EP1319260A1 - Koplanarer wellenleiterschalter - Google Patents

Koplanarer wellenleiterschalter

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EP1319260A1
EP1319260A1 EP01955268A EP01955268A EP1319260A1 EP 1319260 A1 EP1319260 A1 EP 1319260A1 EP 01955268 A EP01955268 A EP 01955268A EP 01955268 A EP01955268 A EP 01955268A EP 1319260 A1 EP1319260 A1 EP 1319260A1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
connection
capacitor
signal line
capacitance
waveguide
Prior art date
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Application number
EP01955268A
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English (en)
French (fr)
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EP1319260B1 (de
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Roland Mueller-Fiedler
Thomas Walter
Markus Ulm
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1319260A1 publication Critical patent/EP1319260A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1319260B1 publication Critical patent/EP1319260B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H01P1/12—Auxiliary devices for switching or interrupting by mechanical chopper
    • H01P1/127—Strip line switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H59/00—Electrostatic relays; Electro-adhesion relays
    • H01H59/0009—Electrostatic relays; Electro-adhesion relays making use of micromechanics

Definitions

  • Micromechanically manufactured high-frequency short-circuit switches consist of a thin metal bridge which is stretched between the ground lines of a coplanar waveguide. This bridge is electrostatically drawn onto a thin dielectric which is applied to the signal line, as a result of which the capacitance of the plate capacitor formed from the bridge and signal line is increased. This capacitance between the signal line and the ground line influences the propagation properties of the electromagnetic waves guided on the waveguide.
  • the metal bridge In the "Off N" state (the metal bridge is below), a large part of the power is reflected. In the "on” state (the metal bridge is up) a large part of the power is transmitted.
  • the device according to the invention with the features of the main claim has the advantage that the length of the metal bridge, ie the length of the second electrically conductive connection, does not depend on the spacing of the ground lines of the coplanar waveguide, ie the spacing of the Ground lines of the waveguide can be selected independently of the length of the second connection and vice versa.
  • an RF microswitch with the features "short distance between the ground lines", “high operating frequency”, “large extension of the second connection, ie the metal bridge” and “low switching voltage” can be easily implemented.
  • the inductance connected in series with the capacitor through the first electrically conductive connection between the ground lines of the coplanar waveguide is selected independently of the design of the signal line.
  • first and second connections are metallic connections.
  • all material-specific and process engineering advantages of using metals as electrically conductive connections are used according to the invention.
  • the second connection is mechanically deformable such that the distance between the first connection and the second connection can be changed at least in a partial area of the second connection.
  • a capacitor is thus produced with simple means, the capacitance of which can be changed.
  • L5 Determine the distance of the ground lines of the coplanar waveguide.
  • the insertion loss is also adjustable in this way '.
  • Signal line and the ground lines forms. This makes it possible to provide different shapes and dimensions for the first connection, so that the inductance resulting from the first connection can be predetermined within wide limits.
  • the common impedance of the first capacitance and the inductance essentially corresponds to their ohmic resistance 10 at an operating frequency. This makes it possible to have a particularly large one
  • Isolation ie a particularly large reflection coefficient to achieve with the short-circuit switch turned off. It is also advantageous that approximately 77 GHz or approximately 24 GHz is provided as the operating frequency. This makes it possible to use the device according to the invention for ACC (Adaptive Cruise Control) or SRR (Short Range Radar) applications.
  • ACC Adaptive Cruise Control
  • SRR Short Range Radar
  • the predetermined length is provided such that reflections at a transition between the signal line and the second connection L0 are compensated for. As a result, the insertion loss of
  • FIG. 1 shows a device according to the invention with a
  • FIG. 2 shows the device according to the invention with a capacitor in a sectional view along the section line C from FIG. 1,
  • FIG. 3 shows the device according to the invention with a capacitor in a sectional view along section line A from FIG. 1,
  • FIG. 4 shows the device according to the invention with a capacitor in a sectional view along section line B from FIG. 1,
  • Figure 5 shows the device according to the invention with a capacitor in a perspective view
  • FIG. 1 shows a micromechanical high-frequency short-circuit switch as an example of the device according to the invention with a capacitor.
  • a coplanar waveguide is applied to a substrate 100.
  • the coplanar waveguide consists in particular of three coplanar, electrically conductive lines which, at least locally, are guided essentially parallel to one another.
  • the lines of the coplanar waveguide are in particular provided in a metallic manner and applied to the substrate in particular by means of one or more galvanic process steps.
  • the substrate 100 has in particular the property of having a low loss angle.
  • FIG. 1 shows a top view of a device of interest for the device according to the invention
  • the two ground lines 110, 111 of the coplanar waveguide are connected by means of a first electrically conductive connection 130.
  • the first connection 130 is in this case, for example, applied directly to the substrate 100 and has a low “height” in comparison to the “height” of the ground lines 110, 111, i.e. the first connection 130 connects the ground lines 110, 111 at their “foot” on the substrate 100.
  • the first connection 130 In the area of the first connection 130 there is the
  • connection 130 is also not connected to the signal line 120 in an electrically conductive manner.
  • a layer of one in FIG. 1 is not on the first connection 130 in the area of the interruption of the signal line 120 dielectric shown applied.
  • the interrupted signal line 120 is connected by means of a second electrically conductive connection 121.
  • the second connection 121 is provided according to the invention in particular in the form of a metal connecting bridge between the ends of the interrupted signal line 120. According to the invention, however, the second connection 121 is provided at a certain distance from the plane of the substrate 100, the distance of the second connection 121 from the substrate 100 or from the first connection 130 corresponding approximately to the height of the signal line 120.
  • the second connection 121 between the ends of the interrupted signal line 120.
  • the second connection 121 is also referred to as a bridge or metal bridge 121.
  • a line of intersection marked with the letter C a line of intersection marked with the letter C
  • a second line of intersection marked with the letter A a third line of intersection marked with the letter B.
  • the first line of intersection intersects the device according to the invention perpendicular to the course of the ground lines 110, 111 and the signal line 120 in the region of the first connection 130 between the ground lines 110, 111.
  • the second cutting line intersects the device according to the invention parallel to the course of the lines 110, 111, 120 of the coplanar waveguide in the
  • the third section line intersects the device according to the invention parallel to the course of the lines 110, 111, 120 of the coplanar waveguide in the area of the signal line 120 or - where the signal line 120 is interrupted - in the area of the second connection 121.
  • FIG. 2 shows a sectional illustration of the device according to the invention along the first section line (letter C) from FIG. 1.
  • the substrate 100 the first ground line 110 and the second ground line 111 of the coplanar waveguide are shown.
  • the signal line 120 of the waveguide is arranged between the ground lines 110, 111 of the coplanar waveguide.
  • the spatial arrangement of the first connection 130 and the second connection 121 is particularly clear in terms of their distance from the surface of the substrate 100.
  • the first connection 130 is applied directly to the substrate 100 in FIG. 2, while the second connection 121 is applied to the signal line 120 and is therefore provided at a distance from the level of the signal or ground line 110, 111, 120 from the plane of the substrate 100 is.
  • FIG. 3 shows the device according to the invention in a sectional illustration along the section line A from FIG. 1. Only the substrate 100 and the first ground line 110 are visible.
  • FIG. 4 shows the device according to the invention along the third section line (letter B).
  • the signal line 120 of the coplanar waveguide is provided on the substrate 100.
  • the signal line 120 is interrupted over a predetermined length 122.
  • the second connection 121 bridges the signal line 120.
  • the second connection 121 connects the two ends of the signal line 120 caused by the interruption of the signal line 120.
  • the second connection 121 is provided in the exemplary embodiment in particular at a distance from the substrate 100 which corresponds to the height of the signal line 120. 4 is the first connection
  • the dielectric layer 140 already mentioned in connection with FIG. 1 is located above the first connection 130.
  • the device according to the invention is shown in perspective.
  • the first ground line 110 and the second ground line 111 of the waveguide are located on the substrate 100.
  • the interrupted one is located between these ground lines 110, 111
  • Signal line 120 The two ends of signal line 120 are bridged by second connection 121.
  • the dielectric layer 140 is also shown in FIG. Those below the dielectric layer 140, i.e. towards the substrate 100, provided first
  • Connection 130 between the ground lines 110, 111 is not shown in FIG. 5 because of the perspective illustration.
  • FIG. 6 shows an equivalent circuit diagram of the arrangement according to the invention.
  • the two ground lines 110, 111 are shown only in the form of a single line of the coplanar waveguide. This is because the ground lines 110, 111 are at the same potential.
  • the signal line 120 of the coplanar waveguide is also shown in FIG. 6.
  • a capacitor 200 and an inductor 210 are arranged in series between the signal line 120 and the ground lines 110, 111.
  • the capacitor 200 is at least partially realized by the first connection 130 and the second connection 121, both of which are not shown in FIG. 6.
  • the capacitance of the capacitor 200 is provided to be changeable, specifically according to the invention in that the second connection 121 deforms mechanically and thus changes its distance from the first connection 130 at least in partial areas, which influences the capacitance of the capacitor 200.
  • the inductance 210 is essentially realized by the first connection 130.
  • an inductance is generated, which can be predetermined by changing the length-width ratio, the shape, for example meandering or the like.
  • FIGS. 4 and 5 show the mechanically deformable second connection 121 for the case in which the section of the coplanar waveguide shown has a high transmission coefficient and a low reflection coefficient.
  • Connection 130 and the second connection 121 which together with the electrical properties of the
  • Dielectric layer 140 decisively determine the capacitance of the capacitor 200 are shown in FIG. 4 with the maximum distance.
  • the capacitance of the capacitor 200 is very small in this case and is decisive for the input damping of a short-circuit switch, for example.
  • an electrical voltage for example a DC voltage
  • the dielectric in particular silicon dioxide or silicon nitride, prevents galvanic contact of the device, in particular in the form of a switch, in the switched-off state.
  • the capacitance of the capacitor 200 essentially formed from the first connection 130 and the second connection 121 changes, so that its capacitance becomes larger.
  • the state (not shown in FIG. 4) of a second connection 121 drawn by an electrical voltage to the first connection 130 corresponds to a switch which is switched off. This is the case because it is provided according to the invention that the waveguide, which comprises the section shown in FIGS. 1 to 4, is operated at a predetermined operating frequency.
  • the capacitance of the capacitor 200 assumes two capacitance values as a function of an electrical voltage between the two connections 130, 121, which are referred to below as the first capacitance value or also the first capacitance and as the second capacitance value or also the second capacitance.
  • the first capacitance corresponds to the switched-off state, ie the first connection 121 is drawn to the first connection 130 due to the applied electrical voltage.
  • the second capacitance thus corresponds to the switched-on case shown in FIG. 4, where the second connection 121 is not mechanically deformed.
  • the first capacitance and the second capacitance are determined by varying in particular the width and length of the first connection 130 and the second connection 121 as well as the thickness and the material properties of the dielectric layer and the height of the signal line 120.
  • the connections 130, 121, the dielectric layer 140 and the signal line 120 are dimensioned such that the impedance of a series connection of the first capacitance and an inductance formed by the first connection 130 in the Operating frequency is just canceled, or becomes as small as possible.
  • the inductance 210 is essentially set by the dimensioning and shaping of the first connection 130 between the ground lines 110, 111 of the waveguide.
  • the second connection 121 is a thin metal bridge that is stretched between the ends of the interrupted signal line 120 of the waveguide.
  • the first connection 130 acts as a DC short circuit between the ground lines 110, 111.
  • the first connection 130 acts with the second connection 121 as a plate capacitor.
  • an inductance (at operating frequency) arranged in series with the plate capacitor can be set.
  • a series resonant circuit is formed by the inductance in series with the plate capacitor, the resonance frequency of which, when the second connection 121 is switched off, is suitably dimensioned by
  • Inductance and capacitance of the plate capacitor is at the operating frequency of the device.
  • the impedance between signal line 120 and ground lines 110, 111 is greatly reduced compared to the impedance of the pure plate capacitor (without inductance), which significantly improves the insulation of a device designed as a high-frequency switch.
  • the insulation is now limited by the ohmic losses in the second connection 121 and in the first connection 130.
  • the device or the component or component at operating frequency is reduced by the reduced capacitance of the plate capacitor (second connection 121 or bridge 121 "). above ", ie operated at a relatively large distance from the substrate) outside this resonance frequency, so that there is no higher insertion loss.
  • the length of the second connection 121 is suitably dimensioned (for example half of the effective wavelength at the operating frequency), the reflections at the joints or the transition points between the coplanar waveguide (ie the ends of the signal line 120) and the second connection 121 are compensated for , whereby the insertion loss of the device provided as a switch, for example, and thus the adaptation are improved.
  • the length of the second connection 121 is not limited by a maximum distance between the ground lines at high operating frequencies. As a result, no increased switching voltage, ie voltage to be applied between the first and the second connection 130 121, has to be applied at higher operating frequencies.
  • the operating frequency can be selected in the range of approximately 77 GHz or approximately 24 GHz. This is the inventive
  • ACC Adaptive Cruise Control
  • SRR Short Range Radar

Landscapes

  • Waveguides (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

Es wird eine Vorrichtung mit einem Kondensator (200) zur Impendanzänderung eines Teilstücks eines koplanaren wellenleiters vorgeschlagen, wobei die Kapazität des Kondensators (200) änderbar ist, wobei die Signalleitung (120) des Teilstücks des Wellenleiters auf einer vorgegebenen Länge (122) unterbrochen ist, wobei eine erste Verbindung (130) die Masseleitungen (110, 111) des Wellenleiters verbindet und wobei die zweite Verbindung (121) die beiden Teile der unterbrochenen Signalleitung (120) verbindet.

Description

KOPLANARER WELLENLEITERSCHALTER
Stand der Technik
Mikromechanisch gefertigte Hochfrequenz-Kurzschlußschalter bestehen aus einer dünnen Metallbrücke, welche zwischen die Masseleitungen eines koplanaren Wellenleiters gespannt ist. Elektrostatisch wird diese Brücke auf ein dünnes Dielektrikum, welches auf die Signalleitung aufgebracht ist, gezogen, wodurch die Kapazität des aus Brücke und Signalleitung gebildeten Plattenkondensators vergrößert wird. Diese Kapazität zwischen Signalleitung und Masseleitung beeinflusst die Ausbreitungseigenschaften der auf dem Wellenleiter geführten elektromagnetischen Wellen. Im „OffN-Zustand (die Metallbrücke ist unten) wird ein Großteil der Leistung reflektiert. Im „On"-Zustand (die Metallbrücke ist oben) wird ein Großteil der Leistung transmittiert .
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Vorrichtung mit den Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, dass die Länge der Metallbrücke, d.h. die Länge der zweiten elektrisch leitenden Verbindung, nicht, vom Abstand der Masseleitungen des koplanaren Wellenleiters abhängt, d.h. der Abstand der Masseleitungen des Wellenleiters kann unabhängig von der Länge der zweiten Verbindung und umgekehrt gewählt werden. Daraus ergibt sich der Vorteil, dass erfindungsgemäß ein HF- Mikroschalter mit den Merkmalen „geringer Abstand der Masseleitungen", „hohe Betriebsfrequenz", „große Ausdehnung der zweiten Verbindung, d.h. der Metallbrücke" und „geringe Schaltspannung" leicht realisierbar ist. Weiterhin ist es dadurch möglich, dass die durch die erste elektrisch leitende Verbindung zwischen den Masseleitungen des koplanaren Wellenleiters in Reihe zu dem Kondensator geschaltete Induktivität unabhängig von der Gestaltung der Signalleitung gewählt wird. Dadurch ist es mit einfachen Mitteln sowohl möglich, eine geringe Behinderung der Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen entlang des Wellenleiters und eine optimale Dimensionierung der als Kurzschlußbrücke zwischen den Masseleitungen des Wellenleiters gestaltete erste Verbindung zu erreichen.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die erste und die zweite Verbindung metallische Verbindungen sind. Dadurch finden sämtliche materialspezifische und prozeßtechnische Vorteile der Verwendung von Metallen als elektrisch leitende Verbindungen erfindungsgemäß Verwendung.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die zweite Verbindung mechanisch so verformbar ist, dass der Abstand der ersten Verbindung und der zweiten Verbindung zumindest in einem Teilbereich der zweiten Verbindung änderbar ist. Dadurch wird mit einfachen Mittel ein Kondensator hergestellt, dessen Kapazität veränderbar ist.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die Änderung der Kapazität des Kondensators durch eine elektrostatische Kraft zwischen der ersten Verbindung und der zweiten Verbindung bewirkbar ist. Dadurch sind mit einfachen Mitteln zwei Schaltzustände der erfindungsgemäßen Vorrichtung vorsehbar, so dass eine sichere und schnelle Schaltbarkeit der Vorrichtung gewährleistet ist. Darüber hinaus ist dadurch der Schaltzustand der Vorrichtung jederzeit eindeutig definiert. 5
Weiterhin ist von Vorteil, dass der Kondensator in Abhängigkeit einer vorgegebenen elektrischen Spannung zwischen der ersten Verbindung und der zweiten Verbindung eine erste vorgegebene Kapazität und eine zweite vorgegebene
L0 Kapazität aufweist. Dadurch ist es möglich, durch
Dimensionierung insbesondere der ersten und zweiten elektrisch leitenden Verbindung und der Dielektrizitätsschicht zwischen diesen beiden die Betriebsfrequenz in weiten Grenzen unabhängig von der
L5 Entfernung der Masseleitungen des koplanaren Wellenleiters zu bestimmen. Ebenso ist die Einfügedämpfung hierdurch einstellbar'.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die erste Verbindung eine 20 Induktivität in Reihe mit dem Kondensator zwischen der
Signalleitung und den Masseleitungen bildet. Hierdurch ist es möglich, für die erste Verbindung verschiedene Formen und Dimensionen vorzusehen, so dass die durch die erste Verbindung resultierende Induktivität in weiten Grenzen 25 vorgebbar ist.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die gemeinsame Impedanz der ersten Kapazität und der Induktivität bei einer Betriebsfrequenz im Wesentlichen ihrem ohmschen Widerstand 10 entspricht. Dadurch ist es möglich, eine besonders große
Isolierung, d.h. einen besonders großen Reflexionskoeffizienten, bei ausgeschaltetem Kurzschlußschalter zu erreichen. Weiterhin ist von Vorteil, dass als Betriebsfrequenz etwa 77 GHz oder etwa 24 GHz vorgesehen ist. Dadurch ist es möglich, die erfindungsgemäße Vorrichtung für ACC (Adaptive Cruise Control) oder SRR (Short Range Radar) -Anwendungen zu 5 verwenden.
Weiterhin ist von Vorteil, dass die vorgegebene Länge derart vorgesehen ist, dass sich Reflexionen an einem Übergang zwischen der Signalleitung und der zweiten Verbindung L0 kompensieren. Hierdurch wird die Einfügedämpfung des
Schalters und somit die Anpassung im eingeschalteten Zustand verbessert .
Zeichnung
L5
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung mit einem
20 Kondensator in Draufsicht,
Figur 2 die erfindungsgemäße Vorrichtung mit einem Kondensator in Schnittdarstellung gemäß der Schnittlinie C aus Figur 1,
Figur 3 die erfindungsgemäße Vorrichtung mit einem 25 Kondensator in Schnittdarstellung gemäß der Schnittlinie A aus Figur 1,
Figur 4 die erfindungsgemäße Vorrichtung mit einem Kondensator in Schnittdarstellung gemäß der Schnittlinie B aus Figur 1,
30 Figur 5 die erfindungsgemäße Vorrichtung mit Kondensator in einer perspektivischen Darstellung und
Figur 6 ein Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen
Vorrichtung mit Kondensator.
35 Beschreibung des Ausführungsbeispiels Figur 1 zeigt einen mikromechanischen Hochfrequenzkurzschlußschalter als Beispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einem Kondensator. Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist auf einem Substrat 100 ein koplanarer Wellenleiter aufgebracht. Der koplanare Wellenleiter besteht erfindungsgemäß insbesondere aus drei koplanaren elektrisch leitfähigen Leitungen, die, zumindest lokal, im Wesentlichen parallel zueinander geführt sind. Die Leitungen des koplanaren Wellenleiters sind insbesondere metallisch vorgesehen und auf das Substrat insbesondere mittels eines oder mehrerer galvanischer Prozeßschritte aufgebracht. Das Substrat 100 hat erfindungsgemäß insbesondere die Eigenschaft, einen geringen Verlustwinkel aufzuweisen. Die beiden äußeren der drei Leitungen des koplanaren Wellenleiters entsprechen einer ersten Masseleitung 110 und einer zweiten Masseleitung 111 und die mittlere Leitung entspricht einer Signalleitung 120 des koplanaren Wellenleiters. In Figur 1 ist in Draufsicht ein für die erfindungsgemäße Vorrichtung interessierender
Ausschnitt eines solchen auf dem Substrat 100 geführten koplanaren Wellenleiters dargestellt. Die beiden Masseleitungen 110, 111 des koplanaren Wellenleiters sind mittels einer ersten elektrisch leitenden Verbindung 130 verbunden. Die erste Verbindung 130 ist hierbei beispielsweise direkt auf das Substrat 100 aufgebracht und weist eine geringe „Höhe" im Vergleich zur „Höhe" der Masseleitungen 110, 111 auf, d.h. die erste Verbindung 130 verbindet die Masseleitungen 110, 111 an deren „Fuß" auf dem Substrat 100. Im Bereich der ersten Verbindung 130 ist die
Signalleitung 120 des koplanaren Wellenleiters unterbrochen. Daher ist die Verbindung 130 auch mit der Signalleitung 120 nicht elektrisch leitend verbunden. Auf die erste Verbindung 130 ist erfindungsgemäß im Bereich der Unterbrechung der Signalleitung 120 eine Schicht eines in Figur 1 nicht dargestellten Dielektrikums aufgebracht. Weiterhin ist die unterbrochene Signalleitung 120 mittels einer zweiten elektrisch leitenden Verbindung 121 verbunden. Die zweite Verbindung 121 ist hierbei erfindungsgemäß insbesondere in Form einer metallenen Verbindungsbrücke zwischen den Enden der unterbrochenen Singalleitung 120 vorgesehen. Die zweite Verbindung 121 ist jedoch erfindungsgemäß in einem gewissen Abstand zur Ebene des Substrats 100 vorgesehen, wobei der Abstand der zweiten Verbindung 121 zum Substrat 100 bzw. zur ersten Verbindung 130 etwa der Höhe der Signalleitung 120 entspricht. Hierdurch „schwebt" - bei Abwesenheit von Kräften auf die zweite Verbindung 121 - die zweite Verbindung 121 zwischen den Enden der unterbrochenen Signalleitung 120. Insofern wird die zweite Verbindung 121 auch als Brücke bzw. Metallbrücke 121 bezeichnet. In Figur 1 sind weiterhin eine erste, mit dem Buchstaben C bezeichnete Schnittlinie, eine mit dem Buchstaben A bezeichnete zweite Schnittlinie und eine mit dem Buchstaben B bezeichnete dritte Schnittlinie dargestellt. Die erste Schnittlinie schneidet die erfindungsgemäße Vorrichtung senkrecht zum Verlauf der Masseleitungen 110, 111 und der Signalleitung 120 im Bereich der ersten Verbindung 130 zwischen den Masseleitungen 110, 111. Die zweite Schnittlinie schneidet die erfindungsgemäße Vorrichtung parallel zum Verlauf der Leitungen 110, 111, 120 des koplanaren Wellenleiters im
Bereich der ersten Masseleitung 110. Die dritte Schnittlinie schneidet die erfindungsgemäße Vorrichtung parallel zum Verlauf der Leitungen 110, 111, 120 des koplanaren Wellenleiters im Bereich der Signalleitung 120 bzw. - dort wo die Signalleitung 120 unterbrochen ist - im Bereich der zweiten Verbindung 121.
In Figur 2 ist eine Schnittdarstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung entlang der ersten Schnittlinie (Buchstabe C) aus der Figur 1 dargestellt. Es ist wiederum das Substrat 100, die erste Masseleitung 110 und die zweite Masseleitung 111 des koplanaren Wellenleiters dargestellt. Zwischen den Masseleitungen 110, 111 des koplanaren Wellenleiters ist die Signalleitung 120 des Wellenleiters angeordnet. In Figur 2 wird die räumliche Anordnung der ersten Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121 hinsichtlich ihres Abstandes von der Oberfläche des Substrats 100 besonders deutlich. Die erste Verbindung 130 ist in Figur 2 direkt auf das Substrat 100 aufgebracht, während die zweite Verbindung 121 auf die Signalleitung 120 aufgebracht und somit im Abstand der Höhe der Signal- bzw. Massenleitung 110, 111, 120 von der Ebene des Substrats 100 entfernt vorgesehen ist.
In Figur 3 ist die erfindungsgemäße Vorrichtung in einer Schnittdarstellung entlang der Schnittlinie A aus Figur 1 dargestellt. Es ist lediglich das Substrat 100 und die erste Masseleitung 110 sichtbar.
In Figur 4 ist die erfindungsgemäße Vorrichtung entlang der dritten Schnittlinie (Buchstabe B) dargestellt. Auf dem Substrat 100 ist die Signalleitung 120 des koplanaren Wellenleiters vorgesehen. Die Signalleitung 120 ist auf einer vorgegebenen Länge 122 unterbrochen. In diesem Bereich überbrückt die zweite Verbindung 121 die Signalleitung 120. Hierbei verbindet die zweite Verbindung 121 die beiden durch die Unterbrechung der Signalleitung 120 hervorgerufenen Enden der Signalleitung 120. Die zweite Verbindung 121 ist im Ausführungsbeispiel insbesondere in einem Abstand von dem Substrat 100 vorgesehen, der der Höhe der Signalleitung 120 entspricht. Weiterhin ist in Figur 4 die erste Verbindung
130 dargestellt. Oberhalb der ersten Verbindung 130 befindet sich die bereits im Zusammenhang mit Figur 1 angesprochene Dielektrizitätsschicht 140. In Figur 5 ist die erfindungsgemäße Vorrichtung in perspektivischer Darstellung dargestellt. Auf dem Substrat 100 befindet sich die erste Masseleitung 110 und die zweite Masseleitung 111 des Wellenleiters. Zwischen diesen Masseleitungen 110, 111 befindet sich die unterbrochene
Signalleitung 120. Die beiden Enden der Signalleitung 120 werden durch die zweite Verbindung 121 überbrückt. Weiterhin ist in Figur 5 die Dielektrizitätsschicht 140 dargestellt. Die unterhalb der Dielektrizitätsschicht 140, d.h. in Richtung auf das Substrat 100 hin, vorgesehene erste
Verbindung 130 zwischen den Masseleitungen 110, 111 ist wegen der perspektivischen Darstellung in Figur 5 nicht dargestellt.
In Figur 6 ist ein Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt. Im Ersatzschaltbild sind die beiden Masseleitungen 110, 111 lediglich in Form einer einzigen Leitung des koplanaren Wellenleiters dargestellt. Dies kommt daher, dass sich die Masseleitungen 110, 111 auf gleichem Potential befinden. Weiterhin ist die Signalleitung 120 des koplanaren Wellenleiters in Figur 6 dargestellt. Zwischen der Signalleitung 120 und den Masseleitungen 110, 111 ist in Reihe ein Kondensator 200 und eine Induktivität 210 angeordnet. Der Kondensator 200 wird zumindest teilweise durch die erste Verbindung 130 und die zweite Verbindung 121, die beide in Figur 6 nicht dargestellt sind, realisiert. Der Kondensator 200 ist in seiner Kapazität veränderbar vorgesehen, und zwar erfindungsgemäß insbesondere dadurch, dass sich die zweite Verbindung 121 mechanisch verformt und somit zumindest in Teilbereichen ihren Abstand zur ersten Verbindung 130 ändert, was die Kapazität des Kondensators 200 beeinflusst. Die Induktivität 210 wird im Wesentlichen durch die erste Verbindung 130 realisiert. Durch Strukturierung der ersten Verbindung 130, die als Gleichspannungskurzschluß zwischen den Masseleitungen 110, 111 wirkt, wird eine Induktivität erzeugt, die durch Änderung des Länge-Breite-Verhältnisses, der Form, beispielsweise mäanderförmig oder ähnliches, vorgebbar ist.
In Figur 4 und 5 ist die mechanisch verformbare zweite Verbindung 121 für den Fall dargestellt, dass das dargestellte Teilstück des koplanaren Wellenleiters einen hohen Transmissionskoeffizienten und einen geringen Reflexionskoeffizienten aufweist. Der Abstand der ersten
Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121, der zusammen mit den elektrischen Eigenschaften der
Dielektrizitätsschicht 140 die Kapazität des Kondensators 200 maßgeblich bestimmen, sind in Figur 4 mit maximalem Abstand dargestellt. Die Kapazität des Kondensators 200 ist in diesem Fall sehr klein und ist für die Eingangsdämpfung beispielsweise eines Kurzschlußschalters maßgebend. Für den Fall, dass zwischen der ersten Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121 eine elektrische Spannung, beispielsweise eine Gleichspannung, angelegt wird, ergibt sich eine elektrostatische Anziehungskraft zwischen der ersten Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121. Dies führt dazu, dass die zweite Verbindung 121, da mechanisch verformbar, verformt und zumindest in einen Teilbereich, nämlich im wesentlichen in der Mitte der Metallbrücke, zur ersten Verbindung 130 bzw. zur auf die erste Verbindung 130 aufgebrachten Dielektrizitätsschicht 140 gezogen wird. Das Dielektrikum, insbesondere Siliciumdioxid oder Siliciumnitrid, verhindert einen galvanischen Kontakt der insbesondere als Schalter ausgebildeten Vorrichtung im ausgeschalteten Zustand. Hierdurch ändert sich die Kapazität des aus der ersten Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121 maßgeblich gebildeten Kondensators 200, so dass dessen Kapazität größer wird. Erfindungsgemäß wird also durch das Anlegen oder Entfernen einer elektrischen Spannung zwischen - lü ¬
den beiden Verbindungen 130, 121 die Kapazität des Kondensators 200 der erfindungsgemäßen Vorrichtung verändert und bei der Ausbildung der Vorrichtung als Schalter geschaltet. Die in Figur 4 und 5 dargestellte Stellung der zweiten Verbindung 121 entspricht dem Betrieb der
Vorrichtung mit Durchgang und wird als angeschalteter Zustand geschaltet. Der in Figur 4 nicht dargestellte Zustand einer durch eine elektrische Spannung zur ersten Verbindung 130 hingezogene zweite Verbindung 121 entspricht einem ausgeschalteten Schalter. Dies ist deshalb der Fall, weil erfindungsgemäß vorgesehen ist, dass der Wellenleiter, der das in den Figuren 1 bis 4 dargestellte Teilstück umfasst, mit einer vorgegebenen Betriebsfrequenz betrieben wird. Die Kapazität des Kondensators 200 nimmt in Abhängigkeit einer elektrischen Spannung zwischen den beiden Verbindungen 130, 121 zwei Kapazitätswerte an, die im Folgenden als erster Kapazitätswert oder auch erste Kapazität und als zweiter Kapazitätswert oder auch zweite Kapazität bezeichnet werden. Die erste Kapazität entspricht dem ausgeschalteten Zustand, d.h. die erste Verbindung 121 ist, bedingt durch die angelegte elektrische Spannung zur ersten Verbindung 130 hingezogen. Die zweite Kapazität entspricht somit dem in Figur 4 dargestellten eingeschalteten Fall, wo die zweite Verbindung 121 mechanisch nicht verformt ist. Erfindungsgemäß wird die erste Kapazität und die zweite Kapazität durch Variation insbesondere der Breite und Länge der ersten Verbindung 130 und der zweiten Verbindung 121 sowie der Dicke und den Materialeigenschaften der Dielektrizitätsschicht und der Höhe der Signalleitung 120 festgelegt. Erfindungsgemäß ist es insbesondere vorgesehen, dass die Verbindungen 130, 121, die Dielektrizitätsschicht 140 und die Signalleitung 120 so dimensioniert sind, dass die Impedanz einer Hintereinanderschaltung der ersten Kapazität und einer durch die erste Verbindung 130 gebildete Induktivität bei der Betriebsfrequenz gerade aufgehoben wird, bzw. möglichst klein wird. Die Einstellung der Induktivität 210 geschieht erfindungsgemäß im Wesentlichen durch die Dimensionierung und Formgebung der ersten Verbindung 130 zwischen den Masseleitungen 110, 111 des Wellenleiters.
Die zweite Verbindung 121 ist erfindungsgemäß eine dünne Metallbrücke, die zwischen die Enden der unterbrochenen Signalleitung 120 des Wellenleiters gespannt wird. Zwischen den Masseleitungen 110, 111 wirkt die erste Verbindung 130 als Gleichspannungskurzschluß. Die erste Verbindung 130 wirkt mit der zweiten Verbindung 121 als Plattenkondensator. Durch geeignete Dimensionierung und Formgebung des Gleichspannungskurzschlusses, d.h. der ersten Verbindung 130, kann eine zum Plattenkondensator in Reihe angeordnete Induktivität (bei Betriebsfrequenz) eingestellt werden. Durch die Induktivität in Reihe mit dem Plattenkondensator wird ein Serienschwingkreis gebildet, dessen Resonanzfrequenz im ausgeschalteten Zustand der zweiten Verbindung 121 durch geeignete Dimensionierung von
Induktivität und Kapazität des Plattenkondensators bei der Betriebsfrequenz der Vorrichtung liegt. Dadurch wird die Impedanz zwischen Signalleitung 120 und den Masseleitungen 110, 111 gegenüber der Impedanz des reinen Plattenkondensators (ohne Induktivität) stark reduziert, wodoruch die Isolation einer als Hochfrequenz-Schalter ausgebildeten Vorrichtung wesentlich verbessert wird. Limitiert wird die Isolation nunmehr durch die ohmschen Verluste in der zweiten Verbindung 121 und in der ersten Verbindung 130. Im eingeschalteten Zustand wird die Vorrichtung bzw. das Bauteil oder Bauelement bei Betriebsfrequenz durch die verringerte Kapazität des Plattenkondensators (zweite Verbindung 121 oder auch Brücke 121 "oben", d.h. mit relativ großem Abstand zum Substrat) außerhalb dieser Resonanzfrequenz betrieben, so dass sich keine höhere Einfügedämpfung ergibt. Wird die Länge der zweiten Verbindung 121 geeignet dimensioniert (z. B. die Hälfte der effektiven Wellenlänge bei der Betriebsfrequenz) kompensieren sich die Reflexionen an den Stoßstellen bzw. den Übergangsstellen zwischen koplanarem Wellenleiter (d.h. den Enden der Signalleitung 120) und der zweiten Verbindung 121, wodurch die Einfügedämpfung der beispielsweise als Schalter vorgesehenen Vorrrichtung und somit die Anpassung verbessert werden. Dies entspricht einer Transformation der Impedanz der zweiten Verbindung 121 auf die Impedanz des koplanaren Wellenleiters. Die Länge der zweiten Verbindung 121 wird nicht durch einen Höchstabstand der Masseleitungen bei hohen Betriebsfrequenzen limitiert. Hierdurch ist bei höheren Betriebsfrequenzen keine vergrößerte Schaltspannung, d.h. zwischen die erste und die zweite Verbindung 130 121 anzulegende Spannung, aufzuwenden.
Erfindungsgemäß ist insbesondere vorgesehen, die Betriebsfrequenz im Bereich von etwa 77 GHz oder etwa 24 GHz wählen zu können. Dadurch ist die erfindungsgemäße
Vorrichtung insbesondere für Anwendungen im Bereich ACC (Adaptive Cruise Control) oder SRR (Short Range Radar) geeignet.

Claims

Ansprüche
1. Vorrichtung mit einem Kondensator (200) zur Impedanzänderung eines Teilstücks eines koplanaren Wellenleiters, wobei die Kapazität des Kondensators (200) änderbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (200) eine erste elektrisch leitende Verbindung (130) und eine zweite elektrisch leitende Verbindung (121) zumindest teilweise umfaßt, wobei die Signalleitung (120) des Teilstücks des Wellenleiters auf einer vorgegebenen Länge (122) unterbrochen ist, wobei die erste Verbindung (130) die Masseleitungen (110, 111) des Wellenleiters verbindet und wobei die zweite Verbindung (121) die beiden Teile der unterbrochenen Signalleitung (120) verbindet.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Verbindung (130, 121) metallische Verbindungen sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Verbindung (121) mechanisch so verformbar ist, dass der Abstand der ersten Verbindung (130) und der zweiten Verbindung (121) zumindest in einem Teilbereich der zweiten Verbindung (121) änderbar ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderung der Kapazität des Kondensators (200) durch eine elektrostatische Kraft zwischen der ersten Verbindung (130) und der zweiten Verbindung (121) bewirkbar ist.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (200) in Abhängigkeit einer vorgegebenen elektrischen Spannung zwischen der ersten Verbindung (130) und der zweiten
Verbindung (121) eine erste vorgegebene Kapazität und eine zweite vorgegebene Kapazität aufweist .
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verbindung (130) eine Induktivität (210) in Reihe mit dem Kondensator (200) zwischen der Signalleitung (120) und den Masseleitungen (110, 111) bildet.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die gemeinsame Impedanz der ersten Kapazität und der Induktivität (210) bei einer Betriebsfrequenz im wesentlichen ihrem ohmschen Widerstand entspricht .
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass als Betriebsfrequenz etwa 77 GHz oder etwa 24 GHz vorgesehen ist .
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden /Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Länge (122) derart vorgesehen ist, dass sich Reflexionen an einem Übergang zwischen der Signalleitung (120) und der zweiten Verbindung (121) kompensieren.
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10051311C1 (de) 2000-10-17 2002-03-14 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung mit einer Kondensatoranordnung
DE10100296A1 (de) 2001-01-04 2002-07-11 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung mit einem Kondensator mit veränderbarer Kapazität, insbesondere Hochfrequenz-Mikroschalter
DE10229038B4 (de) * 2002-06-28 2013-08-14 Robert Bosch Gmbh Verkapptes Mikrostrukturbauelement mit Hochfrequenzdurchführung
WO2004006382A1 (de) 2002-07-02 2004-01-15 Robert Bosch Gmbh Elektrisches bauelement, insbesondere mikroelektronisches oder mikrroelektromechanisches hochfrequenzbauelement.
DE10342938A1 (de) * 2003-09-17 2005-04-21 Bosch Gmbh Robert Bauteil zu Impedanzänderung bei einem koplanaren Wellenleiter sowie Verfahren zu Herstellung eines Bauelements
DE102006001321B3 (de) * 2006-01-09 2007-07-26 Protron Mikrotechnik Gmbh Mikromechanischer Hochfrequenz-Schalter für koplanare Wellenleiter
DE102007035633B4 (de) 2007-07-28 2012-10-04 Protron Mikrotechnik Gmbh Verfahren zur Herstellung mikromechanischer Strukturen sowie mikromechanische Struktur
CN103474734B (zh) * 2013-08-20 2016-08-10 京信通信技术(广州)有限公司 电桥
CA2852858A1 (en) 2014-05-30 2015-11-30 C-Com Satellite Systems Inc. Phase shifter
DE102019126433A1 (de) 2019-03-14 2020-09-17 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Übertragungsleitungsstrukturen für Millimeterwellensignale
US11515609B2 (en) 2019-03-14 2022-11-29 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Transmission line structures for millimeter wave signals

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5087896A (en) * 1991-01-16 1992-02-11 Hughes Aircraft Company Flip-chip MMIC oscillator assembly with off-chip coplanar waveguide resonant inductor
US5619061A (en) * 1993-07-27 1997-04-08 Texas Instruments Incorporated Micromechanical microwave switching
US5528203A (en) * 1994-09-26 1996-06-18 Endgate Corporation Coplanar waveguide-mounted flip chip
CA2211830C (en) * 1997-08-22 2002-08-13 Cindy Xing Qiu Miniature electromagnetic microwave switches and switch arrays
KR100344790B1 (ko) * 1999-10-07 2002-07-19 엘지전자주식회사 마이크로 기계구조를 이용한 주파수 가변 초고주파 필터

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0211232A1 *

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Publication number Publication date
DE50114251D1 (de) 2008-10-02
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KR20020035624A (ko) 2002-05-11
WO2002011232A1 (de) 2002-02-07
DE10037385A1 (de) 2002-02-14
US20030030505A1 (en) 2003-02-13
JP2004505578A (ja) 2004-02-19

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