EP1198885B1 - Elektronische antriebssteuerung - Google Patents

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EP1198885B1
EP1198885B1 EP00949356A EP00949356A EP1198885B1 EP 1198885 B1 EP1198885 B1 EP 1198885B1 EP 00949356 A EP00949356 A EP 00949356A EP 00949356 A EP00949356 A EP 00949356A EP 1198885 B1 EP1198885 B1 EP 1198885B1
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EP
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drive control
combination
electronic drive
mechanism according
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Wolfgang Meid
Wilhelm Melchert
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Eaton Industries GmbH
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Moeller GmbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/002—Monitoring or fail-safe circuits

Definitions

  • the invention relates to an electronic drive control according to the preamble of Claim 1.
  • EP 0 789 378 A1 describes an electronic drive control for one Magnetic drive with pulse width modulation of the armature current is known. Operation of the Armature coil is made with a constant voltage.
  • US-A-5 579 194 there is one electronic drive control for controlling a drive coil of a contactor described that a pulse width signal generated by a calculator and a Has semiconductor switch.
  • the pulse width ratio is represented by a downstream pulse shaper stage changeable.
  • the frequency of a pulse width modulator (PWM) or the T on time cannot be chosen arbitrarily. Due to the development of noise in the magnetic circuit due to the pulsing of the drive coil, in contrast to the pull-in control, in which this brief noise development is completely covered by the movement process of the entire drive, the PWM frequency for the holding operation must be set to a frequency which is outside the human Listening area. Frequencies outside the human hearing range are above 20 kHz. This corresponds to a period of 50 ⁇ s. The required current reduction to the holding mode would result in a relatively short T on time of, for example, 400 ns, taking into account reserve reserves and other factors.
  • PWM pulse width modulator
  • the object of the invention is therefore to provide an electronic drive control Preamble of claim 1 to create with a large Voltage range of the holding operation realized with as little loss and noise as possible can be.
  • the object of the invention is characterized by the characterizing features of Claim 1 solved, while in the dependent claims particularly advantageous Developments of the invention are characterized.
  • the holding pulses can be correspondingly finely graduated by the invention.
  • the Holding power is minimized in a simple manner.
  • Fig. 1 shows the drive coil 1 of a contactor with a free-wheeling diode 2, with a semiconductor switch 3 for the holding mode, a further semiconductor switch 4 for the tightening operation and the pulse shaper stage 5, which is the control input of the semiconductor element 3 is connected upstream.
  • the temperature is already taken into account on the analog side of the voltage measurement, in that the gain factor of the operational amplifier 6 is influenced by a temperature-dependent resistance in such a way that the measured input voltage is multiplied by the reciprocal of the correction factor k T. This results in complete temperature compensation of the drive coil.
  • the PWM determination is carried out by means of a map control, which is shown in FIG. 2.
  • the PWM values are calculated in advance, taking into account all determinable, constant correction factors, and are stored as a fixed correction table in a data memory 8 of a microcontroller.
  • the output value of an A / D converter 7, with which the input voltage is measured, serves as an address pointer, so that the associated T ON or T OFF time can be read directly from the data memory cell addressed in this way.
  • the clock ratio of the PWM modulator 9 is not arbitrary, but rather can only be set as an integral multiple of the clock frequency or a variable derived therefrom.
  • the microcontroller is operated with an oscillator of 10 MHz.
  • the oscillator frequency is reduced internally again by a divider 10/1 to a clock frequency of 1 MHz, so that a minimum of 1 ⁇ s can be set as the shortest T ON time.
  • the shortest T ON time that the microcontroller can deliver is therefore longer than the minimum time required for the PWM signal, so that an additional pulse shaping stage between the PWM output of the microcontroller and the semiconductor switch is required for the hold mode, with which the T ON time of the microcontroller can be reduced accordingly. Furthermore, this pulse shaping stage is required so that the T ON time can be resolved more finely in order to minimize the step size of the holding current and thus the holding power (P Halt ⁇ I Halt 2 ).
  • FIG. 3 shows the structure of the pulse shaper stage 5 from FIG. 1.
  • the negated PWM signal (open collector) of the microcontroller is connected here to a capacitor 11 via a decoupling diode 10.
  • the voltage at the capacitor 11 is monitored via an inverter 12 with a Schmitt trigger input.
  • the switching level is approx. 60% of the supply voltage V CC .
  • With the falling edge of the PWM signal of the microcontroller up to four outputs are activated Q 1 - Q 4 of the microcontroller controlled with open collector. These outputs discharge the capacitor 11 via the stepped resistors R1 to R4. As soon as the voltage across the capacitor has dropped below the threshold voltage, the semiconductor switch 3 is activated via the inverter 12.
  • the negated outputs Q 1 - Q 4 of the microcontroller can be switched to open-collector transistor stages 13 with discharge resistors R1-R4, the pulse width of the control signal of the semiconductor switch 3 being determinable by the PWM output and the RC combination.

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Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Antriebssteuerung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Aus der EP 0 789 378 A1 ist eine elektronische Antriebssteuerung für einen Magnetantrieb mit Pulsweitenmodulation des Ankerstromes bekannt. Der Betrieb der Ankerspule erfolgt mit einer konstanten Spannung. In der US-A-5 579 194 ist eine elektronische Antriebssteuerung zur Steuerung einer Antriebspule eines Schützes beschrieben, die ein durch ein Rechenwerk erzeugtes Pulsweitensignal und einem Halbleiterschalter aufweist. Hierbei ist das Pulsweitenverhältnis durch eine nachgeschaltete Impulsformerstufe veränderbar.
Bekannt ist es auch, Microkontroller für derartige Steuerungen einzusetzen. Beim sogenannten Haltebetrieb verringert man den Anzugsstrom um den Faktor 7 bis 12. Um den Haltestrom, und damit die Verlustleistung in der Antriebsspule, möglichst gering zu halten, ist es aufgrund des großen Spannungsbereiches, für die derartige Steuerungen einsetzbar sein sollen, erforderlich, den Haltestrom nicht nur herabzusetzen, sondern auch über den gesamten Spannungsbereich auf einen möglichst geringen Wert konstant zu halten.
Die Frequenz eines Pulsweitenmodulators (PWM) bzw. die Ton-Zeit kann nicht beliebig gewählt werden. Aufgrund von Geräuschentwicklungen des Magnetkreises durch das Pulsen der Antriebsspule ist es im Gegensatz zur Anzugssteuerung, bei der diese kurzzeitige Geräuschentwicklung vollständig durch den Bewegungsvorgang des gesamten Antriebs überdeckt wird, erforderlich, die PWM-Frequenz für den Haltebetrieb auf eine Frequenz festzulegen, die außerhalb des menschlichen Hörbereichs liegt. Frequenzen außerhalb des menschlichen Hörbereichs liegen oberhalb von 20 kHz. Dies entspricht einer Periodendauer von 50 µs. Durch die erforderliche Stromreduzierung auf den Haltebetrieb würde sich unter Berücksichtigung von Stellreserven und sonstigen Faktoren eine relativ kurze Ton-Zeit von beispielsweise 400ns ergeben.
Dies läßt sich jedoch nicht immer realisieren, da unter Verwendung von Microkontrollern das Taktverhältnis des PWM-Modulators nicht beliebig, sondern nur als ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz oder einer daraus abgeleiteten Größe einstellbar ist. Üblich sind Oszillatorfrequenzen bei derartigen Kontrollem von beispielsweise 10 MHz, die intern auf eine Taktfrequenz von 1 MHz heruntergesetzt sind. Als kürzeste Ton-Zeit kann daher nur minimal 1µs eingestellt werden.
Um jedoch für das menschliche Gehör unangenehme Geräusche zu vermeiden, und möglichst energiesparend und verlustarm einen derartigen Antrieb im Haltebetrieb betreiben zu können, sind jedoch wesentlich kürzere Ton-Zeiten erforderlich. Darüber hinaus muß berücksichtigt werden, daß derartige Antriebe für einen relativ großen Spannungsbereich geeignet sein sollen und die Halteimpulse entsprechend variabel sein müssen.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine elektronische Antriebssteuerung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 zu schaffen, mit der über einen großen Spannungsbereich der Haltebetrieb möglichst verlust- und geräuscharm realisiert werden kann.
Die Aufgabe der Erfindung wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst, während in den abhängigen Ansprüchen besonders vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung gekennzeichnet sind.
Durch die Erfindung sind die Halteimpulse entsprechend fein abstufbar. Die Halteleistung wird in einfacher Weise minimiert.
Anhand der Zeichnung, in der ein Ausführungsbeispiel dargestellt ist, sollen die Erfindung, weitere Ausgestaltungen und Verbesserungen der Erfindung und weitere Vorteile näher beschrieben und erläutert werden.
Es zeigt:
Fig. 1
eine Darstellung der Antriebsspule mit Halbleiterschaltem für Anzugund Haltebetrieb,
Fig. 2
eine Darstellung der Kennfeldsteuerung,
Fig. 3
eine Darstellung der Impulsformerstufe und
Fig. 4
ein Impuls- und Spannungsdiagramm.
Die Fig. 1 zeigt die Antriebsspule 1 eines Schützes mit einer Freilaufdiode 2, mit einem Halbleiterschalter 3 für den Haltebetrieb, einem weiteren Halbleiterschalter 4 für den Anzugbetrieb und der Impulsformerstufe 5, die dem Steuereingang des Halbleiterelementes 3 vorgeschaltet ist.
Es ist erforderlich, die Widerstandsänderung der Antriebsspule in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur (ϑ) zu kompensieren, wobei die entsprechende Kompensationsschaltung mit dem Bezugszeichen 6 in Fig. 2 angedeutet ist.
Die Temperatur wird bereits auf der Analogseite der Spannungsmessung berücksichtigt, indem durch einen temperaturabhängigen Widerstand der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 6 derart beeinflußt wird, daß die gemessene Eingangsspannung mit dem Kehrwert des Korrekturfaktors kT multipliziert wird. Damit ergibt sich eine vollständige Temperaturkompensation der Antriebsspule.
Aufgrund des erforderlichen Rechenaufwandes wird die PWM-Bestimmung mittels einer Kennfeldsteuerung durchgeführt, die in Fig. 2 gezeigt ist. Bei dieser Steuerung, werden die PWM-Werte unter Berücksichtigung aller bestimmbaren, konstanten Korrekturfaktoren bereits im Vorfeld berechnet und als feste Korrekturtabelle in einem Datenspeicher 8 eines Microkontrollers abgelegt. Der Ausgangswert eines A/D-Wandlers 7, mit dem die Eingangsspannung gemessen wird, dient dabei als Adresszeiger, so daß aus der so adressierten Datenspeicherzelle die dazugehörige TON- bzw. TOFF-Zeit direkt ausgelesen werden kann. Alternativ zu der Temperaturkompensationsschaltung kann noch der variable Korrekturfaktor kT = 1 + αCU * Δυ für die Temperaturkompensation softwaremäßig berücksichtigt werden. Dieser kann eingerechnet, oder, wie hier ausgeführt, bereits durch "Verbiegen" des Spannungszeigers auf der Analogseite der Spannungsmessung berücksichtigt werden.
Bei Microkontrollern ist das Taktverhältnis des PWM-Modulators 9 nicht beliebig, sondern vielmehr nur als ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz oder einer daraus abgeleiteten Größe einstellbar. Im vorliegenden Fall wird der Microkontroller mit einem Oszillator von 10 MHz betrieben. Die Oszillatorfrequenz wird intern nochmals durch einen Teiler 10/1 auf eine Taktfrequenz von 1 MHz heruntergesetzt, so daß als kürzeste TON-Zeit minimal 1 µs eingestellt werden kann.
Damit ist die kürzeste TON-Zeit, die der Microkontroller liefern kann, länger als die minimal für das PWM-Signal geforderte Zeit, so daß für den Haltebetrieb eine zusätzliche Impulsformerstufe zwischen dem PWM-Ausgang des Microkontrollers und dem Halbleiterschalter erforderlich ist, mit der die TON-Zeit des Microkontrollers entsprechend verkürzt werden kann. Des weiteren ist diese Impulsformerstufe erforderlich, damit die TON-Zeit feiner aufgelöst werden kann, um die Schrittweite des Haltestromes, und damit der Halteleistung (PHalte ∼ IHalte 2), zu minimieren.
Fig. 3 zeigt den Aufbau der Impulsformerstufe 5 aus Fig. 1. Das negierte PWM-Signal (Open- Kollektor) des Microkontrollers wird hier über eine Entkopplungsdiode 10 auf einen Kondensator 11 geschaltet. Die Spannung am Kondensator 11 wird über einen inverter 12 mit Schmitt-Trigger Eingang überwacht. Der Schaltpegel liegt bei ca. 60% von der Versorgungsspannung VCC. Gleichzeitig mit der fallenden Flanke des PWM-Signals des Microkontrollers werden bis zu vier Ausgänge Q1 - Q4 des Microkontrollers mit Open-Kollektor angesteuert. Diese Ausgänge entladen über die abgestuften Widerstände R1 bis R4 den Kondensator 11. Sobald die Spannung am Kondensator unter die Schwellenspannung abgesunken ist, wird der Halbleiterschalter 3 über den Inverter 12 angesteuert. Die negierten Ausgänge Q1 - Q4 des Microkontrollers sind auf Openkollektor-Transistorstufen 13 mit Entladewiderständen R1-R4 schaltbar, wobei die Impulsbreite des Ansteuersignals des Halbleiterschalters 3 durch den PWM-Ausgang und die RC-Kombination bestimmbar ist.
Anhand der Fig. 4 soll die Funktionsweise der Impulsformerstufe 5 (in Fig. 3) näher erläutert werden:
Wenn das PWM-Signal auf 0 Volt fällt, entlädt sich der Kondensator 11 in Abhängigkeit der RC-Zeitkonstante, die durch R1 bis R4 bestimmt ist. Bei einer schnellen Entladung (R1-4 = min) fällt die Spannung Uc schneller ab, was zu einem früheren Erreichen von Uc unterhalb der Schaltschwelle des Inverters führt und zu einem negierten PWM-Signal mit großer TON-Zeit, wie das dritte Diagramm von oben zeigt. Bei Zuschaltung einer großen Zeitkonstanten fällt die Spannung am Kondensator 11 langsamer ab, was zu einer kurzen TON-Zeit führt, wie das unterste Diagramm zeigt.
Außerdem ergibt sich durch einen großen Nennspannungsbereich und einer kombinierten AC/DC-Versorgung eine drastische Reduzierung der Spulenvarianten. Dieses Ziel ist dadurch zu erreichen, daß die Spannung an der Antriebsspule, unabhängig von der anstehenden Versorgungsspannung, konstant gehalten wird. Bei der im folgenden beschriebenen Lösung für Schütze großer Leistung wird dies durch eine spannungsgeführte Steuerung erreicht. Zur dynamischen Bestimmung des PWM-Verhältnisses ist eine dynamische Erfassung der Eingangsspannung erforderlich. Um eine einfache Ankopplung des Meßsignals zu ermöglichen, erfolgt die Spannungsmessung dabei auf der DC-Seite hinter einem nicht näher gezeigten Brückengleichrichter: Die Filterung der Eingangsspannung erfolgt über ein T-Filter, das vor dem Microkontroller angeordnet ist.
Liste der Bezugszeichen
  • Antriebsspule 1
  • Freilaufdiode 2
  • Halbleiterschalter 3
  • weiterer Halbleiterschalter 4
  • Impulsformerstufe 5
  • Kompensationsschaltung 6
  • A/D-Wandler 7
  • Datenspeicher 8
  • PWM-Modulators 9
  • Entkopplungsdiode 10
  • Kondensator 11
  • Inverter 12
  • Openkollektor-Transistorstufen 13

    • Claims (6)

    1. Elektronische Antriebssteuerung zur Steuerung einer Antriebsspule (1) eines Schützes, die ein durch ein Rechenwerk erzeugtes Pulsweitensignal und mindestens einen Halbleiterschalter (3) aufweist, wobei das Pulsweitensignal durch eine nachgeschaltete Impulsformerstufe (5) veränderbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das negierte PWM-Signal eines Microkontrollers auf eine vorwählbare RC-Kombination (C, R1-R4) geschaltet wird, daß der Halbleiterschalter (3) durch einen der RC-Kombination nachgeschalteten Inverter (12) mit Schmitt-Trigger-Eingang ansteuerbar ist, daß die Vorwahl der RC-Kombination über mehrere Ausgänge ( Q1 - Q4) des Microkontrollers auf Openkollektor-Transistorstufen (13) der Entladewiderstände (R1-R4) der RC-Kombination (C, R1-R4) geschieht, wobei die Impulsbreite des Ansteuersignals des Halbleiterschalters (3) durch den PWM-Ausgang und die vorgewählte RC-Kombination bestimmt ist.
    2. Elektronische Antriebssteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vier Ausgänge des Microkontrollers ( Q1 - Q4) vorhanden sind, die mit entsprechender Abstufung der RC-Kombination (C, R1-R4) das PWM-Signal in 16 Stufen auflösen.
    3. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Pulsweitenverhältnis von 1/50 auf 1/500 einstellbar ist.
    4. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filterung der Eingangsspannung über ein T-Filter erfolgt, das vor dem Microkontroller angeordnet ist.
    5. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationsschaltung (6) zur Temperaturkompensation der Antriebsspule (1) vorhanden ist und daß die Kompensationsschaltung (6) einen Temperaturbeiwert aufweist, der etwa dem doppelten Temperaturbeiwert von Kupfer entspricht.
    6. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Microkontroller einen nicht-flüchtigen Datenspeicher (8) umfaßt, in dem eine Korrekturtabelle mit PWM-Werten abgelegt ist.
    EP00949356A 1999-07-26 2000-07-15 Elektronische antriebssteuerung Expired - Lifetime EP1198885B1 (de)

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    DE19935045A DE19935045A1 (de) 1999-07-26 1999-07-26 Elektronische Antriebssteuerung
    DE19935045 1999-07-26
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    EP1198885A1 EP1198885A1 (de) 2002-04-24
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