification device can be encrypted, in order to avoid any inadvertent operation of the system and to secure it against the perpetrators.
  • This piracy method is represented in FIG. 2.
  • the user U carrying the identification device I is located at a distance d l from the vehicle V greater than the authorized communication distance d c , for example from 10 to 100 m distance from the vehicle.
  • a hacker with a first housing-relay 6 may approach the vehicle V at a distance d c sufficient to communicate therewith, for example at a distance of the order of 1 to 5 m .
  • This hacker activates the beginning of the communication, for example by pulling on the outside door handle. This triggers the transmission of said first signal S 1 by the vehicle V to the relay box 6.
  • This signal S 1 sent by the vehicle is received by the relay box 6, which comprises a receiver 8 at 125 kHz.
  • This receiver 8 is connected to a transmitter 9 at high frequency, of the order of several MHz.
  • the transmitter 9 emits, as represented by the arrow 10, to a second relay housing 11, which is carried by another hacker who follows the user U at a distance d u of the order of a few meters.
  • the exchange of information between the two relay boxes 6 and 11 is performed at very high frequency, it is possible to perform this communication at a distance d p very large, of the order of several tens or hundreds of meters for example.
  • the second relay box 11 comprises a receiver 12 at the same frequency as the transmitter 9 of the first relay box 6.
  • the signal 10 thus received is retransmitted at the frequency of 125 kHz by a transmitter 13 in order to send a signal 14 to the identification device I which complies with the signal S 1 emitted by the vehicle.
  • the signal 14 being the repetition of the authentic signal S 1 of the vehicle, the identification device I will recognize it and in turn transmit its response signal S 2 , said response signal S 2 being sent at high frequency, for example to 434 MHz and received by a receiver 15 of the second relay box 11, which will convert the signal at 434 MHz into a signal at a different frequency, for example at 315 MHz.
  • the converted signal 17 is then emitted by a transmitter 16 to the first relay box 6, this frequency difference being necessary so that the different signals do not interfere with each other.
  • the frequency of the signal 17 is different from both the frequency of the signal 10 and the signal S 2 .
  • This signal 17 is picked up by the first relay box 6, which comprises a receiver 18 of the same frequency as the transmitter 16.
  • the receiver 18 is connected to a transmitter 19 which transforms the signal at 315 MHz into a signal S 2 'to 434 MHz, according to the signal S 2 transmitted by the identification device I, which is sent to the vehicle V.
  • the signal S 2 ' received by the receiver 5 in the case of the hacking attempt shown in FIG. 2, would have, with respect to the signal S 2 that would have been received in the case of a normal use of said system of control, as shown in Figure 1, a transmission delay ⁇ t of the order of 4 to 5 ⁇ s.
  • the transmission delay ⁇ t is negligible in comparison with the time constants required for the authorized normal transmission.
  • the total communication can be of the order of 20 to 40 milliseconds (ms), and the total duration of operation of the system to trigger the unlocking or condemnation of the electric locks can be of the order of 100 ms.
  • the transmission delay ⁇ t is of the order of half the period T BF of the low frequency carrier wave at 125 kHz.
  • the present invention aims to eliminate the disadvantages mentioned above and to propose a method and system for remote control for a motor vehicle to prevent a hacking of the system, especially via relay boxes, taking into account the propagation time and signal processing between the vehicle and the identification device.
  • the system of proposed order can be realized from existing systems operating at a frequency of 125 kHz.
  • the invention provides a control method for distance according to claim 1.
  • the phase of said first carrier wave undergoes a random modulation during the duration of its emission.
  • said random modulation comprises advantageously the introduction of phase jumps in said first carrier wave at random moments succeeding each other at intervals irregularities greater than or equal to a period of predetermined.
  • said modulation period is substantially greater than the period of said first carrier wave; preferably of the order of 5 to 10 times the period of said first wave carrier.
  • the amplitude of said phase jump is substantially fixed.
  • the ratio between said amplitude and said modulation period is significantly lower than the fundamental frequency of said first carrier wave, preferably less than 1/5 th of this fundamental frequency.
  • phase represented by said phase signal image present, with respect to the phase of said carrier wave, alterations introduced by the identification device according to said phase jumps according to a predetermined algorithm known to said central unit.
  • said delay of transmission being dependent on the time required for the journey of said first signal between said central unit and said identification device and the time required for the path of said second signal between said device identification and said central unit, said reference delay is chosen substantially equal to a predetermined normal delay, said normal delay being the substantially fixed value of said transmission delay when the distance separating said central unit from said identification device is substantially less than said communication distance predetermined.
  • said cancellation criterion is validated if the difference between the two values of compared phase exceeds a predetermined maximum level.
  • the difference between said two compared phase values comprises the sum of a so-called continuous component, substantially constant over a duration greater than the said modulation period, and a fluctuating over the duration of the said modulation period, the said criterion of cancellation being validated as soon as the absolute value of the said component continuous exceeds a first predetermined threshold.
  • said cancellation criterion is validated as soon as the integral of the amplitude of said fluctuating component over a predetermined integration time exceeds a second threshold predetermined.
  • the present invention also provides a system for implementation of the method described above, according to claim 10.
  • said random sequence generator of signals is able to deliver periodically to said first transmitter a random binary signal, said first transmitter being able to introduce a phase jump in said first carrier wave each time said received binary signal takes a predetermined value.
  • said identification device comprises a demodulator connected to the first receiver to receive said first carrier wave and the second microcontroller for delivering said demodulated random binary signal said first carrier wave; said second microcontroller being adapted to modify said image phase signal as a function of said signal random binary.
  • said decision module comprises a filter low-pass whose input is connected to the output of said comparator module phase and whose output is connected to a signal comparator for compare the difference between the two compared phase values predetermined maximum level.
  • said decision module includes a high-pass filter whose input is connected at the output of said phase comparator module for extracting said fluctuating component of said result of the comparisons and whose output is connected to a second comparator, distinct or not from the comparator of signal, to compare said fluctuating component with said second threshold predetermined.
  • said first transmitter is able to transmit said first signal by amplitude or phase modulation of said first carrier wave.
  • the control method according to the invention uses a two-way radio communication between a central unit 1 carried by a vehicle V to control one of its organs O, visible in FIG. 3, and a portable identification device I intended to be carried by a user U of said vehicle.
  • the control system for the implementation of the method according to the invention comprises the central unit 1 and the portable identification device I, which will now be described with reference to FIG.
  • the central unit 1 comprises a first microcontroller 20 connected to said member O, which can notably be a contact switch or a door lock, by a communication network 21.
  • the microcontroller 20 is generally in a state of semi-sleep or of waiting for an awakening.
  • an activation signal is sent to the microcontroller 20, as indicated by the arrow 22.
  • the microcontroller sends a general supply signal, to supply the various components
  • the microcontroller 20 generates the signal S 1 to communicate to the identification device I and sends it to the input of a low frequency generator 24 to modulate amplitude or phase the wave. carrier low frequency 27 it generates.
  • the low frequency generator 24 has a fundamental frequency f 0 for example of the order of 125 kHz.
  • the output of the low frequency generator 24 is connected to an amplifier device 25 to amplify the carrier wave 27 carrying the signal S 1 .
  • the first transmitter 2 comprises said low frequency generator 24 and said amplifier device 25.
  • the output of the amplifier device 25 is connected to antennas 26 to transmit to the identification device I the carrier wave 27 carrying the signal S 1 .
  • the antennas 26 comprise several identical antennas, for example three or more, located at different points of the vehicle V to allow the emission of the wave 27 in several directions around the vehicle V.
  • the antennas 26 comprise a 26g antenna on the driver's door, an antenna 26d on the front door of the passenger, and an antenna 26c on the trunk of the vehicle V.
  • each antenna 26 has a capacity connected in series to a coil with a core connected to ground.
  • the wave 27 is received by antennas 28 of the device identification I with an attenuation depending on the distance of spread.
  • the antennas 28 each comprise a winding mounted in parallel with a capacity of which a terminal is connected to the ground, the respective windings of the three antennas 28x, 28y and 28z having axes mutually orthogonal so that the carrier wave 27 can be detected whatever its polarization and whatever the orientation of the identification device I.
  • the three antennas 28 are connected respectively at three inputs 3x, 3y and 3z of the low frequency receiver 3. That of antennas 28 which is the best oriented is thus able to produce an amplitude of 2 mV.
  • the identification device I comprises a second microcontroller 30, the second transmitter 4 and a battery (not shown) to supply its various elements, the low frequency receiver 3 being preferably low consumption.
  • the receiver 3 has a first output connected to a fitness module 31 and a second output linked to the microcontroller 30 to deliver it the first signal S 1 obtained by demodulation of the carrier wave 27.
  • the receiver 3 sends to the delivery module in form 31 a square wave signal 64 reproducing, in a clipped form, the carrier wave 27 as it receives, without demodulation, so that the fitness module 31 eliminates the noise generated during the first communication.
  • the fitness module 31 is also able to reduce the frequency of the crenellated signal 34 to a fraction of the fundamental frequency f 0 , so as to make it suitable for transported by the second transmitter 4 on a carrier wave 35.
  • the crenellated signal 34 may also include alterations with respect to the transitions of the low frequency carrier wave 27, introduced according to a predetermined algorithm.
  • the crenellated signal 34 at the output of the fitness module 31 reproduces the transitions of the low frequency carrier wave 27 as emitted by the transmitter 2, possibly at a reduced frequency, possibly with desired alterations and without disturbances. parasites.
  • a two-input rocker switch 32 is controlled by the second microcontroller 30 by a line 33 to generate the second signal S 2 .
  • the rocker switch 32 has a first input linked to the fitness module 31 to receive the signal 34 and a second input linked to the second microcontroller 30 to receive an identification signal S i , generated by the second microcontroller 30.
  • the second signal S 2 delivered at the output of said flip-flop 32 to the second emitter 4 is alternately composed of data sequences of the identification signal S i and data sequences reproducing the low-frequency carrier wave 27.
  • the second transmitter 4 is ultra-high frequency, to emit the second signal S 2 by frequency modulation of a carrier wave 35 of fundamental frequency, for example of the order of 434 MHz.
  • the carrier wave 35 is transmitted via an antenna 36 of the second transmitter 4 to an antenna 37 connected to the second receiver 5 of the central unit 1.
  • the ultra-high frequency receiver 5 is able to demodulate the carrier wave 35 which it receives to transmit at its output the signal S 2 to the first microcontroller 20.
  • the microcontroller 20 is able to authenticate the identification signal S i contained in the signal S 2 that it receives, and to issue an activation command 38 to the organ O after the authenticity of the identification signal Si has been recognized.
  • the second signal S 2 can be emitted by amplitude modulation of the carrier wave 35.
  • the toggle switch 32 is replaced by a summing module and the signal S 2 is formed by modulation of the signal. amplitude of the signal 34 within said summing module (not shown).
  • the signal S 2 then comprises simultaneously, and no longer alternatively, the identification signal S i and the signal 34 reproducing the transitions of the low frequency carrier wave 27.
  • the second microcontroller 30 is linked to a permanent memory 56 where are stored identification and encryption data characteristics of said identification device I, to use these identification data in the authentication of the first signal S 1 and / or the generation of the identification signal S i .
  • the first microcontroller 20 is also linked to a permanent memory 49 where are stored identification and encryption data characteristics of said vehicle V, in order to use these identification data in the generation of the first signal S 1 and / or the authentication of the identification signal S i .
  • the remote control method according to the invention allows to ensure an anti-piracy function, allowing to detect the transmission delay ⁇ t generated by a hacking attempt by the previously described method.
  • the central unit 1 comprises a comparator module of phase 40, the two inputs of which are respectively linked to the generator 24 and the second receiver 5, and whose output is connected to a decision module 43 for delivering a phase signal ⁇ .
  • the decision module 43 is connected to the microcontroller 20 to deliver it an annulment signal An when the phase signal ⁇ satisfies a criterion predetermined cancellation.
  • the phase signal ⁇ is a voltage signal which is between a minimum value, for example equal to -0.75V, taken when the phase difference measured by the phase comparator module 40 is substantially zero (modulo 2 ⁇ ) and a maximum value, for example equal to + 0.75V, taken when the phase shift measured by the phase comparator module 40 is substantially ⁇ (modulo 2 ⁇ ).
  • transition of the low frequency wave 27 carrier signal S 1 is transmitted at time t 1 by the transmitter 2.
  • This transition is received by the receiver 3 at time t 2 , separated from the instant t 1 by the low frequency carrier wave delay 27 on the distance between the vehicle V of the portable device identification I, is substantially of d c / c, where c is the speed of light in air , substantially equal to 3.0 ⁇ 10 8 m / s.
  • This same transition is represented by a part of the signal 34 included in the signal S 2 .
  • the second ultra-high frequency transmitter 4 emits this part of the signal 34 at the instant t 3 , separated from the reception instant t 2 by a response delay R, due to the signal processing time by the first receiver 3, the shaping module 31 and the second emitter 4.
  • the portion of the signal S 2 representative of this same transition of the low-frequency carrier wave 27 is received by the second receiver 5 at the instant t 4 ; then it is finally received by the phase comparator 40 at time t B after a reception delay Q due to the reception and processing of the second signal S 2 in the second receiver 5.
  • the delays Q and R are for example of the order of 2 to 10 ⁇ s each.
  • P can be neglected in front of Q and R.
  • This part of the signal 10 is received by the receiver 12 of the second relay box 11 at the instant t 4 ', separated from the instant t 3 ' by the propagation time of the wave over the distance d p separating the two relay boxes 6 and 11.
  • This part of the signal 10 received is converted in the second relay box 11 into a part of the signal 14 representative of this same transition and transmitted by the transmitter 13 at time t 5 ', separated from the instant t 4 'by the response time Tr of the second relay housing 11, substantially equal to the response time of the first relay housing 6.
  • the identification device I receives said part of the signal 14 at the instant t 6 'and responds to the part of the signal S 2 representative of this same transition at the instant t 7 ', with the same response delay R as at normal use of the system.
  • the propagation and processing times of the signals S 2 , 17 and S 2 'constituting the communication of the identification device I to the vehicle V are identical to the times involved in the communication of the signal S 1 .
  • the total propagation time 2d l / c is of the order of 100 to 1000 ns for a distance d l of between 15 m and 150 m.
  • the low frequency generator 24 is able to delay the signal 41 transmitted to the phase comparator module 40 by an operational delay Dr relative to the carrier wave 27.
  • the operational delay Dr is chosen substantially equal to the sum of the response delay R of the identification device I and the reception delay Q.
  • the delayed signal 41 serves as a reference signal in the phase comparator module 40.
  • the signal 42 received by the phase comparator module 40 comprises the signal 34 representative of the carrier wave 27. This signal 42 presents, for its part, the reception by the phase comparator 40, a delay (t B -t 1 ) with respect to the carrier wave 27 generated by the low frequency generator 24.
  • FIG. 4 shows, for a given period T BF , the signal 41 compliant with FIGS. to the carrier wave at low frequency 27 and delayed the operational delay Dr relative to it.
  • Curve 44 represents the phase of this signal varying over the interval [0, 2 ⁇ [.
  • the signal 41 is shown as a sinusoidal signal for the sake of clarity, but in practice it may be clipped so as to be substantially a square wave signal whose transitions correspond to the passages by the zero value of the sinusoidal signal represented.
  • phase of the signal 41 at the input of the phase comparator 40 is represented by the point A
  • phase of the signal 42 is represented by the point B.
  • the phase shift measured by the phase comparator 40 is substantially zero in this case.
  • the phase of the signal 41 is unchanged, but the phase of the signal 42 at the same time t 0 given is represented by the point B '.
  • the transmission delay ⁇ t is substantially constant throughout this period.
  • the phase shift ⁇ B 'proportional to the transmission delay ⁇ t is substantially constant throughout the duration of said dialogue.
  • the control system comprises, in the central unit 1, a random signal sequence generator 39 controlled by the microcontroller 20 and connected at the output to the low frequency generator 24 to randomly modulate the phase of the generated carrier wave 27.
  • the phase modulation of the carrier wave 27 is carried out as follows: the random signal sequence generator 39 periodically delivers, with a modulation period T m , a modulation bit b m equal to 0 or 1.
  • L Transmission of the modulation bits b m is controlled by clock signals supplied to the random signal sequence generator 39 by the microcontroller 20, which includes a clock (not shown).
  • the modulation bits b m are transmitted to the low-frequency generator 24 by a voltage signal V m which can assume a high value h and a low value l.
  • the voltage signal V m makes a transition between its two values h and l each time a bit of value 1 is emitted, and keeps a constant value between times.
  • the generated carrier wave 27 is unchanged; if the value of the modulation bit b m received by the low-frequency generator 24 is 1, the low-frequency generator 24 instantaneously undergoes a phase jump of amplitude ⁇ to the carrier wave 27.
  • the generated phase jumps by the generator 24 are alternately a phase advance and a phase delay.
  • the signal 41 delivered by the generator 24 to the phase comparator 40 is of course still in accordance with the carrier wave 27, following its phase jumps.
  • the transmission delay ⁇ t is such that the measured phase shift ⁇ B "is substantially equal to 2 ⁇ at said given time t 0.
  • a first phase jump ⁇ has necessarily been inserted in the carrier wave 27.
  • the random signal generator 39 generates only 0, which is excluded.
  • the phase in the carrier wave 27 has the effect of suddenly transforming the curve 41 into the curve 41 'sketched in FIG. 4, as represented by the arrow 51.
  • the first phase jump is a phase delay of amplitude ⁇ equal to ⁇ / 2.
  • FIG. 5 shows the signal 41 'in which the phase jump has been reflected, as well as its phase 44', and the signal 42 in which, because of the delay substantially equal to an integer greater than or equal to 1 of periods T BF that it has with respect to the signal 41, the phase jump has not yet been passed on, as well as its phase 50.
  • the phase comparator 40 compares the phase 44 with the delayed phase 50 of T BF .
  • the phase shift measured by the comparator module 40 becomes, as represented in FIG. 5, substantially equal to ⁇ .
  • the modulation bit generated will be a 0 and the carrier wave 27 will remain continuous, or the modulation bit b m generated will be a 1 and the carrier wave 27 will undergo a phase advance of amplitude equal to ⁇ . Because of the unpredictable succession of phase jumps ⁇ of the carrier 27, it is no longer possible to choose the transmission delay ⁇ t so as to produce a measured phase shift ⁇ B "which remains permanently zero.
  • the phase signal ⁇ at the output of the phase comparator 40 has, in superposition, a DC component ⁇ c and a fluctuating component ⁇ f whose amplitude is that of the phase jump ⁇ .
  • the random phase modulation of the carrier wave 27 has the effect of frequency spreading the signal S 1 . More precisely, the carrier wave 27 of fundamental frequency f 0 has, after frequency modulation, a spread spectrum substantially in the range [f 0 - ⁇ / (2 ⁇ T m ), f 0 + ⁇ / (2 ⁇ T m )] .
  • the modulation period T m may be lengthened or the amplitude of the phase jump ⁇ may be decreased.
  • the modulation period T m is thus chosen greater than or equal to the period of the low frequency signal T BF .
  • the modulation period T m is of the order of 5 to 10 times T BF , ie 40 to 80 ⁇ s.
  • the modulation period T m is preferably longer than the transmission delay ⁇ t.
  • the typical frequency f f of fluctuations of the fluctuating phase signal ⁇ f is therefore of the order of 1 / ⁇ t, for example a few tens of kilohertz (kHz).
  • phase signal ⁇ at the output of the comparator module phase 40 is sent to a decision module 43 able to detect the presence of a significant phase shift between the signals 41 and 42.
  • the decision module 43 comprises a low-pass filter 65, of cut-off frequency f c for example substantially equal to 100 kHz in order to suppress the noise, connected in series with a signal comparator 66 with a predetermined maximum level E.
  • the signal comparator 66 is able to deliver the cancellation signal An to the microcontroller 20 when the value of the phase signal ⁇ is greater than the maximum level E.
  • the corresponding phase jump of amplitude ⁇ chosen equal to ⁇ in this example is reflected on the reference signal 41 with the operational delay Dr and on the signal 42 with the delay ⁇ t + Q + R.
  • the phase signal ⁇ has from time t 1 + Dr a time width slot substantially equal to the transmission delay ⁇ t. Because of the low-pass filter 65, this slot is rounded.
  • An oscillation 68 marks the location of the slot corresponding to the phase jump introduced at t 1 .
  • the oscillation 68 is of very low amplitude because it is very attenuated by the low-pass filter 65.
  • the oscillation 70 marks the phase jump introduced at t 1 .
  • the oscillation 72 of greater amplitude than the previous ones because less attenuated by the filter 65, marks the phase jump introduced at t 1 .
  • the choice of a threshold E substantially equal to -0.5V makes it possible to detect a transmission delay greater than or equal to 2 ⁇ s. In these examples, it is the average value of the phase signal ⁇ which allows the detection and the phase jumps are not exploited.
  • the phase signal ⁇ is represented when the transmission delay ⁇ t is an integer number of periods T BF .
  • the phase signal ⁇ is on average substantially equal to -0.75V, but that it has a large oscillation corresponding to the phase jump introduced at t 1 .
  • the curves 75, 76 and 77 represent the phase signal ⁇ in the case of a transmission delay ⁇ t equal to respectively 2, 4 and 8 T BF .
  • the threshold E -0.5V also makes it possible to detect any transmission delay ⁇ t substantially equal to an integer N greater than or equal to 1 of periods T BF .
  • phase signal ⁇ is represented as produced by an analog system, but it is of course that a digital processing system can be used to obtain a equivalent result.
  • the decision module 43 has two branches.
  • a first branch comprises a low-pass filter 45 for smoothing the phase signal ⁇ .
  • the cut-off frequency f 1 of the low-pass filter 45 is, for example, less than 1 kHz, so that the signal at the output of the low-pass filter 45 is a so-called continuous phase signal ⁇ c , which does not fluctuate on a very long time before the period T BF of the low frequency carrier wave 27.
  • the continuous phase signal ⁇ c is sent to a first signal comparator 46 with a predetermined threshold e , said continuous threshold.
  • the signal comparator element 46 is able to deliver a characteristic signal 47 when the value of the continuous phase signal ⁇ c is greater than or equal to the continuous threshold e , and to deliver no signal when the value of the continuous phase signal ⁇ c is below the continuous threshold e .
  • the decision module 43 comprises, in parallel with the first branch, a second branch with a high-pass filter 52 for detecting the fluctuating phase signal ⁇ f .
  • the cut-off frequency f 2 of the high-pass filter 52 is, for example, less than 10 kHz, to select the fluctuating component ⁇ f and eliminate the DC component ⁇ c .
  • the high-pass filter 52 is connected at the output to an amplifier 53 for amplifying the fluctuating phase signal ⁇ f , then to a second signal comparator element 54, able to deliver a characteristic signal 57 when the absolute value of the fluctuating phase signal ⁇ f is greater than or equal to a fluctuation threshold ⁇ , and does not deliver any signal when the absolute value of the fluctuating phase signal ⁇ f is less than the fluctuation threshold ⁇ .
  • the decision module 43 comprises a non-exclusive OR logic gate 55, connected at input to the two signal comparator elements 46 and 54. and capable of outputting the cancellation signal An to the microcontroller 20 when it receives the characteristic signal 47 and / or the characteristic signal 57.
  • the curve 60 represents the evolution of the absolute value of the fluctuating component ⁇ f as a function of time over several modulation period T m during normal use of the system.
  • the fluctuating phase signal ⁇ f has a succession of slots 61 of time width substantially equal to the propagation time P, a few nanoseconds.
  • the curve 62 represents the evolution of the absolute value of the fluctuating component ⁇ f as a function of time over several modulation period T m , during an attempt at piracy by relay boxes.
  • each phase jump is reflected on the signal 42 with the delay ⁇ t + Q + R.
  • the fluctuating phase signal ⁇ f has in this case a succession of slots 63 of time width substantially equal to the transmission delay ⁇ t, ie of the order of a few microseconds.
  • a fluctuating component ⁇ f that is not zero is also observed, but it has a very short characteristic time, of the order a few nanoseconds.
  • the integral of the fluctuating component ⁇ f over a modulation period T m therefore has a value of at least a factor of at least 100 in the case of normal use of the system compared to the case of an attempted hacking.
  • the second signal comparator element 54 is preferably adapted to integrating the fluctuating phase signal ⁇ f on an integration time T i longer than the modulation period T m and comparing said fluctuating phase signal ⁇ f with the fluctuation threshold ⁇ after this integration.
  • the integration time T i is of the order of 50 to 100 times T m .
  • the integration time T i is of course less than the total duration of the bidirectional dialogue.
  • the operational delay Dr can be chosen to be zero, in order to limit the cost of the system for example.
  • the continuous threshold e of the first signal comparator 46 is then chosen greater than the reference value ⁇ 0 .
  • the fluctuating phase signal ⁇ f during normal use and attempted hacking, has a characteristic elongated fluctuation time substantially of R + Q.
  • the second comparator element 54 is then designed to discriminate from one another the signal in crenets of typical width R + Q + P, obtained in normal use, of the square wave signal of typical width R + Q + ⁇ t, which would be obtained during a hacking attempt.
  • the modulation period T m is chosen greater than the delay R + Q.
  • the microcontroller 20 is able to inactivate the transmission of the activation command 38 as soon as it receives the cancellation signal An.
  • the microcontroller 20 is able to interrupt the current communication protocol before the data of the signal S i necessary for the transmission of the order 38 have not been received by the central unit 1 and / or to prohibit the transmission of the order 38 during a prohibition period determined from the reception cancellation signal An.
  • the fitness module 31 is connected to the second microcontroller 30, as can be seen in FIG. 12.
  • the crenellated signal 64 is sent to a demodulator 87 in the fitness module 31 for recovering the modulation bits b m .
  • the demodulator 87 includes a clock recovery module 79 for recovering a signal 83 conforming to the carrier wave 27 at 125 kHz and an exclusive OR gate 80.
  • the signal 83 and the slot signal 64 are sent to the input of the exclusive OR gate. 80, to output a crimped signal 81 representing the modulation bit sequence b m used to modulate the wave 27 at its transmission.
  • the second microcontroller 30 is able to use the signal 81 to generate, according to a predetermined algorithm and known to the central unit 1, an alteration signal 82 for altering the square-wave signal 64.
  • the alteration signal 82 is sent in input of a second exclusive OR gate 88 of the fitness module 31.
  • a crenellated signal 64 ' is generated by a frequency divider 78 of the reset module 31.
  • the crenellated signal 64 ' represents the transitions of the square wave signal 64 at a frequency f 0 ' equal to a fraction of the fundamental frequency f 0 .
  • the frequency divider 78 makes it possible to limit the bandwidth necessary for the transport of the signal 34 to the central unit 1.
  • the phase signal 34 is finally obtained at the output of the second exclusive OR gate 88.
  • the signal 34 represents the transitions of the carrier wave 27 with its phase jumps introduced by the generator 24, at a possibly reduced frequency, and by means of alterations introduced by the second microcontroller 30.
  • the second microcontroller 30 can, with the aid of the alteration signal 82, invert during a determined period the phase of the signal 34 compared to that of signal 64.
  • the phase signal ⁇ at the input of the comparator module 66 is represented as a function of time for a period of several modulation periods T m .
  • Curve 84 represents the voltage signal Vm corresponding to a random sequence of modulation bits b m .
  • the phase signal ⁇ is consistent with that represented by the curve 85 and has a small amplitude oscillation following each transmission of a modulation bit of value 1, as previously explained.
  • the second microcontroller 30 can introduce a phase inversion into the signal 34 at the instant t I , which causes a phase opposition between the signals 41 and 42 compared by the phase comparator 40.
  • the phase signal ⁇ then takes a maximum value, as represented by the curve 86, until the second microcontroller 30 introduces a second phase inversion that will return the phase signal ⁇ to its minimum value.
  • the decision module 43 is able to recognize the alterations introduced by the microcontroller 20 according to a predetermined algorithm and as a function of the bit sequence b m received, so as not to trigger the cancellation signal An when a such alteration causes the momentary crossing of the threshold E by the phase signal ⁇ .
  • the introduction by the second microcontroller 30 of alterations of the phase signal 34 makes it possible to defeat a possible hacking attempt by means of a simple signal repeater which would transmit to the vehicle V a signal identical to the signal S 1 sent by this one to the identification device I.

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Description

La présente invention concerne un procédé de commande à distance d'un organe d'un véhicule automobile, notamment un organe de condamnation de l'accès audit véhicule et/ou un organe de démarrage, et aussi un système de commande pour la mise en oeuvre de ce procédé. Un tel système de commande est par exemple utilisé pour permettre l'accès dit mains libres à un véhicule, et/ou le démarrage dit mains libres dudit véhicule ; « mains libres » signifiant qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser une clé pour ces opérations.
Comme visible à la figure 1, un tel système comporte généralement un dispositif d'identification I destiné à être porté par un utilisateur U et apte à établir un dialogue bidirectionnel à distance et sans fil avec une unité centrale de commande 1 embarquée sur le véhicule V, pour authentifier l'utilisateur et commander des moyens de condamnation/décondamnation des serrures des ouvrants lorsque l'utilisateur a été reconnu authentique. L'initialisation du protocole de communication peut être activée en actionnant la poignée extérieure de porte, pour l'accès mains libres, ou en appuyant sur un bouton de démarrage, dans le mode démarrage mains libres. En variante, cette initialisation peut être déclenchée en actionnant un bouton de commande du dispositif d'identification I.
Un système couramment proposé consiste à utiliser des ondes porteuses à basse fréquence, de l'ordre de 125 kHz pour la communication depuis le véhicule vers le dispositif d'identification I, et des ondes porteuses à ultra haute fréquence, par exemple de l'ordre de 434 ou 868 MHz, pour la zone Europe, et de 315 ou 902 MHz pour la zone USA, pour la communication depuis le dispositif d'identification I vers le véhicule V. Le dispositif d'identification I doit comporter une pile pour alimenter ses circuits électroniques propres. Pour minimiser la consommation électrique, on peut prévoir, à titre d'exemple, que le dispositif d'identification soit en sommeil pendant 9 ms et en éveil 1 ms, pendant des périodes de 10 ms.
Comme visible à la figure 1, le dialogue bidirectionnel comprend une première communication d'un premier signal S1 émis par un premier émetteur 2 de l'unité centrale 1 vers un premier récepteur 3 dudit dispositif d'identification I et une seconde communication d'un second signal S2 émis par un second émetteur 4 dudit dispositif d'identification I vers un second récepteur 5 de l'unité centrale 1. Ici, le terme de signal est employé pour désigner une séquence, continue ou interrompue, de données.
La puissance des émetteurs 2 et 4 et l'efficacité des récepteurs 3 et 5 est telle que les première et seconde communications ne peuvent s'opérer que lorsque le dispositif d'identification I est à une distance inférieure ou égale à une distance de communication prédéterminée dc du véhicule V, généralement de l'ordre de quelques mètres, pour éviter, d'une part, les interférences avec d'autres sources de signaux de l'environnement, et, d'autre part, pour éviter le fonctionnement du système à une distance telle que l'utilisateur U est trop éloigné du véhicule V pour être conscient des opérations effectuées par ledit système.
A des fins d'authentification de l'utilisateur, ledit premier signal S1 comporte des données caractéristiques dudit véhicule pour être reconnues par ledit dispositif d'identification et/ou le second signal S2 comporte des données caractéristiques dudit dispositif d'identification pour être reconnues par ledit véhicule. Le dialogue bidirectionnel entre le véhicule et le dispositif d'identification peut être crypté, afin d'éviter tout fonctionnement intempestif du système et pour le sécuriser vis à vis des malfaiteurs.
Toutefois, malgré l'éventuel cryptage, il existe une façon de pirater le système sans connaítre lesdites données caractéristiques. Ce procédé de piratage est représenté sur la figure 2. Selon ce procédé, on suppose que l'utilisateur U qui porte le dispositif d'identification I est situé à une distance dℓ du véhicule V supérieure à la distance de communication autorisée dc, par exemple de 10 à 100 m de distance du véhicule. Dans ce cas, un pirate équipé d'un premier boítier-relais 6 peut s'approcher du véhicule V à une distance dc' suffisante pour communiquer avec celui-ci, par exemple à une distance de l'ordre de 1 à 5 m. Ce pirate actionne le début de la communication, par exemple en tirant sur la poignée extérieure de portière. Ceci déclenche l'émission dudit premier signal S1 par le véhicule V vers le boítier-relais 6. Ce signal S1 envoyé par le véhicule est reçu par le boítier-relais 6, qui comprend un récepteur 8 à 125 kHz. Ce récepteur 8 est relié à un émetteur 9 à haute fréquence, de l'ordre de plusieurs MHz. L'émetteur 9 émet, comme représenté par la flèche 10, vers un deuxième boítier-relais 11, qui est porté par un autre pirate qui suit l'utilisateur U à une distance du de l'ordre de quelques mètres. L'échange d'informations entre les deux boítiers-relais 6 et 11 s'effectuant à très haute fréquence, il est possible d'effectuer cette communication à une distance dp très grande, de l'ordre de plusieurs dizaines ou centaines de mètres par exemple.
Le deuxième boítier-relais 11 comporte un récepteur 12 à la même fréquence que émetteur 9 du premier boítier-relais 6. Le signal 10 ainsi reçu est retransmis à la fréquence de 125 kHz par un émetteur 13 afin d'envoyer un signal 14 vers le dispositif d'identification I qui soit conforme au signal S1 émis par le véhicule. Le signal 14 étant la répétition du signal authentique S1 du véhicule, le dispositif d'identification I va le reconnaítre et émettre à son tour son signal de réponse S2, ledit signal de réponse S2 étant envoyé à haute fréquence, par exemple à 434 MHz et reçu par un récepteur 15 du deuxième boítier-relais 11, qui va convertir le signal à 434 MHz en un signal à une fréquence différente, par exemple à 315 MHz. Le signal converti 17 est alors émis par un émetteur 16 vers le premier boítier-relais 6, cette différence de fréquence étant nécessaire pour que les différents signaux n'interfèrent pas entre eux. Bien entendu, la fréquence du signal 17 est différente à la fois de la fréquence du signal 10 et du signal S2. Ce signal 17 est capté par le premier boítier-relais 6, qui comporte un récepteur 18 de la même fréquence que émetteur 16. Le récepteur 18 est relié à un émetteur 19 qui transforme le signal à 315 MHz en un signal S2' à 434 MHz, conforme au signal S2 émis par le dispositif d'identification I, qui est envoyé vers le véhicule V.
Pour détecter un tel piratage et interrompre la communication, une solution pourrait consister à utiliser des communications ultra-rapides par hyperfréquences. Cependant, un tel système ultra-rapide utilisant des hyperfréquence aurait un surcoût important. Il y a un intérêt économique important à conserver les systèmes existants utilisant les fréquences de l'ordre de 125 kHz.
Les risques de piratage par le procédé décrit ci-dessus tiennent au fait qu'il peut être mis en oeuvre à l'aide de composants électroniques disponibles de manière courante dans le commerce, dans des équipements vidéo par exemple. Un boítier-relais conçu avec de tels composants aurait une bande passante limitée, par exemple inférieure à 1 MHz. Le temps de traitement nécessaire entre la réception par le récepteur 8 du boítier-relais 6 d'une donnée portée par le signal S1 et l'émission par l'émetteur 9 de cette même donnée dans le signal 10 serait alors de l'ordre d'une microseconde (µs).
Ainsi, le signal S2', reçu par le récepteur 5 dans le cas de la tentative de piratage représentée à la figure 2, présenterait, par rapport au signal S2 qui aurait été reçu dans le cas d'une utilisation normale dudit système de commande, telle que représentée à la figure 1, un retard de transmission Δt de l'ordre de 4 à 5 µs. Le calcul du retard de transmission Δt généré par le procédé de piratage décrit ci-dessus sera détaillé plus bas. Le retard de transmission Δt est négligeable en comparaison avec les constantes de temps nécessaires pour la transmission normale autorisée. A titre d'exemple, la communication totale peut être de l'ordre de 20 à 40 millisecondes (ms), et la durée totale du fonctionnement du système pour déclencher la décondamnation ou la condamnation des serrures électriques peut être de l'ordre de 100 ms. En revanche, le retard de transmission Δt est de l'ordre de la moitié de la période TBF de l'onde porteuse à basse fréquence à 125 kHz.
DE 198 39 695C décrit un procédé conforme au préambule de la revendication 1.
La présente invention a pour but d'éliminer les inconvénients précités et de proposer un procédé et un système de commande à distance pour véhicule automobile permettant d'empêcher un piratage du système, notamment par l'intermédiaire de boítiers-relais, en prenant en compte le temps de propagation et de traitement du signal entre le véhicule et le dispositif d'identification. Le système de commande proposé peut être réalisé à partir des systèmes existants fonctionnant à une fréquence de 125 kHz.
Pour cela, l'invention fournit un procédé de commande à distance selon la revendication 1.
Selon l'invention, la phase de ladite première onde porteuse subit une modulation aléatoire pendant la durée de son émission.
Dans ce cas, ladite modulation aléatoire comprend avantageusement l'introduction de sauts de phase dans ladite première onde porteuse à des instants aléatoires se succédant à des intervalles irréguliers supérieurs ou égaux à une période de modulation prédéterminée.
Avantageusement, ladite période de modulation est sensiblement supérieure à la période de ladite première onde porteuse ; de préférence de l'ordre de 5 à 10 fois la période de ladite première onde porteuse.
De préférence, l'amplitude desdits saut de phase est sensiblement fixe.
De préférence dans ce cas, le rapport entre ladite amplitude et ladite période de modulation est nettement inférieur à la fréquence fondamentale de ladite première onde porteuse, de préférence inférieur à 1/5e de cette fréquence fondamentale.
De préférence, la phase représentée par ledit signal de phase image présente, par rapport à la phase de ladite onde porteuse, des altérations introduites par le dispositif d'identification en fonction desdits sauts de phase selon un algorithme prédéterminé connu de ladite unité centrale.
Selon une autre caractéristique de l'invention, ledit retard de transmission étant dépendant du temps nécessaire au trajet dudit premier signal entre ladite unité centrale et ledit dispositif d'identification et du temps nécessaire au trajet dudit second signal entre ledit dispositif d'identification et ladite unité centrale, ledit retard de référence est choisi sensiblement égal à un retard normal prédéterminé, ledit retard normal étant la valeur sensiblement fixe dudit retard de transmission lorsque la distance séparant ladite unité centrale dudit dispositif d'identification est sensiblement inférieure à ladite distance de communication prédéterminée.
Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, ledit critère d'annulation est validé si l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées dépasse un niveau maximal prédéterminé.
Dans un autre mode de réalisation particulier de l'invention, l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées comporte la somme d'une composante dite continue, sensiblement constante sur une durée supérieure à ladite période de modulation, et d'une composante fluctuante sur la durée de ladite période de modulation, ledit critère d'annulation étant validé dès que la valeur absolue de ladite composante continue dépasse un premier seuil prédéterminé.
De préférence dans ce cas, ledit critère d'annulation est validé dès que l'intégrale de l'amplitude de ladite composante fluctuante sur une durée d'intégration prédéterminée dépasse un second seuil prédéterminé.
La présente invention fournit également un système pour la mise en oeuvre du procédé décrit ci-dessus, conformément à la revendication 10.
De préférence, ledit générateur de séquence aléatoire de signaux est apte à délivrer de manière périodique audit premier émetteur un signal binaire aléatoire, ledit premier émetteur étant apte à introduire un saut de phase dans ladite première onde porteuse à chaque fois que ledit signal binaire reçu prend une valeur prédéterminée.
Selon une autre caractéristique de l'invention, ledit dispositif d'identification comporte un démodulateur relié au premier récepteur pour recevoir ladite première onde porteuse et au second microcontrôleur pour lui délivrer ledit signal binaire aléatoire démodulé de ladite première onde porteuse ; ledit second microcontrôleur étant apte à modifier ledit signal de phase image en fonction dudit signal binaire aléatoire.
De préférence, ledit module de décision comporte un filtre passe-bas dont l'entrée est reliée à la sortie dudit module comparateur de phase et dont la sortie est reliée à un comparateur de signal pour comparer l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées audit niveau maximal prédéterminé.
Selon encore une autre caractéristique de l'invention, ledit module de décision comporte un filtre passe-haut dont l'entrée est reliée à la sortie dudit module comparateur de phase pour extraire ladite composante fluctuante dudit résultat des comparaisons et dont la sortie est reliée à un second comparateur, distinct ou non du comparateur de signal, pour comparer ladite composante fluctuante audit second seuil prédéterminé.
Avantageusement, ledit premier émetteur est apte à émettre ledit premier signal par modulation d'amplitude ou de phase de ladite première onde porteuse.
L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, détails, caractéristiques et avantages de celle-ci apparaítront plus clairement au cours de la description suivante d'un mode de réalisation particulier de l'invention, donné uniquement à titre illustratif et non limitatif, en référence au dessin annexé. Sur ce dessin :
  • la figure 1 est un schéma synoptique de fonctionnement d'un procédé de commande à distance selon l'invention en fonctionnement normal ;
  • la figure 2 est un schéma synoptique de fonctionnement d'un procédé de commande à distance selon l'invention lors d'une tentative de piratage ;
  • la figure 3 est un schéma synoptique d'un système pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention ;
  • la figure 4 est un chronogramme représentant schématiquement les signaux comparés dans le système de la figure 3 lors de l'utilisation normale du système et d'une tentative de piratage ;
  • la figure 5 est un chronogramme représentant schématiquement les signaux comparés dans le système de la figure 3 lors d'une tentative de piratage après insertion d'un saut de phase dans la première onde porteuse ;
  • la figure 6 est un vue détaillée et agrandie du module de décision du système défini par le cadre VI de la figure 3 dans un premier mode de réalisation ;
  • la figure 7 est un chronogramme représentant un signal de phase reçu par le module de décision de la figure 6 pour différentes valeurs du retard de transmission entre les signaux comparés ;
  • la figure 8 est un chronogramme représentant le signal de phase reçu par le module de décision de la figure 6 pour des valeurs particulières du retard de transmission ;
  • la figure 9 est un vue détaillée et agrandie du module de décision de la figure 6 dans un second mode de réalisation ;
  • la figure 10 est un chronogramme représentant la partie fluctuante du signal de phase reçu par le module de décision de la figure 9 lors de l'utilisation normale du système ;
  • la figure 11 est un chronogramme représentant la même la partie fluctuante de signal de phase qu'à la figure 10 lors d'une tentative de piratage.
  • la figure 12 un schéma synoptique d'une variante d'une partie du système de la figure 3 délimitée par le cadre XII ;
  • la figure 13 est un chronogramme représentant le signal de phase reçu par le module de décision de la figure 6 lorsque le module de remise en forme de la figure 12 est utilisé .
Le procédé de commande selon l'invention utilise un dialogue bidirectionnel par voie hertzienne entre une unité centrale 1 portée par un véhicule V pour commander un de ses organes O, visible sur la figure 3, et un dispositif portable d'identification I, destiné à être porté par un utilisateur U dudit véhicule. Le système de commande pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention comprend l'unité centrale 1 et le dispositif portable d'identification I, qui vont maintenant être décrits en référence à la figure 3.
L'unité centrale 1 comprend un premier microcontrôleur 20 lié audit organe O, pouvant notamment être un interrupteur de contact ou une serrure de portière, par un réseau de communication 21. Le microcontrôleur 20 est généralement dans un état de semi-sommeil ou d'attente d'un réveil. Lorsque l'utilisateur actionne la poignée extérieure de porte, non représentée, un signal d'activation est envoyé au microcontrôleur 20, comme indiqué par la flèche 22. En réponse, le microcontrôleur envoie un signal d'alimentation général, pour alimenter les différents composants électroniques de l'unité centrale 1. Puis, le microcontrôleur 20 engendre le signal S1 à communiquer au dispositif d'identification I et l'envoie en entrée d'un générateur à basse fréquence 24 pour moduler en amplitude ou en phase l'onde porteuse à basse fréquence 27 qu'il génère. Le générateur à basse fréquence 24 a une fréquence fondamentale f0 par exemple de l'ordre de 125 kHz. La sortie du générateur à basse fréquence 24 est reliée à un dispositif amplificateur 25 afin d'amplifier l'onde porteuse 27 portant le signal S1. Le premier émetteur 2 comporte ledit générateur à basse fréquence 24 et ledit dispositif amplificateur 25. La sortie du dispositif amplificateur 25 est reliée à des antennes 26 pour émettre vers le dispositif d'identification I l'onde porteuse 27 portant le signal S1. Les antennes 26 comportent plusieurs antennes identiques, par exemple trois ou plus, situées en différents points du véhicule V pour permettre l'émission de l'onde 27 dans plusieurs directions autour du véhicule V. De préférence, les antennes 26 comportent une antenne 26g sur la portière du conducteur, une antenne 26d sur la portière avant du passager, et une antenne 26c sur le coffre du véhicule V. Classiquement, chaque antenne 26 comporte une capacité reliée en série à une bobine avec un noyau reliée à la masse.
L'onde 27 est reçue par des antennes 28 du dispositif d'identification I avec une atténuation dépendant de la distance de propagation. Les antennes 28 comportent chacune un bobinage monté en parallèle avec une capacité dont une borne est reliée à la masse, les bobinages respectifs des trois antennes 28x, 28y et 28z ayant des axes mutuellement orthogonaux afin que l'onde porteuse 27 puisse être détectée quelle que soit sa polarisation et quelle que soit l'orientation du dispositif d'identification I. Les trois antennes 28 sont reliées respectivement à trois entrées 3x, 3y et 3z du récepteur à basse fréquence 3. Celle des antennes 28 qui est la mieux orientée est ainsi à même de produire une amplitude de 2 mV.
Le dispositif d'identification I comporte un second microcontrôleur 30, le second émetteur 4 et une batterie (non représentée) pour alimenter ses différents éléments, le récepteur à basse fréquence 3 étant de préférence à faible consommation. Le récepteur 3 a un première sortie reliée à un module de remise en forme 31 et une deuxième sortie liée au microcontrôleur 30 pour lui délivrer le premier signal S1 obtenu par démodulation de l'onde porteuse 27. Le récepteur 3 envoie au module de remise en forme 31 un signal en créneaux 64 reproduisant, sous une forme écrêtée, l'onde porteuse 27 telle qu'il la reçoit, sans démodulation, pour que le module de remise en forme 31 supprime les parasites engendrés au cours de la première communication.
Dans une variante de réalisation de l'invention qui sera expliquée plus bas, le module de remise en forme 31 est aussi apte à réduire la fréquence du signal en créneaux 34 à une fraction de la fréquence fondamentale f0, afin de le rendre apte à être transporté par le second émetteur 4 sur une onde porteuse 35. Le signal en créneaux 34 peut aussi comporter des altérations par rapport aux transitions de l'onde porteuse à basse fréquence 27, introduites selon un algorithme prédéterminé.
Le signal en créneaux 34 en sortie du module de remise en forme 31 reproduit les transitions de l'onde porteuse à basse fréquence 27 telle qu'émise par l'émetteur 2, éventuellement à une fréquence réduite, éventuellement avec des altérations voulues et sans perturbations parasites. Un interrupteur à bascule à deux entrées 32 est commandé par le second microcontrôleur 30 par un ligne 33 pour générer le second signal S2. L'interrupteur à bascule 32 a une première entrée liée au module de remise en forme 31 pour recevoir le signal 34 et une seconde entrée liée au second microcontrôleur 30 pour recevoir un signal d'identification Si, généré par le second microcontrôleur 30. Selon la position de ladite bascule, le second signal S2 délivré en sortie dudit interrupteur à bascule 32 au second émetteur 4 est composé alternativement de séquences de données du signal d'identification Si et de séquences de données reproduisant l'onde porteuse à basse fréquence 27.
Le second émetteur 4 est à ultra haute fréquence, pour émettre le second signal S2 par modulation de fréquence d'une onde porteuse 35 de fréquence fondamentale par exemple de l'ordre de 434 MHz. L'onde porteuse 35 est émise via une antenne 36 du second émetteur 4 vers une antenne 37 reliée au second récepteur 5 de l'unité centrale 1. Le récepteur à ultra haute fréquence 5 est apte à démoduler l'onde porteuse 35 qu'il reçoit pour transmettre à sa sortie le signal S2 au premier microcontrôleur 20. Le microcontrôleur 20 est apte à authentifier le signal d'identification Si contenu dans le signal S2 qu'il reçoit, et à émettre un ordre d'activation 38 vers l'organe O après que l'authenticité du signal d'identification Si a été reconnue.
En variante, le second signal S2 peut être émis par modulation d'amplitude de l'onde porteuse 35. Dans ce cas, l'interrupteur à bascule 32 est remplacé par un module de sommation et le signal S2 est formé par modulation d'amplitude du signal 34 au sein dudit module de sommation (non représenté). Le signal S2 comporte alors simultanément, et non plus alternativement, le signal d'identification Si et le signal 34 reproduisant les transitions de l'onde porteuse à basse fréquence 27.
De préférence, le second microcontrôleur 30 est lié à une mémoire permanente 56 où sont stockées des données d'identification et de chiffrement caractéristiques dudit dispositif d'identification I, pour utiliser ces données d'identification dans l'authentification du premier signal S1 et/ou la génération du signal d'identification Si. Le premier microcontrôleur 20 est aussi lié à une mémoire permanente 49 où sont stockées des données d'identification et de chiffrement caractéristiques dudit véhicule V, afin d'utiliser ces données d'identification dans la génération du premier signal S1 et/ou l'authentification du signal d'identification Si.
Le procédé de commande à distance selon l'invention permet d'assurer une fonction anti-piratage, en permettant de détecter le retard de transmission Δt généré par une tentative de piratage par le procédé décrit précédemment. Pour détecter la présence du retard de transmission Δt, l'unité centrale 1 comporte un module comparateur de phase 40 dont les deux entrées sont liées respectivement au générateur à basse fréquence 24 et au second récepteur 5, et dont la sortie est reliée à un module de décision 43 pour lui délivrer un signal de phase Φ. Le module de décision 43 est relié au microcontrôleur 20 pour lui délivrer un signal d'annulation An lorsque le signal de phase Φ satisfait un critère d'annulation prédéterminé. Le signal de phase Φ est un signal de tension qui est compris entre une valeur minimale, par exemple égale à -0,75V, prise lorsque le déphasage mesuré par le module comparateur de phase 40 est sensiblement nul (modulo 2π) et une valeur maximale, par exemple égale à +0,75V, prise lorsque le déphasage mesuré par le module comparateur de phase 40 est sensiblement π (modulo 2π).
Le calcul du retard de transmission généré par le procédé de piratage décrit ci-dessus va être maintenant effectué en référence aux figures 1 et 2. Lors de l'utilisation normale du système de commande, comme représentée à la figure 1, supposons qu'une transition donnée de l'onde à basse fréquence 27 porteuse du signal S1 soit émise à l'instant t1 par l'émetteur 2. Cette transition est reçue par le récepteur 3 à l'instant t2, séparé de l'instant t1 par le temps de propagation de l'onde porteuse à basse fréquence 27 sur la distance séparant le véhicule V du dispositif portable d'identification I, soit sensiblement de dc/c, où c est la vitesse de la lumière dans l'air, sensiblement égale à 3,0.108 m/s. Cette même transition est représentée par une partie du signal 34 incluse dans le signal S2. Le second émetteur 4 à ultra haute fréquence émet cette partie du signal 34 à l'instant t3, séparé de l'instant de réception t2 par un retard de réponse R, dû au temps de traitement du signal par le premier récepteur 3, le module de mise en forme 31 et le second émetteur 4. La partie du signal S2 représentative de cette même transition de l'onde porteuse à basse fréquence 27 est reçue par le second récepteur 5 à l'instant t4 ; puis elle est finalement reçue par le comparateur de phase 40 à l'instant tB après un retard de réception Q dû à la réception et au traitement du second signal S2 dans le second récepteur 5. Ainsi, tB vaut sensiblement : tB=t1+P+R+Q, où P=2dc/c est le temps de propagation total de l'onde électromagnétique pour faire l'aller-retour entre le véhicule V et le dispositif d'identification I, qui est de l'ordre de 13,2 ns. Les retards Q et R font par exemple de l'ordre de 2 à 10 µs chacun. Ainsi P peut être négligé devant Q et R.
Lors de l'utilisation du procédé de piratage décrit précédemment, représenté à la figure 2, supposons qu'une transition donnée de l'onde à basse fréquence 27 porteuse du signal S1 soit émise audit instant t1 par l'émetteur 2. Cette transition est reçue par le récepteur 8 du premier boítier-relais 6 à l'instant t2', séparé de l'instant t1 par le temps de propagation de l'onde porteuse à basse fréquence sur la distance dc' séparant le véhicule V du premier boítier-relais 6. La partie du signal 10 représentative de cette même transition est émise par l'émetteur 9 du premier boítier-relais 6 à l'instant t3', séparé de l'instant t2' par le temps de réponse Tr du boítier-relais 6, qui est sensiblement de l'ordre de 1 µs. Cette partie du signal 10 est reçue par le récepteur 12 du deuxième boítier-relais 11 à l'instant t4', séparé de l'instant t3' par le temps de propagation de l'onde sur la distance dp séparant les deux boítiers-relais 6 et 11. Cette partie du signal 10 reçue est convertie dans le deuxième boítier-relais 11 en une partie du signal 14 représentative de cette même transition et émise par l'émetteur 13 à l'instant t5', séparé de l'instant t4' par le temps de réponse Tr du deuxième boítier-relais 11, sensiblement égal au temps de réponse du premier boítier-relais 6.
Le dispositif d'identification I reçoit ladite partie du signal 14 à l'instant t6' et répond la partie du signal S2 représentative de cette même transition à l'instant t7', avec le même retard de réponse R que lors de l'utilisation normale du système. Les temps de propagation et de traitement des signaux S2, 17 et S2' constituant la communication du dispositif d'identification I vers le véhicule V sont identiques aux temps mis enjeu lors de la communication du signal S1. La partie du signal S2' représentative de ladite transition de l'onde à basse fréquence émise à l'instant t1 est reçue par le second récepteur 5 à un instant t12', et finalement reçue par le module comparateur de phase 40 à l'instant tB', sensiblement égal à : tB'=t1+2dℓ/c+R+Q+4Tr. Le temps de propagation total 2dℓ/c est de l'ordre de 100 à 1000 ns pour une distance dℓ comprise entre 15 m et 150 m. On a ainsi montré que le signal représentant la transition émise à t1 est finalement reçu par le module comparateur de phase 40 avec un retard de transmission Δt=tB'-tB de l'ordre de 4 à 5 µs dans le cas d'une tentative de piratage avec des boítiers-relais par rapport au cas d'utilisation normale du système. La majeure partie dudit retard de transmission Δt est due au temps de réponse Tr des boítiers-relais.
Dans une forme de réalisation préférée de l'invention, le générateur à basse fréquence 24 est apte à retarder le signal 41 transmis au module comparateur de phase 40 d'un retard opérationnel Dr par rapport à l'onde porteuse 27. Le retard opérationnel Dr est choisi sensiblement égal à la somme du retard de réponse R du dispositif d'identification I et du retard de réception Q. La transition de l'onde porteuse 27 émise à l'instant t1 est ainsi reçue par le module comparateur de phase 40 dans le signal 41 à l'instant tA=t1+Dr ≈tB. Le signal retardé 41 sert de signal de référence dans le module comparateur de phase 40. Le signal 42 reçu par le module comparateur de phase 40 comporte le signal 34 représentatif de l'onde porteuse 27. Ce signal 42 présente pour sa part, à la réception par le comparateur de phase 40, un retard (tB-t1) par rapport à l'onde porteuse 27 générée par le générateur basse fréquence 24.
Le fonctionnement de la détection d'une tentative de piratage par le système selon l'invention va maintenant être décrit en référence aux figures 4 à 13. A la figure 4, on a représenté, sur une période TBF donnée, le signal 41 conforme à l'onde porteuse à basse fréquence 27 et retardé du retard opérationnel Dr par rapport à elle. La courbe 44 représente la phase de ce signal variant sur l'intervalle [0, 2π[. Le signal 41 est représenté comme un signal sinusoïdal par soucis de clarté, mais en pratique, il peut être écrêté de manière à être sensiblement un signal en créneaux dont les transitions correspondent aux passages par la valeur nulle du signal sinusoïdal représenté.
En cas d'utilisation normale du système selon l'invention, à un instant t0 donné, la phase du signal 41 en entrée du comparateur de phase 40 est représentée par le point A, et la phase du signal 42 est représentée par le point B. Le déphasage B entre les signaux 41 et 42 comparés par le comparateur de phase 40 est B=2π(tB-tA)/TBF, qui est de l'ordre de 0,01 radians. En d'autres termes, le déphasage mesuré par le comparateur de phase 40 est sensiblement nul dans ce cas. En revanche, en cas de tentative de piratage à l'aide de boítiers-relais, la phase du signal 41 est inchangée, mais la phase du signal 42 au même instant t0 donné est représentée par le point B'. Le déphasage mesuré est alors B'=2π(tB'-tA)/TBF , soit B'=2πΔt/TBF, qui est sensiblement supérieur à π radians.
Comme le véhicule et le porteur du dispositif d'identification I ne peuvent pas se déplacer d'une distance significative par rapport à la longueur d'onde de l'onde 27 au cours dudit dialogue, dont la durée totale est sensiblement une fraction de seconde, le retard de transmission Δt est sensiblement constant pendant toute cette durée. Ainsi, le déphasage B' proportionnel au retard de transmission Δt est sensiblement constant pendant toute la durée dudit dialogue.
Avec la simple mesure de déphasage décrite ci-dessus, une tentative de piratage à l'aide de boítiers-relais ne pourrait pas être toujours détectée. En effet, dans le cas où le retard de transmission Δt est égal à un nombre entier N supérieur ou égal à 1 de périodes TBF, en référence à nouveau à la figure 4, la phase du signal 41 représentée par le point A est inchangée, mais la phase du signal 42 au même instant donné est représentée dans ce cas par le point B". Le déphasage mesuré est alors sensiblement B"=2Nπ; par conséquent, le signal de phase Φ est sensiblement minimal. Dans l'exemple représenté à la figure 4, le nombre entier N vaut 1. Pour aussi détecter une tentative de piratage avec un tel retard de transmission Δt bien choisi, le procédé et le système selon l'invention utilisent une modulation aléatoire de la phase de l'onde porteuse 27.
Le système de commande selon l'invention comporte à cet effet, dans l'unité centrale 1, un générateur de séquences de signaux aléatoires 39 commandé par le microcontrôleur 20 et relié en sortie au générateur à basse fréquence 24 pour moduler aléatoirement la phase de l'onde porteuse 27 générée. De préférence, la modulation de phase de l'onde porteuse 27 est effectuée de la manière suivante : le générateur de séquences de signaux aléatoires 39 délivre périodiquement avec une période de modulation Tm, un bit de modulation bm valant 0 ou 1. L'émission des bit de modulation bm est commandée par des signaux d'horloge délivrés au générateur de séquences de signaux aléatoires 39 par le microcontrôleur 20, qui comporte une horloge (non représentée). Les bits de modulation bm sont transmis au générateur à basse fréquence 24 par un signal de tension Vm qui peut prendre une valeur haute h et une valeur basse ℓ. Le signal de tension Vm effectue une transition entre ses deux valeurs h et ℓ à chaque fois qu'un bit de valeur 1 est émis, et garde une valeur constante entre temps.
Si la valeur du bit de modulation bm reçu par le générateur à basse fréquence 24 est 0, l'onde porteuse 27 générée est inchangée ; si la valeur du bit de modulation bm reçu par le générateur à basse fréquence 24 est 1, le générateur à basse fréquence 24 fait instantanément subir un saut de phase d'amplitude δ à l'onde porteuse 27. Les sauts de phase générés par le générateur 24 sont alternativement une avance de phase et un retard de phase. Le signal 41 délivré par le générateur 24 au comparateur de phase 40 reste bien sûr toujours conforme à l'onde porteuse 27, en suivant ses sauts de phase.
En référence à nouveau à la figure 4, supposons que le retard de transmission Δt est tel que le déphasage mesuré B" est sensiblement égal à 2π audit instant t0 donné. Après l'écoulement d'une ou plusieurs période de modulation Tm, un premier saut de phase δ a forcément été inséré dans l'onde porteuse 27. En effet, le cas contraire indiquerait que le générateur de signaux aléatoires 39 ne génère que des 0, ce qui est exclu. L'insertion du premier saut de phase dans l'onde porteuse 27 a pour effet de transformer subitement la courbe 41 en la courbe 41' esquissée à la figure 4, comme représenté par la flèche 51. Dans cet exemple, le premier saut de phase est un retard de phase d'amplitude δ égale à π/2.
Sur la figure 5, on a représenté le signal 41' dans lequel le saut de phase a été répercuté, ainsi que sa phase 44', et le signal 42 dans lequel, à cause du retard sensiblement égal à un nombre entier supérieur ou égal à 1 de périodes TBF qu'il présente par rapport au signal 41, le saut de phase n'a encore été répercuté, ainsi que sa phase 50. Entre l'insertion du premier saut de phase et l'insertion du saut de phase suivant, dont la date est par définition aléatoire, le comparateur de phase 40 compare la phase 44 à la phase 50 retardée de TBF. Ainsi, le déphasage mesuré par le module comparateur 40 devient, comme représenté à la figure 5, sensiblement égal à δ. Après l'écoulement d'une période de modulation Tm supplémentaire, soit le bit de modulation généré sera un 0 et l'onde porteuse 27 restera continue, soit le bit de modulation bm généré sera un 1 et l'onde porteuse 27 subira une avance de phase d'amplitude égale à δ. A cause de la succession imprédictible des sauts de phase δ de la porteuse 27, il n'est alors plus possible de choisir le retard de transmission Δt de manière à produire un déphasage mesuré B" qui reste durablement nul.
A cause de la modulation aléatoire de phase de l'onde porteuse 27 décrite ci-dessus, le signal de phase Φ en sortie du comparateur de phase 40 présente, en superposition une composante continue Φc et une composante fluctuante Φf dont l'amplitude est celle du saut de phase δ. La modulation aléatoire de phase de l'onde porteuse 27 a pour conséquence d'étaler en fréquence le signal S1. Plus précisément, l'onde porteuse 27 de fréquence fondamentale f0 a, après modulation en fréquence, un spectre étalé sensiblement dans la plage [f0-δ/(2πTm), f0+δ/(2πTm)]. Le choix du saut de phase δ et de la période de modulation Tm doit donc être fait avec le soucis de respecter la réglementation sur la largeur spectrale des signaux émis dans l'environnement. Pour diminuer l'étalement en fréquence, on peut allonger la période de modulation Tm ou diminuer l'amplitude du saut de phase δ. La période de modulation Tm est donc choisie supérieure ou égale à la période du signal à basse fréquence TBF. De préférence, la période de modulation Tm est de l'ordre de 5 à 10 fois TBF, soit 40 à 80 µs. Ainsi, comme dans l'exemple représenté à la figure 11, la période de modulation Tm est de préférence plus longue que le retard de transmission Δt. La fréquence typique ff des fluctuations du signal de phase fluctuant Φf est donc de l'ordre de 1/Δt, soit par exemple quelques dizaines de kilohertz (kHz).
Le signal de phase Φ en sortie du module comparateur de phase 40 est envoyé à un module de décision 43 apte à détecter la présence d'un déphasage significatif entre les signaux 41 et 42.
Dans un premier mode de réalisation, visible à la figure 6, le module de décision 43 comporte un filtre passe-bas 65, de fréquence de coupure fc par exemple sensiblement égale à 100 kHz afin de supprimer le bruit, relié en série à un comparateur de signal 66 avec un niveau maximal prédéterminé E. Le comparateur de signal 66 est apte à délivrer au microcontrôleur 20 le signal d'annulation An lorsque la valeur du signal de phase Φ est supérieure au niveau maximal E.
Aux figure 7 et 8, on a représenté l'évolution du signal de phase Φ reçu par le comparateur de signal 66 en fonction du temps, autour de l'émission d'un bit de modulation bm de valeur 1, matérialisé par la transition effectuée à l'instant t1=100µs par le signal de tension Vm, représenté par la courbe 73. A chaque émission d'un bit de modulation bm de valeur 1, le saut de phase correspondant, d'amplitude δ choisie égale à π dans cet exemple, est répercuté sur le signal de référence 41 avec le retard opérationnel Dr et sur le signal 42 avec le retard Δt+Q+R. Ainsi, le signal de phase Φ présente à partir de l'instant t1+Dr un créneau de largeur temporelle sensiblement égale au retard de transmission Δt. A cause du filtre passe-bas 65, ce créneau est arrondi.
La courbe 67 représente le signal de phase Φ pour un retard de transmission Δt=0,2 µs, c'est-à-dire typique d'une utilisation normale du système. On constate que le signal de phase Φ est sensiblement constant, de valeur sensiblement égale à -0,75V. Une oscillation 68 marque l'emplacement du créneau correspondant au saut de phase introduit à t1. L'oscillation 68 est d'amplitude très faible car elle est très atténuée par le filtre passe-bas 65. La courbe 69 représente le signal de phase Φ pour un retard de transmission Δt=2 µs. Dans ce cas, les signaux 41 et 42 comparés sont en quadrature. On constate que le signal de phase Φ oscille faiblement autour d'une valeur sensiblement égale à 0V. L'oscillation 70 marque le saut de phase introduit à t1. La courbe 71 représente le signal de phase Φ pour un retard de transmission Δt=4 µs. Dans ce cas, les signaux 41 et 42 comparés sont en opposition de phase. On constate que le signal de phase Φ oscille faiblement autour d'une valeur sensiblement égale à +0,75V. L'oscillation 72, de plus grande amplitude que les précédentes car moins atténuée par le filtre 65, marque le saut de phase introduit à t1. Avec ces trois exemples, on constate que le choix d'un seuil E sensiblement égal à -0,5V permet de détecter un retard de transmission supérieur ou égal à 2 µs. Dans ces exemples, c'est la valeur moyenne du signal de phase Φ qui permet la détection et les sauts de phases ne sont pas exploités.
A la figure 8, on a représenté le signal de phase Φ lorsque le retard de transmission Δt est un nombre entier de périodes TBF. Pour la courbe 74, le retard de transmission est Δt=8µs= TBF. Dans ce cas, on constate que le signal de phase Φ est en moyenne sensiblement égal à -0,75V, mais qu'il présente une large oscillation correspondant au saut de phase introduit à t1. Cette oscillation, dont la largeur temporelle est 8 µs, n'est pas atténuée par le filtre 65, de sorte que le signal de phase Φ franchit momentanément le seuil E=-0,5V. Les courbes 75,76 et 77 représentent le signal de phase Φ dans le cas d'un retard de transmission Δt égal à respectivement 2, 4 et 8 TBF. On constate que l'oscillation correspondant au saut de phase introduit à t1 double de largeur d'une courbe à l'autre et que sa valeur maximale s'approche de 0,75V. Ainsi, les quatre exemples de la figure 8 montrent que le seuil E=-0,5V permet aussi de détecter tout retard de transmission Δt sensiblement égal à un nombre entier N supérieur ou égal à 1 de périodes TBF.
Aux figures 7 et 8, le signal de phase Φ est représenté comme produit par un système analogique, mais il est bien entendu qu'un système de traitement numérique peut être utilisé pour obtenir un résultat équivalent.
Dans un second mode de réalisation, visible à la figure 9, le module de décision 43 comporte deux branches. Une première branche comporte un filtre passe-bas 45 pour lisser le signal de phase Φ. La fréquence de coupure f1 du filtre passe-bas 45 est, par exemple, inférieure à 1 kHz, pour que le signal en sortie du filtre passe-bas 45 soit un signal de phase dit continu Φc, qui ne fluctue pas sur une durée très grande devant la période TBF de l'onde porteuse à basse fréquence 27. Le signal de phase continu Φc est envoyé à un premier comparateur de signal 46 avec un seuil prédéterminé e, dit seuil continu. L'élément comparateur de signal 46 est apte à délivrer un signal caractéristique 47 lorsque la valeur du signal de phase continu Φc est supérieure ou égale au seuil continu e, et à ne délivrer aucun signal lorsque la valeur du signal de phase continu Φc est inférieure au seuil continu e.
Dans le second mode de réalisation, le module de décision 43 comporte, en parallèle avec la première branche, une deuxième branche avec un filtre passe-haut 52 pour détecter le signal de phase fluctuant Φf. La fréquence de coupure f2 du filtre passe-haut 52 est, par exemple, inférieure à 10kHz, pour sélectionner la composante fluctuante Φf et éliminer la composante continue Φc. Le filtre passe-haut 52 est relié en sortie à un amplificateur 53 pour amplifier le signal de phase fluctuant Φf, puis à un deuxième élément comparateur de signal 54, apte à délivrer un signal caractéristique 57 lorsque la valeur absolue du signal de phase fluctuant Φf est supérieure ou égale à un seuil de fluctuation ε, et à ne délivrer aucun signal lorsque la valeur absolue du signal de phase fluctuant Φf est inférieure au seuil de fluctuation ε. Pour être sensible simultanément à l'existence du signal de phase continu Φc et du signal de phase fluctuant Φf, le module de décision 43 comporte une porte logique OU non exclusive 55, reliée en entrée aux deux éléments comparateurs de signal 46 et 54, et apte à délivrer en sortie le signal d'annulation An au microcontrôleur 20 lorsqu'elle reçoit le signal caractéristique 47 et/ou le signal caractéristique 57.
A la figure 10, la courbe 60 représente l'évolution de la valeur absolue de la composante fluctuante Φf en fonction du temps sur plusieurs période de modulation Tm, lors de l'utilisation normale du système. A chaque émission d'un bit de modulation bm de valeur 1, le saut de phase correspondant est répercuté sur le signal de référence 41 avec le retard opérationnel Dr et sur le signal 42 avec le retard P+Q+R. Ainsi, le signal de phase fluctuant Φf présente une succession de créneaux 61 de largeur temporelle sensiblement égale au temps de propagation P, soit quelques nanosecondes.
A la figure 11, la courbe 62 représente l'évolution de la valeur absolue de la composante fluctuante Φf en fonction du temps sur plusieurs période de modulation Tm, lors d'une tentative de piratage par des boítiers-relais. Dans ce cas, chaque saut de phase est répercuté sur le signal 42 avec le retard Δt+Q+R. Ainsi, le signal de phase fluctuant Φf présente dans ce cas une succession de créneaux 63 de largeur temporelle sensiblement égale au retard de transmission Δt, soit de l'ordre de quelques microsecondes.
Comme représenté à la figure 10, lors de l'utilisation normale du système selon l'invention dans le second mode de réalisation, une composante fluctuante Φf non nulle est aussi observée, mais elle présente un temps caractéristique très court, de l'ordre de quelques nanosecondes. L'intégrale de la composante fluctuante Φf sur une période de modulation Tm a donc une valeur inférieure d'un facteur au moins 100 dans le cas d'utilisation normale du système par rapport au cas d'une tentative de piratage. Pour éviter l'émission du signal d'annulation An en réponse à cette fluctuation de très court temps caractéristique, et pour limiter la sensibilité au bruit du système selon l'invention, le deuxième élément comparateur de signal 54 est, de préférence, apte à intégrer le signal de phase fluctuant Φf sur une durée d'intégration Ti plus longue que la période de modulation Tm et à effectuer la comparaison dudit signal de phase fluctuant Φf avec le seuil de fluctuation ε après cette intégration. Par exemple, la durée d'intégration Ti est de l'ordre de 50 à 100 fois Tm. La durée d'intégration Ti est bien sûr inférieure à la durée totale du dialogue bidirectionnel.
Ainsi, pour récapituler, le module de décision 43 du second mode de réalisation est apte à délivrer le signal d'annulation An en cas de tentative de piratage à l'aide de boítiers-relais, à l'exclusion du cas d'utilisation normale du système selon l'invention, de deux manières complémentaires :
  • soit en détectant une composante continue Φc supérieure au seuil continu e, lorsque le retard de transmission Δt est sensiblement différent d'un nombre entier N supérieur ou égal à 1 de périodes TBF ;
  • soit en détectant une composante fluctuante Φf d'amplitude intégrée supérieure au seuil de fluctuation ε, notamment lorsque le retard de transmission Δt est sensiblement égal à un nombre entier N supérieur ou égal à 1 de périodes TBF.
En variante, avec le second mode de réalisation du module de décision 43, le retard opérationnel Dr peut être choisi nul, pour limiter le coût du système par exemple. Dans ce cas, le signal de phase continu Φc a une valeur de référence 0 non nulle sensiblement égale à 0=2π (R+Q)/TBF lors de l'utilisation normale du système. Le seuil continu e du premier comparateur de signal 46 est alors choisi supérieur à la valeur de référence 0. Dans ce cas, le signal de phase fluctuant Φf, lors de l'utilisation normale et d'une tentative de piratage, a un temps caractéristique de fluctuation allongé sensiblement de R+Q. Le deuxième élément comparateur 54 est alors conçu pour discriminer l'un de l'autre le signal en créneaux de largeur typique R+Q+P, obtenu en utilisation normale, du signal en créneaux de largeur typique R+Q+Δt, qui serait obtenu lors d'une tentative de piratage. Dans cette variante, la période de modulation Tm est choisi supérieure au retard R+Q.
Le microcontrôleur 20 est apte à inactiver l'émission de l'ordre d'activation 38 dès qu'il reçoit le signal d'annulation An. Par exemple, le microcontrôleur 20 est apte à interrompre le protocole de communication en cours avant que les données du signal Si nécessaires à l'émission de l'ordre 38 n'aient été reçues par l'unité centrale 1 et/ou à interdire l'émission de l'ordre 38 pendant une durée d'interdiction déterminée à partir de la réception du signal d'annulation An.
Dans une variante de réalisation du dispositif d'identification I, le module de remise en forme 31 est relié au second microcontrôleur 30, comme visible à la figure 12. Dans cette variante, le signal en créneaux 64 est envoyé à un démodulateur 87 dans le module de remise en forme 31 pour récupérer les bits de modulation bm. Le démodulateur 87 comporte un module récupérateur d'horloge 79 pour récupérer un signal 83 conforme à l'onde porteuse 27 à 125kHz et une porte OU exclusif 80. Le signal 83 et le signal en créneaux 64 sont envoyés en entrée de la porte OU exclusif 80, pour former en sortie un signal en créneaux 81 représentant la séquence de bits de modulation bm ayant servi à moduler l'onde 27 à son émission.
Le second microcontrôleur 30 est apte à utiliser le signal 81 pour générer, selon un algorithme prédéterminé et connu de l'unité centrale 1, un signal d'altération 82 pour altérer le signal en créneaux 64. Le signal d'altération 82 est envoyé en entrée d'une seconde porte OU exclusif 88 du module de remise en forme 31. A la seconde entrée de la seconde porte OU exclusif 88 est envoyé un signal en créneaux 64', qui est produit par un diviseur de fréquence 78 du module de remise en forme 31. Le signal en créneaux 64' représente les transitions du signal en créneaux 64 à une fréquence f0' égale à une fraction de la fréquence fondamentale f0. Le diviseur de fréquence 78 permet de limiter la bande passante nécessaire pour le transport du signal 34 vers l'unité centrale 1. Le signal de phase 34 est finalement obtenu en sortie de la seconde porte OU exclusif 88.
Dans cette variante de réalisation, le signal 34 représente les transitions de l'onde porteuse 27 avec ses sauts de phase introduits par le générateur 24, à une fréquence éventuellement réduite, et moyennant les altérations introduites par le second microcontrôleur 30. Par exemple, le second microcontrôleur 30 peut, à l'aide du signal d'altération 82, inverser pendant une durée déterminée la phase du signal 34 par rapport à celle du signal 64.
Ainsi, à la figure 13, on a représenté en fonction du temps le signal de phase Φ en entrée du module comparateur 66 pendant une durée de plusieurs périodes de modulation Tm. La courbe 84 représente le signal de tension Vm correspondant à une séquence aléatoire de bits de modulation bm. Lors du fonctionnement normal du système de commande, le signal de phase Φ est conforme à celui représenté par la courbe 85 et présente une oscillation de faible amplitude à la suite de chaque émission d'un bit de modulation de valeur 1, comme précédemment expliqué. Dans la variante de réalisation décrite ci-dessus, le second microcontrôleur 30 peut introduire une inversion de phase dans le signal 34 à l'instant tI, ce qui provoque une opposition de phase entre les signaux 41 et 42 comparés par le comparateur de phase 40. Le signal de phase Φ prend alors une valeur maximale, comme représenté par la courbe 86, jusqu'à ce que le second microcontrôleur 30 introduise une deuxième inversion de phase qui fera revenir le signal de phase Φ à sa valeur minimale. Dans cette variante, le module de décision 43 est apte à reconnaítre les altérations introduites par le microcontrôleur 20 selon un algorithme prédéterminé et en fonction de la séquence de bits bm reçue, afin de ne pas déclencher le signal d'annulation An lorsqu'une telle altération provoque le franchissement momentané du seuil E par le signal de phase Φ. L'introduction par le second microcontrôleur 30 d'altérations du signal de phase 34 permet de faire échouer une éventuelle tentative de piratage à l'aide d'un simple répéteur de signal qui retransmettrait au véhicule V un signal identique au signal S1 envoyé par celui-ci vers le dispositif d'identification I.

Claims (14)

  1. Procédé de commande à distance pour commander un organe (O) d'un véhicule automobile (V), notamment un moyen de condamnation de l'accès audit véhicule et/ou un moyen de démarrage dudit véhicule, consistant à établir un dialogue bidirectionnel par voie hertzienne entre une unité centrale (1) portée par ledit véhicule (V) et un dispositif portable d'identification (I) destiné à être porté par un utilisateur (U), ledit dialogue comportant au moins une première communication, continue ou interrompue, d'un premier signal (S1) émis depuis un premier émetteur (2,24) de ladite unité centrale (1) vers un premier récepteur (3) dudit dispositif d'identification (I) et une seconde communication, continue ou interrompue, d'un second signal (S2) émis depuis un second émetteur (4) dudit dispositif d'identification (I) vers un second récepteur (5) de ladite unité centrale (1), ledit dialogue ne pouvant s'établir que si la distance séparant ladite unité centrale (1) dudit dispositif d'identification (I) est sensiblement inférieure à une distance de communication prédéterminée (dc), ledit procédé comportant les étapes consistant en :
    (i) le déclenchement de ladite première communication, ledit premier signal (S1) étant porté par une première onde porteuse (27) ;
    (ii) le déclenchement de ladite seconde communication, ladite seconde communication se déroulant au moins partiellement pendant que ladite première communication se poursuit, ledit second signal (S2) comportant un signal d'identification (Si) dudit dispositif d'identification et un signal de phase dit image (34), représentant la phase de ladite première onde porteuse (27) reçue par ledit dispositif d'identification,
    (iii) l'émission d'un ordre d'activation (38) pour activer ledit organe (O) après réception dudit signal d'identification (S;) par ladite unité centrale (1);
    ledit procédé comportant également, simultanément avec lesdites première et seconde communications, une étape de comparaisons successives entre la valeur actuelle de la phase représentée par ledit signal de phase image (42) reçu par ledit second récepteur (5) et la valeur actuelle de la phase d'un signal de référence (41), conforme à l'onde porteuse (27) en cours d'émission par ledit premier émetteur (2,24) retardée d'un retard de référence prédéterminé (Dr), nul ou non nul, la phase représentée par ledit signal de phase image (42) présentant, lors de l'étape de comparaisons, un retard de transmission par rapport à la phase de ladite onde porteuse (27) en cours d'émission par ledit premier émetteur (2,24), ladite émission d'ordre d'activation (38) étant interdite dès que le résultat desdites comparaisons successives (Φ) remplit un critère d'annulation prédéterminé, ledit critère d'annulation étant validé si l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées (Φc , Φ) dépasse un niveau maximal prédéterminé (e, E), caractérisé par le fait que la phase de ladite première onde porteuse (27) subit une modulation aléatoire comprenant l'introduction de sauts de phase pendant la durée de son émission, chaque saut de phase étant marqué par une oscillation (68, 74-77) du signal de phase résultant desdites comparaisons successives dont la largeur temporelle dépend dudit retard de transmission et dudit retard de référence, ledit signal de phase étant filtré par un filtre passe-bas (45, 65) apte à atténuer ladite oscillation (68) pour un retard de transmission typique d'une utilisation normale dudit procédé de commande à distance.
  2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que lesdits sauts de phase sont introduits dans ladite première onde porteuse (27) à des instants aléatoires se succédant à des intervalles irréguliers supérieurs ou égaux à une période de modulation prédéterminée (Tm).
  3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ladite période de modulation (Tm) est sensiblement supérieure à la période (TBF) de ladite première onde porteuse (27) ; de préférence de l'ordre de 5 à 10 fois la période (TBF) de ladite première onde porteuse (27).
  4. Procédé selon l'une des revendications 2 et 3, caractérisé par le fait que l'amplitude desdits saut de phase (δϕ) est sensiblement fixe.
  5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé par le fait que le rapport entre ladite amplitude (δϕ) et ladite période de modulation (Tm) est nettement inférieur à la fréquence fondamentale (f0) de ladite première onde porteuse (27), de préférence inférieur à 1/5e de cette fréquence fondamentale (f0).
  6. Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que la phase représentée par ledit signal de phase image (42) présente, par rapport à la phase de ladite onde porteuse (27), des altérations introduites par le dispositif d'identification (I) en fonction desdits sauts de phase selon un algorithme prédéterminé connu de ladite unité centrale (1).
  7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé par le fait que, ledit retard de transmission étant dépendant du temps nécessaire au trajet dudit premier signal (S1) entre ladite unité centrale (1) et ledit dispositif d'identification (I) et du temps nécessaire au trajet dudit second signal (S2) entre ledit dispositif d'identification (I) et ladite unité centrale (1), ledit retard de référence (Dr) est choisi sensiblement égal à un retard normal prédéterminé (R+Q), ledit retard normal (R+Q) étant sensiblement la valeur fixe dudit retard de transmission lorsque la distance séparant ladite unité centrale (1) dudit dispositif d'identification (I) est sensiblement inférieure à ladite distance de communication prédéterminée (dc).
  8. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé par le fait que l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées (Φ) comporte la somme d'une composante dite continue (Φc), sensiblement constante sur une durée supérieure à ladite période de modulation (Tm), et d'une composante fluctuante (Φf) sur la durée de ladite période de modulation (Tm), ledit critère d'annulation étant validé dès que la valeur absolue de ladite composante continue (Φc) dépasse un premier seuil prédéterminé (e).
  9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé par le fait que ledit critère d'annulation est validé dès que l'intégrale de l'amplitude de ladite composante fluctuante (Φf) sur une durée d'intégration prédéterminée (Ti) dépasse un second seuil prédéterminé (ε).
  10. Système pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, comprenant ladite unité centrale (1) et ledit dispositif portable d'identification (I), ladite unité centrale (1) comportant un premier microcontrôleur (20) lié audit organe (O) pour lui délivrer ledit ordre d'activation (38), ledit premier émetteur radio-fréquence (2,24) lié audit premier microcontrôleur (20) pour émettre ladite première onde porteuse (27) et ledit premier signal (S1), ledit second récepteur radio-fréquence (5) pour recevoir ledit second signal (S2), un module comparateur de phase (40) lié audit second récepteur (5) et audit premier émetteur (2,24) pour effecteur lesdites comparaisons successives ; ledit dispositif d'identification (I) comportant ledit premier récepteur radio-fréquence (3) pour recevoir ledit premier signal (S1), un second microcontrôleur (30) pour générer ledit signal d'identification (Si), ledit second émetteur radio-fréquence (4) pour émettre ledit second signal (S2), ledit second émetteur (4) étant lié audit premier récepteur (3) pour recevoir ledit signal de phase image (34) et audit second microcontrôleur (30) pour recevoir ledit signal d'identification (Si), caractérisé par le fait que ladite unité centrale (1) comporte un générateur de séquence aléatoire de signaux (39) lié audit premier émetteur (2,24) pour moduler la phase de ladite première onde porteuse (27) par l'introduction de sauts de phase au cours de son émission, et un module de décision (43) lié audit module comparateur de phase (40) pour recevoir le résultat desdites comparaisons (Φ) et lié audit premier microcontrôleur (20) pour lui délivrer un signal d'annulation (An) de ladite émission d'ordre d'activation (38) dès que ledit critère d'annulation est validé, ledit module de décision (43) comportant ledit filtre passe-bas (45, 65) dont l'entrée est reliée à la sortie dudit module comparateur de phase (40) et dont la sortie est reliée à un comparateur de signal (46, 66) pour comparer l'écart entre lesdites deux valeurs de phase comparées (Φc, Φ) à un niveau maximal prédéterminé (e, E).
  11. Système selon la revendication 10, caractérisé par le fait que ledit système est aussi pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 2, ledit générateur de séquence aléatoire de signaux (39) étant apte à délivrer de manière périodique audit premier émetteur (2) un signal binaire aléatoire (bm), ledit premier émetteur (2,24) étant apte à introduire un saut de phase dans ladite première onde porteuse (27) à chaque fois que ledit signal binaire (bm) reçu prend une valeur prédéterminée.
  12. Système selon la revendication 11, caractérisé par le fait que ledit système est aussi pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 6, ledit dispositif d'identification (I) comportant un démodulateur (87) lié au premier récepteur (3) pour recevoir ladite première onde porteuse (27) et au second microcontrôleur (30) pour lui délivrer ledit signal binaire aléatoire (bm) démodulé de ladite première onde porteuse (27) ; ledit second microcontrôleur (30) étant apte à modifier ledit signal de phase image (34) en fonction dudit signal binaire aléatoire (bm).
  13. Système selon la revendication 11 ou 12, caractérisé par le fait que ledit système est aussi pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 9, ledit module de décision (43) comportant un filtre passe-haut (52) dont l'entrée est reliée à la sortie dudit module comparateur de phase (40) pour extraire ladite composante fluctuante (Φf) dudit résultat des comparaisons (Φ) et dont la sortie est reliée à un second comparateur (54), distinct ou non du comparateur de signal (66), pour comparer ladite composante fluctuante (Φf) audit second seuil prédéterminé (ε).
  14. Système selon l'une des revendications 10 à 13, caractérisé par le fait que ledit premier émetteur (2,24) est apte à émettre ledit premier signal (S1) par modulation d'amplitude ou de phase de ladite première onde porteuse (27).
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