ES2251112T3

ES2251112T3 - Receptor lineal programable.

Info

Publication number: ES2251112T3
Application number: ES98960823T
Authority: ES
Inventors: Steven C. Ciccarelli; Saed G. Younis; Ralph E. Kaufman
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-12-09
Filing date: 1998-12-08
Publication date: 2006-04-16
Anticipated expiration: 2018-12-08
Also published as: US6498926B1; CN1136665C; CA2313471A1; IL136405A; UA49094C2; BR9813481A; KR100537589B1; CA2313471C; AU1632999A; CN1283334A; JP4361588B2; WO1999030426A1; NO20002931L; DE69832525T2; NO20002931D0; EP1040586B1; EP1040586A1; HK1034617A1; JP2001526485A; IL136405A0

Abstract

Receptor lineal programable (1200) que comprende: (a) un elemento de ganancia ajustable (1216) para recibir una señal RF, presentando el elemento de ganancia ajustable (1216) una entrada de control de ganancia; (b) un circuito de control de ganancia (1260) que es operativo para incrementar de forma periódica el nivel de la señal de entrada, y que está conectado a la entrada de control de ganancia del elemento de ganancia ajustable (1216); (c) por lo menos una etapa de amplificador (1220) que: (1) está conectada al elemento de ganancia ajustable y (2) presenta un punto operativo de IIP3 variable que se puede ajustar mediante una entrada de control de polarización; (d) un demodulador (1250) que: (1) está conectado a dicha por lo menos una etapa de amplificador y (2) es operativo para proporcionar datos de banda base; (e) un circuito de medición de no linealidad (1290) que: (1) está conectado al demodulador (1250) y (2) es operativo para: (A) medir la pendiente de RSSI resultante de dicho incremento del nivel de potencia o (B) calcular el cambio de la relación de energía por segmento/ruido (Ec/Io) resultante de dicho incremento del nivel de entrada; (f) un circuito de control de polarización (1280) para establecer el punto operativo de IIP3 de un dispositivo activo, controlando su corriente o tensión de polarización CC según dicha medición de la linealidad, estando conectado dicho circuito de control de polarización (1280) a: (1) el circuito de medición de no linealidad (1290) y (2) la entrada de control de polarización de la etapa de amplificador.

Description

Receptor lineal programable.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

La presente invención se refiere a las comunicaciones. Más particularmente, la presente invención se refiere a un receptor lineal programable nuevo y mejorado.

II. Descripción de la técnica relacionada

El diseño de un receptor de alto rendimiento se ha convertido en una tarea muy exigente debido a diversas restricciones de diseño. En primer lugar, muchas aplicaciones requieren un alto rendimiento. El alto rendimiento se basa en dos conceptos: la linealidad de los dispositivos activos (p.ej., amplificadores, mezcladores, etc.) y el factor de ruido del receptor. En segundo lugar, en ciertas aplicaciones, tales como en un sistema de comunicación celular, el consumo de energía es una consideración importante debido a la naturaleza portátil del receptor. En general, el alto rendimiento y la alta eficacia son consideraciones de diseño que entran en conflicto.

Un dispositivo activo presenta la presente función de transferencia:

(1)y(x) = a_{1}\cdot x + a_{2}\cdot x^{2} + a_{3}\cdot x^{3} + términos de orden superior,

siendo x la señal de entrada, y(x) la señal de salida, y a_{1}, a_{2} y a_{3} coeficientes que definen la linealidad del dispositivo activo. Para simplificar, los términos de orden superior (es decir, los términos de orden superior a tres) se ignoran. En un dispositivo activo ideal, los coeficientes a_{2} y a_{3} son 0,0 y la señal de salida es simplemente la señal de entrada escalada por a_{1}. No obstante, todos los dispositivos activos experimentan cierto grado de no linealidad que es cuantificado por los coeficientes a_{2} y a_{3}. El coeficiente a_{2} define la cantidad de no linealidad de segundo orden y el coeficiente a_{3} define la cantidad de no linealidad de tercer orden.

La mayor parte de sistemas de comunicación son sistemas de banda estrecha que actúan sobre una señal RF de entrada que presenta un ancho de banda y una frecuencia central predeterminada. La señal RF de entrada suele comprender otras señales parásitas situadas por todo el espectro de frecuencias. La no linealidad de los dispositivos activos ocasiona la intermodulación de señales parásitas, dando por resultado productos que pueden quedar incluidos dentro de la banda de la señal.

El efecto de la linealidad de segundo orden (por ejemplo, la causada por el término x^{2}) habitualmente puede reducirse o eliminarse, utilizando una metodología de diseño esmerada. La no linealidad de segundo orden genera productos en las frecuencias suma y diferencia. Habitualmente, las señales parásitas que pueden generar productos de segundo orden dentro de la banda están situados lejos de la banda de la señal y pueden filtrarse con facilidad. No obstante, la no linealidad de tercer orden es más problemática. Para la no linealidad de tercer orden, las señales parásitas x = g_{1} \cdot cos(w_{1}t) + g_{2} \cdot cos(w_{2}t) generan productos a las frecuencias (2w_{1} - w_{2}) y (2w_{2} - w_{1}). Por lo tanto, las señales parásitas situadas cerca de la banda (que son difíciles de filtrar) pueden generar productos de intermodulación de tercer orden que quedan comprendidos dentro de la banda y provocan la degradación de la señal recibida. Para complicar el problema, la amplitud de los productos de tercer orden se escala por g_{1} \cdot g_{2}^{2} y g_{1}^{2} \cdot g_{2}. Por lo tanto, cada vez que se dobla la amplitud de las señales parásitas se obtiene un incremento de ocho veces la amplitud de los productos de tercer orden. Visto de otra forma, cada incremento de 1 dB en la señal RF de entrada da por resultado un incremento de 1 dB en la señal RF de salida, pero un incremento de 3B en los productos de tercer orden.

La linealidad de un receptor (o el dispositivo activo) puede caracterizarse mediante el punto de intercepción de tercer orden referido a la entrada (IPP3). Habitualmente, la señal RF de salida y los productos de intermodulación de tercer orden se representan gráficamente frente a la señal RF de entrada. Cuando la señal RF de entrada se incrementa, el IIP3 es un punto teórico donde la señal RF de salida deseada y los productos de tercer orden se igualan en amplitud. El IIP3 es un valor extrapolado, puesto que el dispositivo activo experimenta compresión antes de llegar al punto IIP3.

Para un receptor que comprende varios dispositivos activos conectados en cascada, el IIP3 del receptor de la primera etapa a la enésima etapa de dispositivos activos puede calcularse de la siguiente forma:

(2)IIp3_{n} = - 10 \cdot log_{10}[10^{-IIP3_{n-1}/10} + 10^{(Av_{n} - IIP3_{dn})/10}],

siendo IIP3_{n} el punto de intercepción de tercer orden referido a la entrada de la primera etapa a la enésima etapa de dispositivo activo, IPP3_{n-1} el punto de intercepción de tercer orden referido a la entrada de la primera etapa a la (n-1)-ésima etapa, Av_{n} la ganancia de la enésima etapa, IIP3_{dn} el punto de intercepción de tercer orden referido a la entrada de la enésima etapa, proporcionándose todos los términos en decibelios (dB). El cálculo de la ecuación (2) puede realizarse por orden secuencial para las etapas subsiguientes del receptor.

A partir de la ecuación (2), puede observarse que una forma de mejorar el IIP3 en cascada del receptor es reducir la ganancia antes del primer dispositivo activo no lineal. No obstante, cada dispositivo activo genera también ruido térmico que degrada la calidad de la señal. Puesto que el nivel de ruido se mantiene constante, la degradación se incrementa cuando la ganancia se reduce y la amplitud de la señal se reduce. La cantidad de degradación puede medirse mediante el factor de ruido (NF) del dispositivo activo, que se obtiene de la siguiente forma:

(3)NF_{d}= SNR_{in} - SNR_{out},

siendo NF_{d} el factor de ruido del dispositivo activo, SNR_{in}, la relación señal-ruido de la señal RF de entrada en el dispositivo activo, SNR_{out} la relación señal-ruido de la señal RF de salida del dispositivo activo, siendo proporcionados NF_{d}, SNR_{in} y SNR_{out} en decibelios (dB). Para un receptor que comprende varios dispositivos activos conectados en cascada, el factor de ruido del receptor de la primera etapa a la enésima etapa de dispositivo activo puede calcularse de la forma siguiente:

(4)NF_{n} = 10 \cdot log_{10}\left[10^{(NF_{n-1}/10)} + \frac{10^{(NF_{dn}/10)}}{10^{(G_{n-1}/10)}}\right],

siendo NF_{n} el factor de ruido de la primera etapa a la enésima etapa, NF_{n-1} el factor de ruido de la primera etapa a la (n-1)-ésima etapa, NF_{dn} el factor de ruido de la enésima etapa y G_{n-1} la ganancia acumulada de la primera etapa a la (n-1)-ésima etapa en dB. Como se indica en la ecuación (4), la ganancia del dispositivo activo puede afectar al factor de ruido de las etapas subsiguientes. De forma similar al cálculo del IPP3 de la ecuación (2), el cálculo del factor de ruido en la ecuación (4) puede realizarse por orden secuencial para las etapas subsiguientes del receptor.

Se emplean receptores en muchas aplicaciones de comunicación, tales como los sistemas de comunicación celular y de televisión de alta definición (HDTV). Los ejemplos de sistemas de comunicación celular incluyen los sistemas de comunicación de acceso múltiple por división del código (CDMA), los sistemas de comunicación de acceso múltiple por división del tiempo (TDMA) y los sistemas de comunicación FM analógica. La utilización de técnicas CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple se da a conocer en la patente US nº 4.901.307, titulada "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", y la patente US nº 5.103.459, titulada "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", cedidas ambas al cesionario de la presente invención. Se da a conocer un ejemplo de sistema HDTV en la patente US nº 5.452.104, la patente US nº 5.107.345 y la patente US nº 5.021.891, tituladas las tres "ADAPTIVE BLOCK SIZE IMAGE COMPRESSION METHOD AND SYSTEM", y la patente US nº 5.576.767, titulada "INTERFRAME VIDEO ENCODING AND DECODING SYSTEM", que han sido todas concedidas al cesionario de la presente invención.

En las aplicaciones celulares, es común disponer de más de un sistema de comunicación operando en la misma área de cobertura geográfica. Además, estos sistemas pueden funcionar en la misma o casi la misma banda de frecuencias. Cuando se da esta circunstancia, la transmisión de un sistema puede provocar la degradación de la señal que recibe otro sistema. El sistema CDMA es un sistema de comunicación de espectro ensanchado que distribuye la potencia de transmisión a cada usuario a través de todo el ancho de banda de una señal de 1,2288 MHz. La respuesta espectral de una transmisión basada en frecuencias FM puede estar más concentrada en la frecuencia central. Por consiguiente, la transmisión basada en FM puede ocasionar la aparición de interferencias deliberadas dentro de la banda CDMA asignada y muy cerca de la señal CDMA recibida. Además, la amplitud de las interferencias deliberadas puede ser muchas veces superior a la de la señal CDMA. Estas interferencias deliberadas pueden ocasionar productos de intermodulación de tercer orden que degradan el rendimiento del sistema CDMA.

Habitualmente, para reducir al mínimo la degradación debida a los productos de intermodulación ocasionados por las interferencias deliberadas, el receptor está diseñado para admitir un IPP3 elevado. No obstante, el diseño de un receptor de IIP3 alto requiere polarizar los dispositivos activos del receptor con una cantidad elevada de corriente CC, consumiéndose de ese modo grandes cantidades de energía. Este tipo de diseño es particularmente indeseable en las aplicaciones celulares en las que el receptor es una unidad portátil y la potencia es limitada.

Se han empleado diversas técnicas anteriores para hacer frente a la necesidad de un IIP3 alto. Una de dichas técnicas, que también trata de reducir al mínimo el consumo de energía, consiste en implementar la etapa de ganancia con una pluralidad de amplificadores conectados en paralelo, y proporcionar a los amplificadores, de forma selectiva, un IIP3 tan alto como sea necesario. Esta técnica se da a conocer en detalle en la solicitud de patente US de nº de serie 08/843.904, titulada "DUAL MODE AMPLIFIER WITH HIGH EFFICIENCY AND HIGH LINEARITY", presentada el 17 de abril de 1997 y cedida al cesionario de la presente invención. Otra técnica consiste en medir la potencia de la señal RF recibida y ajustar la ganancia de los amplificadores basándose en la amplitud de la potencia de la señal RF. Esta técnica se da a conocer en detalle en la solicitud de patente US de nº de serie 08/723.491, titulada "METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING RECEIVER POWER IMMUNITY TO INTERFERENCE", presentada el 30 de septiembre de 1996 y cedida al cesionario de la presente invención. Estas técnicas mejoran en rendimiento IIP3, pero no reducen eficazmente el consumo de energía ni la complejidad del circuito.

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En la Figura 1, se representa un ejemplo de diagrama de bloques de la arquitectura de un receptor de técnica anterior. En el receptor 1100, la señal RF transmitida es recibida por la antena 1112, encaminada a través del duplexor 1114 y proporcionada al amplificador de bajo ruido (LNA) 1116. El LNA 1116 amplifica la señal RF y la proporciona al filtro pasabanda 1118. El filtro pasabanda 1118 filtra la señal para eliminar algunas de las señales parásitas que pueden ocasionar productos de intermodulación en las etapas subsiguientes. La señal filtrada se proporciona al mezclador 1120 que reduce la frecuencia de la señal hasta una frecuencia intermedia (IF) con la sinusoide del oscilador local 1122. La señal IF se proporciona al filtro pasabanda 1124 que filtra las señales parásitas y los productos de la reducción de frecuencia antes de la etapa de reducción de frecuencia subsiguiente. La señal IF filtrada se proporciona al amplificador con control automático de ganancia (AGC) 1126 que amplifica la señal con una ganancia variable para proporcionar una señal IF con la amplitud deseada. La ganancia es controlada por una señal de control del circuito de control AGC 1128. La señal IF se proporciona al demodulador 1130 que demodula la señal según el formato de modulación utilizado en el trasmisor. Para las formas de transmisión digital, tales como la modulación por desplazamiento de fase bivalente (BPSK), la modulación por deslazamiento de fase en cuadratura (QPSK), la modulación por desplazamiento de fase en cuadratura descentrada (OQPSK) y la modulación por amplitud en cuadratura (QAM), se utiliza un demodulador digital para proporcionar los datos de banda base digitalizados. Para la transmisión FM, se utiliza un demodulador FM para proporcionar la señal analógica.

El receptor 1100 comprende las funciones básicas necesarias para la mayoría de receptores. Sin embargo, los amplificadores 1116 y 1126, los filtros pasabanda 1118 y 1124 y el mezclador 1120 pueden situarse en lugares diferentes para aprovechar al máximo la capacidad del receptor en las aplicaciones particulares. En esta arquitectura de receptor, se proporciona un IIP3 alto polarizando los dispositivos activos con una corriente de polarización CC elevada y/o controlando la ganancia del amplificador 1126.

Esta arquitectura de receptor presenta algunos inconvenientes. En primer lugar, los dispositivos activos se suelen polarizar con una corriente CC alta para proporcionar el IIP3 más alto deseado. Esto significa que el receptor 1100 funcionará en ese punto operativo de IIP3 alto en todo momento, aunque la mayor parte del tiempo no sea necesario un IIP3 alto. En segundo lugar, el valor alto del IIP3 puede mejorarse ajustando la ganancia del amplificador AGC 1126, como se da a conocer en la patente US nº 5.099.204 mencionada anteriormente. No obstante, la reducción de la ganancia del amplificador 1126 puede degradar el factor de ruido del receptor 1100.

La atención se centrará, a continuación, en el documento WO 96/19048 A, que describe un procedimiento y un aparato para mejorar la inmunidad frente a las interferencias de un receptor de radio. El nivel de potencia de la señal recibida se detecta y, si dicho nivel alcanza o sobrepasa un umbral de potencia predeterminado, el amplificador de bajo ruido es omitido, incrementándose de ese modo el punto de intercepción de los componentes del receptor. En el documento, se describe cómo puede incluirse un detector de potencia RF para controlar la ganancia de entrada como una función de la potencia de las interferencias deliberadas. En lugar de un bloque de ganancia RF conmutable, se proponen varios procedimientos de control continuo de la ganancia. El control continuo de la ganancia permite ajustar la supresión de las interferencias y la sensibilidad del receptor a niveles de señal más bajos que el bloque de ganancia conmutable. Se describe un procedimiento que ajusta la ganancia de entrada en una cantidad predeterminada. El procesamiento del receptor mide el cambo de ganancia en la potencia de la señal IF. Si el cambio es inferior a la cantidad predeterminada, la señal CDMA y las interferencias deliberadas están por debajo del umbral mínimo de ruido y, por consiguiente, la ganancia se incrementa. Si el cambio de potencia de la señal es superior a la cantidad predeterminada, las interferencias son evidentes y la ganancia se reduce para reducir los productos de intermodulación. Este procedimiento se utiliza hasta que el receptor funciona con la mejor relación entre las interferencias y el factor de ruido.

Según la presente invención, se proporciona un receptor lineal programable, como el especificado en la reivindicación 1, y un procedimiento para aportar linealidad programable a un receptor, como el especificado en la reivindicación 8. Las formas de realización preferidas de la presente invención se reivindican en las reivindicaciones subordinadas.

Sumario de la invención

La presente invención es un receptor lineal programable nuevo y mejorado que proporciona el nivel requerido de rendimiento del sistema con un consumo de potencia reducido. En el ejemplo de forma de realización, el receptor comprende un atenuador, por lo menos una etapa de amplificador de ganancia fija, un mezclador y un demodulador. Cada amplificador presenta una trayectoria de señal de derivación que comprende un atenuador fijo y un conmutador. En el ejemplo de forma de realización, los amplificadores y el mezclador comprenden dispositivos activos cuyo punto operativo de IIP3 puede ajustarse individualmente con señales de control de polarización. En el ejemplo de forma de realización, el AGC necesario es proporcionado por el atenuador, los amplificadores y los atenuadores fijos, y el demodulador.

Uno de los objetivos de la presente invención consiste en proporcionar un receptor lineal programable que reduzca al mínimo el consumo de energía, basándose en la no linealidad medida del la señal de salida del receptor. En el ejemplo de forma de realización, la cantidad de no linealidad se mide por medio del procedimiento de la pendiente del indicador de intensidad de señal recibida (RSSI). La pendiente del RSSI es la relación entre el cambio en la señal de salida más la intermodulación y el cambio en la señal de entrada. En el ejemplo de forma de realización, el nivel de la señal de entrada se incrementa periódicamente en un valor predeterminado y la señal de salida del receptor se mide. La señal de salida comprende la señal deseada y los productos de intermodulación de la no linealidad del receptor. Cuando el receptor funciona linealmente, el nivel de la señal de salida se incrementa un dB por cada dB del nivel de la señal de entrada. No obstante, cuando el receptor efectúa una transición hacia una zona no lineal, los productos de intermodulación debidos a la no linealidad se incrementan más rápidamente que la señal deseada. Detectando la pendiente de RSSI, se podrá determinar la cantidad de degradación debida a la no linealidad. Esta información se utiliza, a continuación, para ajustar el punto operativo de IIP3 de los amplificadores y el mezclador para proporcionar el nivel de rendimiento requerido y reducir al mínimo el consumo de energía. La cantidad de no linealidad puede calcularse también mediante otras técnicas de medición, tales como la relación de energía por segmento-ruido (Ec/Io).

Otro de los objetivos de la presente invención es proporcionar un receptor lineal programable que reduzca al mínimo el consumo de energía basándose en la modalidad de funcionamiento del receptor. Cada modalidad operativa del receptor puede actuar sobre una señal de entrada que presenta características exclusivas (por ejemplo, una señal CDMA o una señal FM) y cada modalidad operativa puede presentar requisitos de rendimiento diferentes. En el ejemplo de forma de realización, el controlador del receptor conoce la modalidad de funcionamiento y los valores asociados de los componentes del receptor para proporcionar el rendimiento deseado. Por ejemplo, la modalidad CDMA requiere un punto operativo de IIP3 alto, polarizándose los dispositivos activos de la manera adecuada cuando el receptor funciona en modalidad CDMA. En cambio, la modalidad FM presenta requisitos de linealidad menos estrictos y puede someterse a polarización hasta un punto operativo de IIP3 más bajo mientras el receptor funciona en modalidad FM.

Otro de los objetivos de la presente invención es proporcionar un receptor lineal programable que reduzca al mínimo el consumo de energía basándose en el nivel de señal medido en diversas etapas del receptor. Pueden conectarse detectores de potencia a la salida de componentes seleccionados para medir el nivel de potencia de la señal. Los niveles de potencia se utilizan después para ajustar el punto operativo de IIP3 de cualquier componente que funciona por encima de un nivel predeterminado de no linealidad.

Breve descripción de los dibujos

Las características, los objetivos y las ventajas de la presente invención se pondrán de manifiesto a partir de la descripción detallada siguiente considerada conjuntamente con los dibujos adjuntos, en los que se utilizan caracteres de referencia similares para referirse a elementos similares, y en los que:

la Figura 1 es un diagrama de bloques de un ejemplo de receptor de técnica anterior;

la Figura 2 es un diagrama de bloques de un ejemplo de receptor lineal programable de la presente invención;

la Figura 3 es un diagrama de bloques de un ejemplo de receptor lineal programable de banda dual según la presente invención;

la Figura 4 es un diagrama de bloques de un ejemplo de demodulador QPSK que se utiliza en los receptores de la presente invención;

las Figuras 5A y 5B son diagramas esquemáticos de un ejemplo de diseño discreto de un amplificador de bajo ruido (LNA) y de la fuente de corriente que se utilizan en los receptores de la presente invención, respectivamente;

las Figuras 6A y 6B son un diagrama del rendimiento de IIP3 comparado con la corriente de polarización del transistor utilizado en el LNA, y un diagrama de las curvas de rendimiento del LNA, respectivamente;

las Figuras 7A y 7B son diagramas de las especificaciones de las interferencias deliberadas de dos tonos y de un tono para la señal CDMA según la regla IS-98-A, respectivamente;

las Figuras 8A y 8b son diagramas del rango de control AGC para una potencia de entrada CDMA ascendente y descendente, respectivamente;

la Figura 9 es un diagrama de un ejemplo de mecanismo de control de polarización de IIP3 según la presente invención y

las Figuras 10A y 10B son diagramas del control de polarización de IIP3 para una potencia CDMA de entrada ascendente y descendente, respectivamente.

Descripción detallada de las formas de realización preferidas

El receptor de la presente invención proporciona el nivel requerido de rendimiento del sistema y reduce al mínimo el consumo de energía controlando la polarización CC de los dispositivos activos. La presente invención puede llevarse a la práctica utilizando una de las tres formas de realización descritas en mayor detalle a continuación. En la primera forma de realización, se mide la cantidad de no linealidad a la salida del receptor y esta medición se utiliza para establecer el punto operativo de IIP3 de los dispositivos activos del receptor, tales como los amplificadores y el mezclador. En la segunda forma de realización, el punto operativo de IIP3 de los dispositivos activos se establece de acuerdo con el nivel de la señal recibida esperado, basándose en la modalidad operativa del receptor. Y, en la tercera forma de realización, el punto operativo de IIP3 de los dispositivos activos se establece de acuerdo con el nivel de señal medido en diversas etapas del receptor.

En la presente invención, la función AGC es proporcionada por un circuito de control AGC que funciona en conjunción con un circuito de control de polarización. El punto operativo de IIP3 de los dispositivos activos se establece según la cantidad de no linealidad medida, que depende de la amplitud de la señal. La amplitud de la señal, a su vez, depende de los valores de ganancia del receptor. En la presente invención, el control AGC y el control de polarización se utilizan de forma integrada para proporcionar el nivel deseado de linealidad con respecto a un rango AGC especificado, y reducir al mínimo el consumo de energía.

I. Arquitectura del receptor

En la Figura 2, se representa un diagrama de bloques de un ejemplo de arquitectura de receptor de la presente invención. En el receptor 1200, la señal RF transmitida es recibida por la antena 1212, encaminada a través del duplexor 1214 y proporcionada al atenuador 1216. El atenuador 1216 atenúa la señal RF para proporcionar una señal con la amplitud necesaria, y proporciona la señal atenuada al procesador RF 1210. En el procesador RF 1210, la señal atenuada es proporcionada al atenuador fijo 1222a y al amplificador de bajo ruido (LNA) 1220a. El LNA 1220a amplifica la señal RF y proporciona la señal amplificada al filtro pasabanda 1226. El atenuador fijo 1222a proporciona un nivel predeterminado de atenuación y se conecta en serie con el conmutador 1224a. El conmutador 1224a proporciona una trayectoria de derivación alrededor del LNA 1220a cuando no se necesita la ganancia del LNA 1220a. El filtro pasabanda 1226 filtra la señal para eliminar las señales parásitas que pueden generar productos de intermodulación en las etapas de procesamiento de señal subsiguientes. La señal filtrada se proporciona al atenuador fijo 1222b y al amplificador de bajo ruido (LNA) 1220b. El LNA 1220b amplifica la señal filtrada y proporciona la señal al procesador RF/IF 1248. El atenuador fijo 1222b proporciona un nivel de atenuación predeterminado y se conecta en serie con el conmutador 1224b. El conmutador 1224b proporciona una trayectoria de derivación alrededor del LNA 1220b cuando no se necesita la ganancia del LNA 1220b. En el procesador RF/IF 1248, el mezclador 1230 reduce la frecuencia de la señal hasta una frecuencia intermedia (IF) con la sinusoide del oscilador local (LO) 1228. La señal IF es proporcionada al filtro pasabanda 1232 que elimina las señales parásitas y los productos de reducción de frecuencia de fuera de banda. En la forma de realización preferida, la señal IF filtrada se pasa al amplificador de ganancia variable (VGA) que amplifica la señal con una ganancia variable que se ajusta mediante una señal de control de ganancia. El amplificador 1234 también puede implementarse como un amplificador de ganancia fija, dependiendo de los requisitos del sistema, hallándose dicha implementación dentro del alcance de la presente invención. La señal IF amplificada se proporciona al demodulador 1250 que demodula la señal según el formato de demodulación utilizado por el transmisor (no representado). El procesador RF 1210 y el procesador RF/IF 1248 se denominan globalmente "frontal".

En la Figura 4, se ilustra un diagrama de bloques de un ejemplo de demodulador 1250 utilizado para la demodulación de señales moduladas en cuadratura (por ejemplo, QPSK, OQPSK y QAM). En el ejemplo de forma de realización, el demodulador 1250 se implementa como un demodulador pasabanda de submuestreo. La señal IF se proporciona a un convertidor analógico-digital pasabanda sigma delta (\Sigma \Delta ADC) 1410 que cuantifica la señal a una frecuencia de muestreo alta determinada por la señal CLK. En la solicitud de patente US de nº de serie 08/928.874, titulada "SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER", presentada el 12 de septiembre de 1997, y cedida al cesionario de la presente invención, se describe en detalle un ejemplo de diseño de \Sigma \Delta ADC. La utilización de un \Sigma \Delta ADC en un receptor se da a conocer en la solicitud de patente US en trámite de nº de serie 08/987.306, titulada "171;RECEIVER WITH SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER", presentada el 9 de diciembre de 1997, cedida al cesionario de la presente invención. La señal cuantificada se proporciona al filtro 1412 que efectúa el filtrado y el diezmado de la señal. La señal filtrada se proporciona a los multiplicadores 1414a y 1414b que reducen la frecuencia de la señal hasta la banda base con las sinusoides en fase y en cuadratura del oscilador local (LO2) 1420 y el desfasador 1418, respectivamente. El desfasador 1418 proporciona un desfase de 90º para la sinusoide en cuadratura. Las señales de banda base I y Q se proporcionan a los filtros pasabaja 1416a y 1416b, respectivamente, que filtran las señales para proporcionar los datos I y Q. Los datos de banda base de la Figura 2 comprenden los datos I y Q de la Figura 4. En el ejemplo de forma de realización, el filtro 1412 o los filtros pasabaja 1416 efectúan también el escalado de la señal para permitir al demodulador 1250 proporcionar datos de banda base a diversas amplitudes. Pueden diseñarse otras implementaciones del demodulador 1250 que realizan la demodulación de la forma de onda con modulación QPSK, estando comprendidas éstas en el alcance de la presente invención.

Haciendo referencia de nuevo a la Figura 2, el receptor 1200 comprende las funciones básicas deseadas para la mayoría de receptores. No obstante, la disposición del atenuador 1216, los LNA 1220a y 1220b, los filtros pasabanda 1226 y 1232 y el mezclador 1230 puede reordenarse para aprovechar al máximo la capacidad del receptor 1200 en aplicaciones específicas. Por ejemplo, el atenuador 1216 puede interponerse entre el LNA 1220a y el filtro pasabanda 1226 para mejorar el factor de ruido. Además, puede colocarse un filtro pasabanda delante del LNA 1220a para eliminar las señales parásitas no deseadas antes de la primera etapa de amplificador. Pueden considerarse diferentes disposiciones de las funciones representadas aquí, que están comprendidas en el alcance de la presente invención. Además, pueden considerarse también otras disposiciones de las funciones representadas aquí en combinación con otras funciones de receptor conocidas en el ámbito de la técnica, que están comprendidas en el alcance de la presente invención.

En la presente invención, el atenuador 1216, los conmutadores 1224a y 1224b y el demodulador 1250 son controlados por el circuito de control AGC 1260, para que, de esta forma, la señal IF del amplificador 1234 tenga la amplitud necesaria. La función AGC se describe en mayor profundidad más adelante. En el ejemplo de forma de realización, los LNA 1220a y 1220b son amplificadores de ganancia fija. Los LNA 1220a y 1220b y el mezclador 1230 son controlados por el circuito de control de polarización 1280 para ajustar la corriente o las tensiones de polarización CC de estos dispositivos activos y obtener la linealidad deseada con un consumo de energía mínimo. El mecanismo de control de polarización de IIP3 variable se describirá a continuación en mayor detalle.

La arquitectura del receptor de la presente invención puede utilizarse en diversas aplicaciones, incluidas las aplicaciones telefónicas celulares y de HDTV. En el teléfono celular, el receptor 1200 puede utilizarse en los sistemas de comunicación CDMA que funcionan en la banda del sistema de comunicación personal (PCS) o la banda celular.

En la Figura 3, se representa un diagrama de bloques de un ejemplo de receptor que admite las modalidades de banda dual (PCS y celular) y dual (CDMA y AMPS). La banda PCS presenta un ancho de banda de 60 MHZ y una frecuencia central de 1900 MHz. La banda celular presenta un ancho de banda de 25 MHz y una frecuencia central de 900 MHz. Cada banda requiere un único filtro pasabanda RF. Por consiguiente, se utilizan dos procesadores RF para las dos bandas.

El receptor 1300 comprende muchos de los componentes del receptor 1200 (véase la Figura 2). La antena 1312, el duplexor 1314 y el atenuador 1316 son idénticos a la antena 1212, el duplexor 1214 y el atenuador 1216 del receptor 1200. La señal atenuada del atenuador 1316 se proporciona a los procesadores RF 1310a y 1310b. El procesador RF 1310a está diseñado para funcionar en la banda celular, y el procesador RF 1310b está diseñado para funcionar en la banda PCS. El procesador RF 1310a es idéntico al procesador RF 1210 del receptor 1200. El procesador 1310a comprende dos etapas de amplificador de bajo ruido (LNA) 1320a y 1320b conectadas en cascada con el filtro pasabanda 1326, interpuesto entre las etapas. Cada LNA 1320 presenta una trayectoria de señal paralela que comprende el atenuador fijo 1322 y el conmutador 1324. El procesador RF 1310b es similar al procesador RF 1310a, excepto porque los LNA 1321a y 1321b y el filtro pasabanda 1327 están diseñados para funcionar en la banda PCS. La salida de los procesadores RF 1310a y 1310b se proporciona al multiplexor (MUX) 1346 que selecciona la señal deseada según una señal de control del controlador 1370 (no representado en la Figura 3 para simplificar). La señal RF del MUX 1346 se pasa al procesador RF/IF 1348 que es idéntico al procesador RF/IF 1248 de la Figura 2. La señal IF del procesador 1348 se proporciona al demodulador (DEMOD) 1350 que demodula la señal según el formato de modulación utilizado en el trasmisor remoto (no representado). El demodulador 1350, el circuito de control AGC 1360, el circuito de control de polarización 1380 y el circuito de medición de no linealidad 1390 de la Figura 3 son idénticos al demodulador 1250, el circuito de control AGC 1260, el circuito de control de polarización 1280 y el circuito de medición de no linealidad 1290 de la Figura 2, respectivamente.

El controlador 1370 se conecta al circuito de control AGC 1360, el circuito de control de polarización 1380 y el MUX 1346 y controla el funcionamiento de estos circuitos. El controlador 1370 puede implementarse como un microprocesador, un microcontrolador o un procesador de señales digitales programado para realizar las funciones descritas en la presente memoria. El controlador 1370 puede comprender además un elemento de almacenamiento en memoria para almacenar las modalidades de funcionamiento del receptor 1300 y las señales de control asociadas.

Haciendo referencia a la Figura 2, a continuación, se describe en detalle un ejemplo de diseño de receptor 1200 especial para las aplicaciones telefónicas celulares. En el ejemplo de forma de realización, el atenuador 1216 presenta un rango de atenuación de 20 dB y proporciona una atenuación de 0,2 dB a -20 dB. El atenuador 1216 puede diseñarse con un par de diodos o mediante transistores de efecto de campo (FET), las implementaciones de los cuales son conocidas en la técnica. En el ejemplo de forma de realización, los LNA 1220a y 1220b presentan una ganancia fija de 13 dB cada una. Los LNA 1220a y 1220b pueden ser amplificadores RF monolíticos fabricados en serie o amplificadores diseñados utilizando componentes discretos. A continuación, se describe en detalle un ejemplo de diseño discreto de LNA 1220. En el ejemplo de realización, los atenuadores fijos 1222a y 1222b proporcionan 5 dB de atenuación y pueden implementarse con resistencias, de la forma conocida en la técnica. En el ejemplo de forma de realización, el filtro pasabanda 1226 es un filtro de onda acústica de superficie (SAW) que presenta un ancho de banda de 25 MHz, es decir, el ancho de banda completo de la banda celular, que está centrado en torno a los 900 MHz.

En el ejemplo de forma de realización, el filtro pasabanda 1232 es también un filtro que presenta un ancho de banda de 1,2288 MHz, es decir, el ancho de banda de un sistema CDMA, que está centrado en torno a los 116,5 MHz. El mezclador 1230 es un mezclador activo que puede ser un mezclador fabricado en serie, tal como el Motorola MC13143, u otro mezclador activo que esté diseñado de la forma conocida en la materia. El mezclador 1230 puede implementarse también con componentes pasivos, tales como el diodo mezclador simétrico doble. El amplificador 1234 puede ser un amplificador monolítico o un amplificador diseñado con componentes discretos. En el ejemplo de forma de realización, el amplificador 1234 está diseñado para proporcionar una ganancia de 40 dB.

En el ejemplo de forma de realización, el rango de ganancia global del receptor 1200, excluido el demodulador 1250, está comprendido entre +51 dB y -5 dB. Este rango de ganancia presupone la inclusión de una pérdida de inserción ejemplificativa de -3 dB para el filtro pasabanda 1226, una ganancia de +1 dB para el mezclador 1230 y una pérdida de inserción de -13 dB para el filtro pasabanda 1232. En las aplicaciones CDMA, suele requerirse un rango AGC de 80 dB para hacer frente adecuadamente a la pérdida de trayectoria, las condiciones de desvanecimiento y las interferencias deliberadas. En el ejemplo de forma de realización, el rango AGC proporcionado por el atenuador 1216, los LNA 1220a y 1220b y los atenuadores fijos 1222a y 1222b es de 56 dB. En el ejemplo de realización, los 24 dB restantes del rango de AGC son proporcionados por el demodulador 1250 o el amplificador 1234. En el demodulador 1250 (véase la Figura 4), el ADC 1410 cuantifica la forma de onda analógica y proporciona los valores digitalizados a los subsiguientes bloques de procesamiento de señal digital. En el ejemplo de forma de realización, la resolución necesaria para el ADC 1410 es de cuatro bits. En el ejemplo de forma de realización, una resolución adicional de seis bits proporciona un margen para las interferencias deliberadas todavía no filtradas. El ADC 1410 puede diseñarse para proporcionar más de diez bits de resolución. Cada bit adicional por encima de diez puede ser utilizado para proporcionar 6 dB de control de ganancia. Afortunadamente, a niveles altos de la señal CDMA, los niveles de interferencias deliberadas fuera de banda no pueden seguir siendo de +72 dB por encima de la señal CDMA. Por consiguiente, cuando la señal CDMA es intensa, las interferencias deliberadas requieren menos de 6 bits de resolución de margen. En el ejemplo de forma de realización, la función de AGC realizada en el demodulador 1250 es activa sólo cuando la señal CDMA es intensa, es decir, se halla en la parte alta del rango de control CDMA. Por lo tanto, los bits adicionales de resolución que inicialmente están reservados para el margen de interferencias deliberadas se utilizan ahora para la función AGC, como consecuencia de los niveles de señal CDMA elevados. El diseño de un \Sigma \Delta ADC pasabanda de submuestreo que proporciona el rendimiento necesario para el receptor 1200 se da a conocer en la solicitud de patente US en trámite de nº de serie 08/987.306 mencionada anteriormente.

II. Diseño del amplificador

En la Figura 5A, se representa un diagrama esquemático de un ejemplo de diseño de LNA discreto. En el LNA 1220, la entrada RF se aplica a un extremo del condensador de acoplamiento CA 1512. El otro extremo del condensador 1512 se conecta a un extremo del condensador 1514 y el inductor 1516. El otro extremo del condensador 1514 se conecta a la tierra analógica, y el otro extremo del inductor 1516 se conecta a un extremo de las resistencias 1518 y 1520 y la base del transistor 1540. El otro extremo de la resistencia 1518 se conecta a la fuente de alimentación Vdc y el otro extremo de la resistencia 1520 se conecta a la tierra analógica. El condensador de derivación 1522 se conecta a Vdc y a la tierra analógica. En el ejemplo de forma de realización, el transistor 1540 es un transistor RF de bajo ruido, tal como un Siemens BFP420, utilizado comúnmente en la técnica. El emisor del transistor 1540 se conecta a un extremo del inductor 1542. El otro extremo del inductor 1542 se conecta a la fuente de corriente 1580 que, asimismo, se conecta a la tierra analógica. El colector del transistor 1540 se conecta a un extremo del inductor 1532, la resistencia 1534 y el condensador 1536. El otro extremo del inductor 1532 y la resistencia 1534 se conectan a Vdc. El otro extremo del condensador 1536 comprende la salida RF.

En el LNA 1220, los condensadores 1512 y 1536 proporcionan acoplamiento CA de las señales RF de entrada y salida, respectivamente. El condensador 1514 y el inductor 1516 proporcionan la compensación de ruido. Los inductores 1516 y 1532 proporcionan también el acoplamiento de la entrada y la salida del LNA, respectivamente. El inductor 1532 proporciona también una trayectoria CC para la corriente de polarización del transistor 1540. El inductor 1542 proporciona la degeneración de la impedancia del emisor para mejorar la linealidad. Las resistencias 1518 y 1520 establecen la tensión de polarización CC en la base del transistor 1540. La resistencia 1534 determina la ganancia del LNA 1220 y la impedancia de salida. La fuente de corriente 1580 controla la corriente de polarización del transistor 1540 que determina el IIP3 del LNA 1220.

En la Figura 5b, se representa un diagrama esquemático de un ejemplo de fuente de corriente 1580. Las fuentes del MOSFET de canal N 1582 y 1584 están conectadas a la tierra analógica. El drenador del MOSFET 1584 está conectado a un extremo de la resistencia 1586. El otro extremo de la resistencia 1586 está conectado al drenador del MOSFET 1582 y comprende la salida de la fuente de corriente 1580. El condensador de derivación 1588 se conecta entre la salida de la fuente de corriente 1580 y la tierra analógica. La puerta del MOSFET 1582 se conecta a Vbias1 y la puerta del MOSFET 1584 se conecta a Vbias2.

Los MOSFET 1582 y 1584 proporcionan la corriente de polarización del colector Icc para el transistor 1540 que, a su vez, determina el punto operativo de IIP3 del LNA 1220. Las puertas de los MOSFET 1582 y 1584 se conectan a las tensiones de control Vbias1 y Vbias2, respectivamente. Cuando Vbias1 es baja (por ejemplo, 0 Volts), el MOSFET 1582 se desconecta y no proporciona corriente de polarización del colector Icc para el transistor 1540. Cuando Vbias1 es alta (por ejemplo, se acerca a Vdc), el MOSFET 1582 se conecta y proporciona la corriente de polarización del colector máxima para el transistor 1540. Por lo tanto, Vbias1 determina la cantidad de corriente de polarización del colector Icc proporcionada por el MOSFET 1582. Del mismo modo, Vbias2 determina la cantidad de corriente de polarización del colector proporcionada por el MOSFET 1584. No obstante, la tensión en la base del transistor 1540 y el valor de la resistencia 1586 limitan la corriente de polarización del colector máxima proporcionada por el MOSFET 1584.

En la Figura 6A, se ilustra el rendimiento de IIP3 del LNA comparado con la corriente de polarización del colector Icc. Debe observarse que el IIP3 se incrementa aproximadamente en 6 dB por cada incremento de octava (o incremento doble) de la corriente de polarización del colector. En la Figura 6B, se ilustra la corriente de polarización del colector del transistor 1540, la ganancia del LNA 1220 y el IIP3 del LNA 1220 frente a la tensión de control Vbias1. Debe observarse que la ganancia es aproximadamente constante (p.ej. la variación de ganancia es de aproximadamente 1 dB para todas las tensiones Vbias1). Asimismo, debe observarse que el IIP3 varía de forma similar a la corriente de polarización del colector Icc. Por lo tanto, la corriente de polarización del colector puede reducirse, si no se desea un IIP3 elevado, con un efecto mínimo sobre la ganancia del LNA 1220.

Las Figuras 5A y 5B ilustran un ejemplo de diseño de LNA 1220 y de fuente de corriente 1580, respectivamente. El LNA 1220 puede diseñarse utilizando otras topologías para proporcionar el rendimiento necesario (por ejemplo, una ganancia superior, un factor de ruido mejor o un acoplamiento mejor). El LNA 1220 puede diseñarse con otros dispositivos activos, tales como los transistores bipolares de unión (BJT), los transistores bipolares de heterounión (HBT), los transistores de efecto de campo de metal-óxido semiconductor (MOSFET), los transistores de efecto de campo de arseniuro de galio (GaAsFET) u otros dispositivos activos. El LNA 1220 puede implementarse también como un amplificador monolítico de la forma conocida en la técnica. Análogamente, la fuente de corriente 1580 puede diseñarse e implementarse de otras maneras conocidas en la técnica. Las diversas implementaciones del LNA 1220 y la fuente de corriente 1580 se hallan dentro del alcance de la presente invención.

III. Control de polarización de IIP3 variable

Como se ha descrito anteriormente, las señales parásitas que pasan a través de dispositivos no lineales pueden crear productos de intermodulación dentro de banda. Una aplicación que presenta un requisito de linealidad estricto es un sistema de comunicación CDMA situado en el mismo emplazamiento que otros sistemas telefónicos celulares, tal como el sistema de telefonía móvil avanzado (AMPS). Los otros sistemas telefónicos celulares pueden transmitir señales parásitas (o interferencias deliberadas) a alta potencia, cerca de la banda operativa del sistema CDMA, siendo pues necesario que el receptor CDMA presente un IIP3 elevado.

El requisito de rechazo de señales parásitas de un sistema CDMA viene definido por dos especificaciones: una prueba de dos tonos y una prueba de un tono, proporcionadas por la regla "TIA/EIA/IS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation", en lo sucesivo denominada regla IS-98-A. La prueba de dos tonos se ilustra en la Figura 7A. Los dos tonos se hallan en f_{1} = +900 KHz y f_{2} = +1700 KHz respecto de la frecuencia central de la forma de onda CDMA. Los dos tonos tienen la misma amplitud, que está 58 dB por encima de la amplitud de la señal CDMA. Esta prueba simula una señal con modulación FM que se transmite en el canal adyacente, tal como la señal de un sistema AMPS. La señal con modulación FM contiene la mayor parte de la potencia en la portadora, mientras que la potencia de la forma de onda CDMA se distribuye a través del ancho de banda de 1,2288 MHz. La señal CDMA es más inmune a la condición del canal y se mantiene a un nivel de potencia bajo mediante un bucle de control de potencia. En realidad, la señal CDMA se mantiene en el nivel de potencia mínimo necesario para el nivel de rendimiento requerido, para reducir las interferencias e incrementar la capacidad.

La prueba de un tono se ilustra en la Figura 7B. El único tono está situado en f_{1} = +900 KHz respecto de la frecuencia central de la forma de onda CDMA y presenta una amplitud de +72 dBc por encima de la amplitud de la señal CDMA.

Según la regla IS-98-A, se especifica la linealidad del receptor en los niveles de potencia de entrada CDMA de -101 dBm, -90 dBm y -79 dBm. Para la prueba de dos tonos, las interferencias deliberadas se hallan a -43 dBm, -32 dBm y -21 dBm (+58 dBc), y la señal en banda equivalente de los productos de intermodulación se halla a -104 dBm, -93 dBm y -82 dBm, para el nivel de potencia de entrada de -101 dBm, -90 dBm y -79 dBm, respectivamente.

Como se ilustra en la Figura 7A, los tonos parásitos (o interferencias deliberadas) en f_{1} = +900 KHz y f_{2} = +1700 KHz generan productos de intermodulación de tercer orden en (2f_{1}-f_{2}) = +100 KHz y (2f_{2}-f_{1}) = +2500 KHz. El producto a +2500 KHz puede filtrarse con facilidad mediante los filtros pasabanda subsiguientes 1226 y 1232 (véase la Figura 2). No obstante, el producto a +100 KHz queda incluido en la forma de onda CDMA y degrada la señal CDMA.

Para reducir al mínimo la degradación del rendimiento del receptor 1200, el IIP3 de los dispositivos activos del receptor 1200 se ajusta según la cantidad de no linealidad de la señal recibida. El receptor 1200 está diseñado para satisfacer la especificación de intermodulación de dos tonos. No obstante, en la práctica, las interferencias deliberadas están presentes sólo durante una fracción del tiempo operativo del receptor 1200. Además, la amplitud de las interferencias deliberadas raramente alcanzará el nivel de +58 dB especificado. Por consiguiente, la adaptación del diseño para prever el peor de los casos de interferencias deliberadas y el funcionamiento del receptor 1200 en modalidad de IIP3 alto será una pérdida de energía de la batería.

En la presente invención, el IIP3 de los dispositivos activos (en particular, el LNA 1220b y el mezclador 1230) se ajusta según la no linealidad medida en la señal de salida del receptor 1200. En el ejemplo de forma de realización, la no linealidad se mide mediante el procedimiento de la pendiente del RSSI. La medición de la pendiente del RSSI se describe en detalle en la patente US nº 5.107.225, titulada "HIGH DYNAMIC RANGE CLOSE LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT", publicada el 21 de abril de 1992 y cedida al cesionario de la presente invención. Haciendo referencia a la Figura 2, el filtro pasabanda 1232 presenta un ancho de banda de 1,2288 MHz y suprime la mayor parte de interferencias deliberadas y productos de intermodulación fuera de banda. Los productos de intermodulación que quedan comprendidos dentro de la banda no pueden ser suprimidos y se añaden a la forma de onda CDMA. La señal IF del amplificador 1234 se proporciona al demodulador 1250 que procesa la señal IF y proporciona los datos de banda base digitalizados que comprenden los datos I y Q. Los datos de banda base se proporcionan al circuito de medición de no linealidad 1290. En el ejemplo de forma de realización, el circuito de medición de no linealidad 1290 calcula la potencia de la señal mediante la ecuación siguiente:

(5)P = (I^{2} + Q^{2}),

siendo P la potencia de las señales de banda base, e I y Q la amplitud de las señales I y Q, respectivamente. La medición de potencia se proporciona al circuito de control de polarización 1280.

La medición de potencia contiene la potencia de las señales I y Q de banda base deseadas, así como la potencia de los productos de intermodulación. Como se ha descrito anteriormente, para la no linealidad de segundo orden, los productos de intermodulación se incrementan dos dB por cada incremento de dB del nivel de la señal de entrada. En la no linealidad de tercer orden, los productos de intermodulación se incrementan 3 dB por cada incremento de dB del nivel de la señal de entrada. Por lo tanto, la cantidad de intermodulación puede calcularse mediante la medición de la pendiente de RSSI, que se define como el cambio del nivel de la señal de salida comparado con el cambio del nivel de la señal de entrada. El cambio del nivel de la señal de entrada puede establecerse en un incremento predeterminado (por ejemplo, 0,5 dB). Para el receptor 1200 que funciona en el rango lineal, un incremento de 0,5 dB del nivel de la señal de entrada corresponde a un incremento de 0,5 dB del nivel de la señal de salida y una pendiente de RSSI de 1,0. No obstante, cuando se produce la transición de uno o más dispositivos activos a la zona operativa no lineal, la pendiente de RSSI se incrementa. Una pendiente de RSSI más alta corresponde a un nivel superior de no linealidad. Una pendiente de RSSI de 3,0 se obtiene cuando el receptor 1200 funciona en compresión total (por ejemplo, el nivel de señal de salida deseado no se incrementa cuando la entrada se incrementa) y en la salida predominan los productos de intermodulación de tercer orden.

En la presente invención, la pendiente de RSSI puede compararse con un umbral de RSSI predeterminado. Si la pendiente de RSSI sobrepasa el umbral, el IIP3 del dispositivo activo adecuado se incrementa. Por otra parte, si la pendiente de RSSI está por debajo del umbral de RSSI, el IIP3 se reduce. El umbral de RSSI puede ajustarse durante el funcionamiento del receptor 1200, basándose en la tasa de errores en bits (BER) o la tasa de errores en tramas (FER) deseadas. Un umbral de RSSI más alto permite un nivel de productos de intermodulación más alto antes de incrementarse el IIP3, reduciéndose de ese modo el consumo de energía a expensas de la BER o la FER. Asimismo, el umbral de RSSI puede ajustarse mediante un bucle de control que establece el umbral para el nivel de rendimiento deseado (p.ej., una FER de un 1%). En el ejemplo de forma de realización, la pendiente de RSSI seleccionada es de 1,2. No obstante, la utilización de otros umbrales de RSSI se halla dentro del alcance de la presente invención.

En la presente invención, la medición directa de la amplitud de las interferencias deliberadas no es crítica. Es más importante, medir el efecto no deseado de las interferencias deliberadas, en términos de nivel más alto de productos de intermodulación en la señal deseada. La pendiente de RSSI es un procedimiento para medir el nivel de no linealidad. El nivel de no linealidad puede medirse, también, calculando el cambio en la relación de energía por segmento/ruido (Ec/Io) de la señal de salida para un cambio incremental de la amplitud de la señal de entrada. Los productos de intermodulación se incrementan en un factor de tres a uno cuando el receptor 1200 se halla en compresión y cuando predominan, en la señal de salida, los productos de intermodulación de tercer orden. Del mismo modo que en el procedimiento de la pendiente de RSSI, el nivel de no linealidad puede calcularse mediante el cambio de Ec/Io con respecto al cambio del nivel de la señal de entrada. Pueden considerarse otros procedimientos para medir el nivel de no linealidad, que están comprendidos en el alcance de la presente invención.

En el ejemplo de forma de realización, para aumentar al máximo el rendimiento, el IIP3 de los dispositivos activos se ajusta en función de la cantidad de no linealidad (por ejemplo, a través de la medición de la pendiente de RSSI) experimentada por cada dispositivo activo. Los LNA 1220a y 1220b proporcionan una ganancia fija. Por lo tanto, el mezclador 1230 soporta el nivel de señal más alto, el LNA 1220b soporta el siguiente nivel de señal más alto y el LNA 1220a soporta el nivel de señal más bajo (se presupone aquí que la ganancia del LNA 1220a es superior a la pérdida de inserción del filtro pasabanda 1226). Con estos supuestos, el punto operativo de IIP3 del mezclador 1230 se incrementa en primer lugar si se detecta una interferencia deliberada (por ejemplo, a través de la medición de una pendiente de RSSI elevada). Una vez que el IIP3 del mezclador 1230 está completamente ajustado (por ejemplo, hasta el punto operativo de IIP3 más alto), el IIP3 del LNA 1220b se incrementa. Por último, una vez que el IIP3 del LNA 1220b está completamente ajustado, el IIP3 del LNA 1220a puede incrementarse. En el ejemplo de forma de realización, el LNA 1220a se mantiene en un punto operativo de IIP3 predeterminado para lograr el mejor rendimiento posible del receptor 1200. De forma complementaria, el IIP3 del LNA 1220b se reduce en primer lugar si no se detecta ninguna interferencia deliberada. Una vez que el IIP3 del LNA 1220b está completamente ajustado (por ejemplo, hasta el punto operativo de IIP3 más bajo), el IIP3 del mezclador 1230 se reduce.

El IIP3 del LNA 1220b y el mezclador 1230 puede ajustarse de una manera continua (por ejemplo, proporcionando tensiones de control Vbias1 y Vbias2 continuas) o en etapas discretas. La presente invención se refiere a la utilización de procedimientos continuos o de etapas discretas o de otros procedimientos para controlar el IIP3 de los dispositivos activos.

El orden descrito anteriormente del ajuste del IIP3 presupone que el IIP3 es la única consideración. No obstante, las diferentes aplicaciones pueden experimentar diferentes condiciones de entrada y pueden presentar diferentes requisitos de rendimiento. El orden del ajuste de IIP3 puede modificarse para satisfacer estos requisitos. Además, el ajuste de IIP3 puede efectuarse en sentido inverso al descrito anteriormente (es decir, reduciéndose el IIP3 para incrementar el nivel de la señal de entrada) para obtener el mejor rendimiento posible del receptor 1200 en una condición operativa particular. El orden de ajuste diferente del IIP3 y el sentido de ajuste diferente del IIP3 están dentro del alcance de la presente invención.

IV. Control de ganancia

La mayoría de receptores están diseñados para adaptarse a un amplio rango de niveles de señales de entrada. En los receptores CDMA, el rango de AGC deseado es nominalmente de 80 dB. En el ejemplo de forma de realización de la presente invención (véase la Figura 2), el rango de AGC es proporcionado por el atenuador 1216, los LNA 1220a y 1220b, los atenuadores fijos 1222a y 1222b, el demodulador 1250 y posiblemente el amplificador 1234. En el ejemplo de forma de realización, el atenuador 1216 proporciona un rango de AGC de 20 dB, cada atenuador fijo 1222a y 1222b proporciona un rango de AGC de 5 dB, cada LNA 1220a y 1220b proporciona un rango de AGC de 13 dB, y el amplificador 1234 o el demodulador 1250 proporcionan un rango de AGC de 24 dB. El rango de AGC de uno o más de estos componentes puede ajustarse, hallándose dicho ajuste dentro del alcance de la presente invención. Además, el amplificador 1234 puede diseñarse para proporcionar un rango de AGC que complemente el de otros componentes. Por ejemplo, el rango AGC de los atenuadores fijos 1222 puede reducirse a 2 dB cada una, y cada amplificador 1234 puede diseñarse con un rango de AGC de 6 dB.

En el ejemplo de forma de realización, los primeros 2 dB de rango de AGC son proporcionados por el demodulador 1250. El demodulador 1250 comprende el \Sigma \Delta ADC pasabanda de submuestreo 1410 que proporciona bits adicionales de resolución que pueden ser utilizados para el control AGC. Los siguientes 20 dB de rango de AGC son proporcionados por el atenuador 1216 o el amplificador 1234. Los siguientes 18 dB de rango de AGC son proporcionados por el LNA 1220a y el atenuador fijo 1222a. Los siguientes 18 dB de rango de AGC son proporcionados por el LNA 1220b y el atenuador fijo 1222b. Y los 22 dB restantes de rango de AGC son proporcionados por el amplificador 1234 o el demodulador 1250.

En la Figura 8A, se ilustra un ejemplo de diagrama que representa la operación de control AGC del receptor 1200 de la presente invención, para elevar la potencia de la señal de entrada CDMA. En este ejemplo, el amplificador 1234 se implementa como un amplificador de ganancia fija para simplificar. El nivel de potencia de entrada CDMA puede estar comprendido entre -104 dBm y -24 dBm. Entre -104 dBm y -102 dBm, los LNA 1220a y 1220b están conectados, los conmutadores 1224a y 1224b están desconectados y el AGC es proporcionado por el demodulador 1250. Entre -102 dBm y -85 dBm, el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Entre -84 dBm y -62 dBm, el LNA 1220a está desconectado, el conmutador 1224a está conectado, el LNA 1220b permanece conectado, el conmutador 1224b permanece desconectado y el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Entre -63 dBm y -46 dBm, los LNA 1220a y 1220b están desconectados, los conmutadores 1224a y 1224b están conectados y el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Por último, por encima de -46 dBm, el atenuador 1216 está completamente atenuado, el nivel de la señal IF que entra en el demodulador 1250 se incrementa un dB por cada dB del nivel de la señal RF de entrada y el AGC es proporcionado después del ADC 1410 por el demodulador 1250.

En la Figura 8B, se ilustra un ejemplo de diagrama que representa la operación de control AGC del receptor 1200 para disminuir la potencia de la señal CDMA. También esta vez, en este ejemplo, el amplificador 1234 se implementa como un amplificador de ganancia fija para simplificar. Entre -24 dBM y -46 dBm, los LNA 1220a y 1220b están desconectados, los conmutadores 1224a y 1224b están conectados y el AGC es proporcionado después del ADC 1410 por el demodulador 1250. Entre -46 dBm y -66 dBm, el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Entre -66 dBm y -69 dBm, el atenuador 1216 se halla en el estado de atenuación mínima y el AGC es proporcionado por el demodulador 1250. A -70 dBm, el LNA 1220b está conectado y el conmutador 1224b está desconectado. Entre -70 dBm y -84 dBm, el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Entre -84 dBm y -90 dBm, el AGC es proporcionado por el demodulador 1250. A -91 dBm, el LNA 1220a está conectado y el conmutador 1224a está desconectado. Entre -91 dBm y -102 dBm, el AGC es proporcionado por el atenuador 1216. Y entre -102 dBm y -104 dBm, el AGC es proporcionado por el demodulador 1250.

Las Figuras 8A y 8B ilustran los niveles de señal RF de entrada con los LNA 1220a y 1220b conectados y desconectados. El LNA 1220a se desconecta cuando el nivel de la señal de entrada sobrepasa -85 dBm (véase la Figura 8A), pero no se vuelve a conectar hasta que el nivel de señal desciende por debajo de -91 dBm. Los 6 dB de histéresis impiden que el LNA 1220a alterne entre los estados de conexión y desconexión. El LNA 1220b también dispone de 6 dB de histéresis por el mismo motivo. Pueden utilizarse diferentes cantidades de histéresis para lograr el mejor rendimiento posible del sistema, hallándose dichas cantidades dentro del alcance de la presente inven-
ción.

La descripción anterior ilustra un ejemplo de implementación del control AGC deseado. El control AGC puede implementarse también con amplificadores AGC que presentan ganancias ajustables. Además, la disposición del atenuador 1216 y los LNA 1220a y 1220b ilustrada en la Figura 2 es sólo una implementación que cumple la especificación CDMA. El alcance de la presente invención abarca también otras implementaciones de las funciones AGC que utilizan los elementos descritos en la presente memoria y otras implementaciones que utilizan estos elementos combinados con otros elementos o circuitos conocidos en la técnica.

V. Ajuste del receptor según la no linealidad medida

En la primera forma de realización de la presente invención, el IIP3 de los dispositivos activos se establece según el nivel medido de no linealidad obtenido por el receptor 1200. El nivel de no linealidad puede calcularse midiendo la pendiente de RSSI o la relación Ec/Io. En la Figura 9, se ilustra el diagrama de tiempos de un ejemplo de implementación de medición de pendiente de RSSI. En el ejemplo de forma de realización, el nivel de señal RF de entrada cambia variando la atenuación del atenuador 1216 en impulsos estrechos. Cada impulso se denomina "ondulación". Se mide la pendiente de RSSI para cada impulso y se obtiene el promedio de las mediciones respecto de un período T predeterminado para mejorar la precisión de la medición de la pendiente de RSSI. Al final del período T, la pendiente de RSSI medida se compara con el umbral de RSSI y el resultado se utiliza para ajustar el IIP3 de los dispositivos activos de la manera descrita anteriormente.

Como se representa en la Figura 9, la medición de la pendiente de RSSI en T_{0} es inferior al umbral de RSSI, lo cual indica que el receptor 1200 está funcionando dentro del límite lineal. Por lo tanto, el IIP3 del LNA 1220b se reduce para mantener el consumo de energía. De modo parecido, al final de los períodos T_{1}, T_{2} y T_{3}, la pendiente de RSSI medida es inferior al umbral de RSSI y el IIP3 del LNA 1220b continúa reduciéndose. Al final del período T_{4}, la pendiente de RSSI medida todavía es inferior al umbral de RSSI y el IIP3 del mezclador 1230 se reduce hasta que el IIP3 del LNA 1220b ha sido ajustado por completo hasta el punto operativo de IIP3 mínimo. Al final del período T_{5}, la pendiente de RSSI medida es superior al umbral de RSSI, lo cual indica que los productos de intermodulación se han incrementado hasta un nivel inaceptable. En respuesta a este incremento, el IIP3 del mezclador 1230 se incrementa para mejorar la linealidad.

En el ejemplo de forma de realización, cada impuso tiene una duración de 200 \mus, el período T es de 5 ms y el número de impulsos de un período T es de nueve. Con estos valores, el ciclo de trabajo es del 36%. En la forma de realización preferida, el ciclo de trabajo de los impulsos debe ser suficientemente bajo como para que la relación Ec/Io de la señal deseada sufra una degradación mínima debida a la perturbación periódica de la amplitud de la señal. La anchura de los impulsos seleccionada es de corta duración para reducir al mínimo la perturbación del circuito de control de AGC 1280. Habitualmente, el bucle de control AGC es lento y no puede realizar el seguimiento de los cambos de nivel de la señal ocasionados por los impulsos de atenuación cortos. Esto tiene una importancia particular, puesto que el cambio de amplitud de la señal de salida deberá reflejar con exactitud los cambios de la amplitud de la señal de entrada y los productos de intermodulación, y no los cambios ocasionados por el circuito de control AGC 1280. No obstante, una anchura de impulso reducida da por resultado una medición menos precisa de la potencia de la señal de salida. La presente invención se refiere a la utilización de impulsos de diversas anchuras y diversos ciclos de trabajo para las funciones descritas.

Se selecciona una amplitud pequeña de perturbación del nivel de la señal RF de entrada, para reducir al mínimo la degradación de la señal de salida y para reducir al mínimo el efecto de todo el receptor 1200 sobre el IIP3. En el ejemplo de forma de realización, la etapa de atenuación para la medición de la pendiente de RSSI es de 0,5 dB. Es posible utilizar otros valores para la etapa de atenuación, que también están dentro del alcance de la presente inven-
ción.

En el ejemplo de forma de realización, el umbral de RSSI seleccionado es de 1,2. La utilización de un umbral de RSSI puede dar por resultado la alternancia de los puntos operativos de IIP3 entre períodos T consecutivos. Para impedir esta alternancia, pueden utilizarse dos umbrales de RSSI para proporcionar histéresis. El IIP3 no se incrementará, a menos que la pendiente de RSSI medida sobrepase el primer umbral de RSSI, y el IIP3 no se reducirá, a menos que la pendiente de RSSI medida quede por debajo del segundo umbral de RSSI. La utilización de un solo umbral o de varios umbrales está dentro del alcance de la presente invención.

En la Figura 10A, se representa un diagrama que ilustra la operación de control de la polarización del IIP3 del receptor 1200 de la presente invención para elevar el nivel de potencia RF de entrada. La señal RF de entrada comprende una señal CDMA e interferencias deliberadas de dos tonos que se hallan a +58 dBc por encima de la señal CDMA. Cuando la potencia de la señal CDMA es de entre -104 dBm y -101 dBm, el IIP3 del mezclador 1230 se establece en +10 dBm y el IIP3 de los LNA 1220a y 1220b se establecen en 0 dBm. Cuando la señal CDMA se incrementa por encima de -101 dBm, la pendiente de RSSI medida sobrepasa el umbral de RSSI, y el IIP3 del mezclador 1230 se incrementa hasta +15 dBm para reducir al mínimo el nivel de no linealidad. El atenuador 1216 proporciona atenuación de la señal RF de entrada entre -104 dBm y -84 dBm. A -84 dBm, el LNA 1220a es omitido y el atenuador 1216 vuelve a su estado de atenuación baja. Cuando la potencia de la señal CDMA está a -83 dBm, -79 dBm, -75 dBm y -71 dBm, el IIP3 del LNA 1220b se incrementa para reducir al mínimo los productos de intermodulación. A aproximadamente -64 dBm, el LNA 1220b es omitido y el atenuador 1216 vuelve a pasar a su estado de atenuación
baja.

En la Figura 10B, se representa un diagrama que ilustra la operación de control de polarización del IIP3 del receptor 1200, para disminuir el nivel de potencia RF de entrada. También esta vez, la señal IF de entrada comprende una señal CDMA e interferencias deliberadas de dos tonos que están a +58 dBc por encima de la señal CDMA. En un principio, cuando la potencia de la señal de entrada CDMA está a -60 dBm, los LNA 1220a y 1220b se omiten. Cuando la potencia de la señal CDMA se reduce hasta -70 dBm, el LNA 1220b se conecta para proporcionar la ganancia necesaria. A aproximadamente -76 dBm, -80 dBm, -84 dBm y -88 dBm, el IIP3 del LNA 1220b se diminuye para reducir al mínimo el consumo de energía. A -90 dBm, el atenuador 1216 alcanza su rango de atenuación superior y el LNA 1220a se conecta. A -100 dBm, el IIP3 del mezclador 1230 se disminuye para ahorrar energía, puesto que el nivel de la señal RF de entrada es pequeño.

Como se ha descrito anteriormente, el nivel de potencia RF de entrada, en el que el IIP3 del mezclador 1230 y los LNA 1220a y 1220b se ajusta, se determina por medio de la pendiente de RSSI medida. La medición de la pendiente de RSSI tal vez no dé por resultado puntos de cambio de polarización de IIP3 separados linealmente, como se observa en las Figuras 10A y 10B. Además, los puntos de cambio por pasos pueden ser sustituidos por un control de polarización de ajuste continuo.

VI. Ajuste de receptor según modalidad de funcionamiento

En la segunda forma de realización de la presente invención, el IIP3 de los dispositivos activos se establece según la modalidad de funcionamiento del receptor. Como se ha indicado anteriormente, el receptor 1300 (véase la Figura 3) puede utilizarse en un teléfono celular que debe funcionar en la banda del sistema PCS o en la banda celular. Cada banda puede admitir plataformas digitales o analógicas. Cada plataforma puede comprender además una diversidad de modalidades de funcionamiento. Las diversas modalidades de funcionamiento se utilizan para mejorar el rendimiento y ahorrar energía de la batería. Por ejemplo, se utilizan modalidades de funcionamiento diferentes para admitir las siguientes características de un dispositivo celular: (1) radiobúsqueda en modalidad de intervalos para un tiempo de espera más prolongado, (2) etapa de ganancia para la mejora del rango dinámico, (3) salida disruptiva de transmisor para un tiempo de conversación más prolongado, (4) selección de banda de frecuencias para teléfonos de banda dual (PCS y celular), (5) alternancia de acceso múltiple entre los sistemas (CDMA, AMPS, GSM, etc.) y (6) medios para el control de la polarización del circuito en presencia de interferencias delibera-
das.

Las modalidades de funcionamiento del teléfono celular pueden presentar requisitos de rendimiento diferentes. En el ejemplo de forma de realización, se asigna, a cada modalidad de funcionamiento, un identificador exclusivo que comprende N bits de modalidad. Los bits de modalidad definen las características particulares de la modalidad de funcionamiento. Por ejemplo, puede utilizarse un bit de modalidad para seleccionar entre la banda PCS y la banda celular, y otro bit para seleccionar entre la modalidad digital (CDMA) o la modalidad analógica (FM). Los N bits de modalidad se pasan a los circuitos lógicos del controlador 1370 que decodifican los N bits de modalidad en un bus de control que comprende hasta 2^{N} bits de control. El bus de control se encamina hacia los circuitos del receptor 1300 que requieren control. Por ejemplo, el bus de control puede dirigir las siguientes tareas: (1) establecimiento del IIP3 del mezclador del procesador RF/IF 1348 y los LNA de los procesadores RF 1310a y 1310b, (2) establecimiento de la ganancia del receptor 1300, (3) establecimiento de las tensiones o la corriente de polarización CC para otros circuitos RF e IF del receptor 1300, (4) selección de la banda de señal deseada y (5) establecimiento de las frecuencias adecuadas para los osciladores.

En las Tablas 1 y 2, se ilustra un ejemplo de implementación del control de IIP3 para el receptor 1300, basado en la modalidad de funcionamiento. El receptor 1300 admite el funcionamiento en modalidad de banda dual (PCS y celular) y modalidad dual (CDMA y FM). En el ejemplo de forma de realización, la banda PCS sólo admite la transmisión CDMA, mientras que la banda celular admite transmisiones CDMA y FM (la transmisión FM puede proceder del sistema AMPS). En el ejemplo de forma de realización, se utilizan cuatro bits de modalidad. Los cuatro bits de modalidad son los bits BAND_SELECT, IDLE/, FM/ y LNA_RANGE. El bit BAND_SELECT determina la banda de funcionamiento y cumple lo siguiente: 1=PCS y 0=celular. El bit IDLE/ (0=inactivo) cambia el receptor 1300 a la modalidad inactiva (es decir, al funcionamiento con un IIP3 inferior), mientras el teléfono celular permanece inactivo. El bit FM/ (0=FM) cambia el receptor 1300 al procesamiento de la señal FM. Y el bit LNA_RANGE (1=derivación) establece la ganancia del receptor 1300. Cuando el bit LNA_RANGE es alto, indicando modalidad de derivación, los valores Vbias1 y Vbias2 del primer LNA 1320a o 1231a son bajos y el LNA se desconecta.

Cuando BAND_SELECT se establece en 0 (banda celular), el receptor 1300 funciona en una de las modalidades de funcionamiento celular enumeradas en la Tabla 1. La Tabla 1 sólo enumera el punto operativo de IIP3 de los LNA 1320a y 1320b. Puede generarse una tabla similar para el punto operativo de IIP3 del mezclador activo del procesador RF/IF 1348. Mientras se está en modalidad celular, la corriente de polarización CC para los LNA 1321a y 1321b se desconecta para ahorrar energía de la batería.

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(Tabla pasa a página siguiente)

TABLA 1 Control de receptor para modalidades de funcionamiento celular

IDLE/	FM/	LNA_RANGE	LNA	LNA	LNA	LNA	Modalidad de
			1320a	1320a	1320b	1320b	funcionamiento
			Vbias1	Vbias2	Vbias1	Vbias2
0	0	0	0	1	1	0	FM Rx
0	0	1	0	0	1	0	FM Rx
0	1	0	1	0	1	1	CDMA de intervalos
0	1	1	0	0	1	1	CDMA de intervalos
1	0	0	0	1	1	0	FM Rx/Tx
1	0	1	0	0	1	0	FM Rx/Tx
1	1	0	1	1	1	1	CDMA Rx/Tx
1	1	1	0	0	1	1	CDMA Rx/Tx

Cuando BAND_SELECT se establece en 1 (banda PCS), el teléfono funciona en una de las modalidades de funcionamiento PCS enumeradas en la Tabla 2. Mientras se está en modalidad PCS, la corriente de polarización de los LNA 1320a y 1320b se desconecta para ahorrar energía de la batería.

TABLA 2 Control de receptor para modalidades de funcionamiento PCS

IDLE/	FM/	LNA_RANGE	LNA	LNA	LNA	LNA	Modalidad de
			1321a	1321a	1321b	1321b	funcionamiento
			Vbias1	Vbias2	Vbias1	Vbias2
0	0	0	x	x	x	x	no utilizada
0	0	1	x	x	x	x	no utilizada
0	1	0	1	0	1	1	PCS de intervalos
0	1	1	0	0	1	1	PCS de intervalos
1	0	0	x	x	x	x	no utilizada
1	0	1	x	x	x	x	no utilizada
1	1	0	1	1	1	1	PCS Rx/Tx
1	1	1	0	0	1	1	PCS Rx/Tx

Las Tablas 1 y 2 enumeran los puntos operativos de IIP3 de los LNA para reducir al mínimo el consumo de energía y mantener, al mismo tiempo, el rendimiento deseado. Pueden generarse tablas adicionales para otros circuitos que requieren control. Por ejemplo, puede generarse una tabla que establece el AGC en el rango operativo adecuado, basándose en el nivel de señal de entrada esperado para la modalidad operativa deseada. Pueden generarse otras tablas para establecer las tensiones o la corriente de polarización CC necesarias para los diversos circuitos del receptor 1300.

VII. Ajuste del receptor según el nivel de señal recibido

En la tercera forma de realización de la presente invención, el IIP3 de los dispositivos activos se establece según la amplitud medida de la señal en diversas etapas de procesamiento de la señal del receptor. Haciendo referencia a la Figura 2, pueden conectarse detectores de potencia en la salida de los componentes seleccionados para medir el nivel de potencia de la señal. En la primera forma de realización de este sistema de ajuste del receptor, pueden conectarse detectores de potencia en la salida de los LNA 1220a y 1220b y el mezclador 1230 para medir la potencia de la señal RF de estos componentes. Las mediciones de potencia se proporcionan, a continuación, al circuito de control de polarización 1280 que utiliza la información para ajustar el punto operativo de IIP3 de cualquier componente que funcione por encima de un nivel predeterminado de no linealidad. En la segunda forma de realización de este sistema de ajuste del receptor, pueden conectarse detectores de potencia en la salida del mezclador 1230 y el demodulador 1250 para medir la potencia de la señal RF y la señal de banda base, respectivamente, de estos componentes. Las mediciones de potencia se pasan también al circuito de control de polarización 1280. La diferencia de potencia entre estas dos mediciones representa la potencia de las señales fuera de banda, que puede utilizarse para deducir el rendimiento IIP3 necesario. El circuito de control de polarización 1280 ajusta el punto operativo de los componentes de la manera descrita anteriormente para mantener el nivel de rendimiento deseado. El detector de potencia puede implementarse de muchas maneras conocidas en la técnica, tales como un diodo detector seguido de un filtro pasabaja.

La descripción anterior de las formas de realización preferidas se proporciona para permitir a cualquier experto en la materia fabricar o utilizar la presente invención. Las diversas modificaciones a estas formas de realización resultarán muy evidentes para los expertos en la materia, pudiendo ser aplicados los principios genéricos definidos en la presente memoria a otras formas de realización, sin necesidad de utilizar la capacidad inventiva. Por consiguiente, no debe considerarse que la presente invención se limita a las formas de realización presentadas aquí, sino más bien que su alcance es el más amplio posible según los principios y las características novedosas dadas a conocer en la presente memoria.

Claims

1. Receptor lineal programable (1200) que comprende:

(a) un elemento de ganancia ajustable (1216) para recibir una señal RF, presentando el elemento de ganancia ajustable (1216) una entrada de control de ganancia;

(b) un circuito de control de ganancia (1260) que es operativo para incrementar de forma periódica el nivel de la señal de entrada, y que está conectado a la entrada de control de ganancia del elemento de ganancia ajustable (1216);

(c) por lo menos una etapa de amplificador (1220) que:

(1): está conectada al elemento de ganancia ajustable y

(2): presenta un punto operativo de IIP3 variable que se puede ajustar mediante una entrada de control de polarización;

(d) un demodulador (1250) que:

(1): está conectado a dicha por lo menos una etapa de amplificador y

(2): es operativo para proporcionar datos de banda base;

(e) un circuito de medición de no linealidad (1290) que:

(1): está conectado al demodulador (1250) y

(2): es operativo para:

(A): medir la pendiente de RSSI resultante de dicho incremento del nivel de potencia o

(B): calcular el cambio de la relación de energía por segmento/ruido (Ec/Io) resultante de dicho incremento del nivel de entrada;

f) un circuito de control de polarización (1280) para establecer el punto operativo de IIP3 de un dispositivo activo, controlando su corriente o tensión de polarización CC según dicha medición de la linealidad, estando conectado dicho circuito de control de polarización (1280) a:

(1): el circuito de medición de no linealidad (1290) y

(2): la entrada de control de polarización de la etapa de amplificador.

2. Receptor (1200) según la reivindicación 1, en el que dicho elemento de ganancia ajustable (1216) es un atenuador.

3. Receptor (1200) según la reivindicación 1, en el que dicho circuito de medición de no linealidad (1290) es operativo para medir la pendiente de RSSI.

4. Receptor (1200) según la reivindicación 1, en el que dicho circuito de medición de no linealidad (1290) es operativo para calcular el cambio de la relación de energía por segmento/ruido (Ec/Io) respecto de un cambio de nivel de la señal RF.

5. Receptor (1200) según la reivindicación 1, que comprende además:

un mezclador (1230) que presenta una entrada de control de polarización conectada a dicho circuito de control de polarización (1280), interponiéndose dicho mezclador (1230) entre dicha por lo menos una etapa de amplificador y dicho demodulador (1250).

6. Receptor (1200) según la reivindicación 1, que comprende además:

un conmutador (1224) conectado en paralelo con cada una de dicha por lo menos una etapa de amplificador, presentando dicho conmutador una entrada de control conectada a dicho circuito de control de ganancia (1260).

7. Receptor (1200) según la reivindicación 6, que comprende además:

un atenuador fijo (1222) conectado en serie con dicho conmutador (1224).

8. Procedimiento para proporcionar linealidad programable en un receptor (1200), que comprende las etapas siguientes:

(a): recibir una señal RF;

(b): aplicar una atenuación de nivel predeterminado a la señal RF;

(c): amplificar la señal RF con un por lo menos amplificador (1220) para generar una señal RF amplificada, comprendiendo dicho por lo menos un amplificador (1220) un dispositivo activo;

(d): demodular la señal RF amplificada para obtener una señal de salida;

(e): incrementar periódicamente el nivel de la señal de entrada variando dicha atenuación;

(f): medir el nivel de no linealidad en la señal de salida de una de estas formas:

(1): midiendo la pendiente de RSSI resultante de la señal de salida o

(2): midiendo el cambio resultante de la relación Ec/Io de la señal de salida y

(g): establecer el punto operativo de IIP3 del dispositivo activo controlando su corriente o tensión de polarización CC según dicha medida de no linealidad.

9. Procedimiento según la reivindicación 8, para el caso en el que existe más de uno de dichos amplificadores, en el que dicha etapa de establecimiento se realiza en un orden determinado por el factor de ruido de dicho receptor (1200).

10. Procedimiento según la reivindicación 8, para el caso en el que existe más de uno de dichos amplificadores, en el que dicha etapa de establecimiento se realiza en un orden basado en los niveles de señal de dichos dispositivos activos de dicho receptor (1200).

11. Procedimiento según la reivindicación 10, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho dispositivo activo que presenta el nivel de señal de salida más alto se incrementa en primer lugar cuando dicha señal RF se incrementa.

12. Procedimiento según la reivindicación 11, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho dispositivo activo que presenta el segundo nivel de señal de salida más alto se incrementa en segundo lugar cuando dicha señal RF se incrementa, y dicho dispositivo activo que presenta dicho nivel de señal de salida más alto se incrementa hasta un punto operativo de IIP3 predeterminado.

13. Procedimiento según la reivindicación 10, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho dispositivo activo que presenta el nivel de señal de salida más bajo se reduce en primer lugar cuando dicha señal RF se reduce.

14. Procedimiento según la reivindicación 13, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho dispositivo activo que presenta el segundo nivel de señal de salida más bajo se reduce en segundo lugar cuando dicha señal RF se reduce, y dicho dispositivo activo que presenta dicho nivel de señal de salida más bajo se reduce hasta un punto operativo de IIP3 predeterminado.

15. Procedimiento según la reivindicación 10, en el que dicha etapa de establecimiento se realiza en etapas discretas.

16. Procedimiento según la reivindicación 10, en el que dicha etapa de establecimiento se realiza de una forma continua.

17. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicha etapa de medición se realiza midiendo la pendiente de RSSI de dicha señal de salida.

18. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicha etapa de medición se realiza midiendo el cambio de la relación Ec/Io respecto del cambio del nivel de la señal RF de entrada.

19. Procedimiento según la reivindicación 17 que comprende además la etapa que consiste en comparar dicha pendiente de RSSI medida con un umbral de pendiente de RSSI, en el que dicha etapa de establecimiento se realiza según el resultado de dicha etapa de comparación.

20. Procedimiento según la reivindicación 19, en el que dicho umbral de pendiente de RSSI es establecido según el nivel de rendimiento deseado por dicho receptor (1200).

21. Procedimiento según la reivindicación 19, en el que dicho umbral de RSSI es 1,2.

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22. Procedimiento según la reivindicación 19, que comprende además la etapa que consiste en calcular el promedio de dicha pendiente de RSSI medida respecto de un período predeterminado.

23. Procedimiento según la reivindicación 22, en el que dicho período predeterminado tiene una duración de 5 ms.

24. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicha etapa de atenuación se realiza periódicamente en impulsos.

25. Procedimiento según la reivindicación 24, en el que dichos impulsos tienen una duración de 200 \mus.

26. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que dicho nivel predeterminado de dicha etapa de atenuación es de 0,5 dB.

27. Procedimiento según la reivindicación 8, que comprende además la etapa que consiste en desconectar dicho por lo menos un amplificador, o los otros existentes de uno en uno, cuando dicha señal RF sobrepasa un umbral predeterminado.

28. Procedimiento según la reivindicación 27, en el que dicho por lo menos un amplificador que está más próximo a una entrada de dicho receptor (1200) se desconecta en primer lugar cuando dicha señal RF sobrepasa un umbral predeterminado.

29. Procedimiento según la reivindicación 8 que comprende además las etapas siguientes:

mezclar dicha señal RF amplificada para obtener una señal IF, siendo realizada dicha etapa de mezcla con un mezclador (1230) que comprende un dispositivo activo y

filtrar dicha señal IF para obtener una señal IF filtrada;

en el que dicha etapa de demodulación se realiza con dicha señal IF filtrada.

30. Procedimiento según la reivindicación 29, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho mezclador (1230) se incrementa en primer lugar cuando dicha señal RF se incrementa.

31. Procedimiento según la reivindicación 29, en el que dicho punto operativo de IIP3 de dicho mezclador (1230) se reduce en último lugar cuando dicha señal RF se reduce.