JP2002108465A - 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 - Google Patents
温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器Info
- Publication number
- JP2002108465A JP2002108465A JP2000294810A JP2000294810A JP2002108465A JP 2002108465 A JP2002108465 A JP 2002108465A JP 2000294810 A JP2000294810 A JP 2000294810A JP 2000294810 A JP2000294810 A JP 2000294810A JP 2002108465 A JP2002108465 A JP 2002108465A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mos transistor
- voltage
- current source
- circuit according
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 占有面積が小さく、また消費電力の小さい温
度検知回路および加熱保護回路ならびにこれらの回路を
組み込んだ各種電子機器を提供すること。 【解決手段】 第１の電圧電源Ｖｄｄと第２の電圧電源
Ｖｓｓとの間に設けられた温度依存性を有するダイオー
ド６１と第１の電流源６２が直列接続された回路と、第
１の電圧電源Ｖｄｄと第２の電圧電源ｖｓｓとの間に設
けられた第１の抵抗６３と第２の電流源６４が直列接続
された回路と、ダイオード６１と第１の電流源６２の接
続点の電圧を第１の入力、第１の抵抗６３と第２の電流
源６４との接続点の電圧を第２の入力し比較結果信号を
出力するコンパレータ６５からなる。第２の電流源６４
はＭＯＳトランジスタ６４１，６４２，６４３を図示の
ように接続して構成される。
度検知回路および加熱保護回路ならびにこれらの回路を
組み込んだ各種電子機器を提供すること。 【解決手段】 第１の電圧電源Ｖｄｄと第２の電圧電源
Ｖｓｓとの間に設けられた温度依存性を有するダイオー
ド６１と第１の電流源６２が直列接続された回路と、第
１の電圧電源Ｖｄｄと第２の電圧電源ｖｓｓとの間に設
けられた第１の抵抗６３と第２の電流源６４が直列接続
された回路と、ダイオード６１と第１の電流源６２の接
続点の電圧を第１の入力、第１の抵抗６３と第２の電流
源６４との接続点の電圧を第２の入力し比較結果信号を
出力するコンパレータ６５からなる。第２の電流源６４
はＭＯＳトランジスタ６４１，６４２，６４３を図示の
ように接続して構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、温度検知回路およ
び加熱保護回路ならびにこれらの回路を組み込んだＩ
Ｃ、携帯電話などの携帯用電子機器、ボルテージ・レギ
ュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、
車載用電装品、各種家電製品などに関する。
び加熱保護回路ならびにこれらの回路を組み込んだＩ
Ｃ、携帯電話などの携帯用電子機器、ボルテージ・レギ
ュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、
車載用電装品、各種家電製品などに関する。
【０００２】
【従来の技術】図９は、従来の一般的なボルテージ・レ
ギュレータの回路構成を示す図である（例えば、特開平
８−２７２４６１号公報参照）。同図において、７１は
基準電圧源、７２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、７
３は出力トランジスタ、７４は出力端子、Ｒ１，Ｒ２は
抵抗である。基準電圧源７１から出力された電圧Ｖref
と、出力トランジスタ７３と抵抗Ｒ１，Ｒ２から検出さ
れた電圧を誤差増幅回路７２で比較し、その比較結果に
より出力トランジスタ７３を制御するようにして、出力
端子７４への出力電圧Ｖoutを安定化させている。
ギュレータの回路構成を示す図である（例えば、特開平
８−２７２４６１号公報参照）。同図において、７１は
基準電圧源、７２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、７
３は出力トランジスタ、７４は出力端子、Ｒ１，Ｒ２は
抵抗である。基準電圧源７１から出力された電圧Ｖref
と、出力トランジスタ７３と抵抗Ｒ１，Ｒ２から検出さ
れた電圧を誤差増幅回路７２で比較し、その比較結果に
より出力トランジスタ７３を制御するようにして、出力
端子７４への出力電圧Ｖoutを安定化させている。
【０００３】上記の如きボルテージ・レギュレータ構成
において、出力トランジスタ７３に大きな電流を流した
場合、または出力トランジスタ７３のソースドレイン間
電圧を大きくした場合、出力トランジスタ７３の消費電
力が大きくなり発熱する。この発熱によりボルテージ・
レギュレータの温度が高くなりすぎると、このＩＣは破
壊される可能性がある。このためＩＣの温度を検出し、
ＩＣを過熱から保護することが必要である。
において、出力トランジスタ７３に大きな電流を流した
場合、または出力トランジスタ７３のソースドレイン間
電圧を大きくした場合、出力トランジスタ７３の消費電
力が大きくなり発熱する。この発熱によりボルテージ・
レギュレータの温度が高くなりすぎると、このＩＣは破
壊される可能性がある。このためＩＣの温度を検出し、
ＩＣを過熱から保護することが必要である。
【０００４】なお、ボルテージ・レギュレータとして、
バイポーラトランジスタを使ったバンドギャップ回路を
用いたものが知られている（例えば、特開平７−１３６
４３号公報の図７，実公平７−５１６２０号公報の第３
図参照）。ボルテージ・レギュレータをバイポーラトラ
ンジスタで構成した場合は、構造的にバイポーラトラン
ジスタとダイオードは類似したものであるため、製造工
程が温度検出用のダイオードと同じ工程でよいという利
点だけではなく、検出温度の精度がよく、ばらつきを少
なくすることができるという利点がある。
バイポーラトランジスタを使ったバンドギャップ回路を
用いたものが知られている（例えば、特開平７−１３６
４３号公報の図７，実公平７−５１６２０号公報の第３
図参照）。ボルテージ・レギュレータをバイポーラトラ
ンジスタで構成した場合は、構造的にバイポーラトラン
ジスタとダイオードは類似したものであるため、製造工
程が温度検出用のダイオードと同じ工程でよいという利
点だけではなく、検出温度の精度がよく、ばらつきを少
なくすることができるという利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
如くバイポーラトランジスタを用いてボルテージ・レギ
ュレータを構成した場合は、占有面積が大きく、また消
費電力の大きいという問題があった。
如くバイポーラトランジスタを用いてボルテージ・レギ
ュレータを構成した場合は、占有面積が大きく、また消
費電力の大きいという問題があった。
【０００６】本発明は、これらの問題点を解消すること
を目的としている。具体的には、 請求項１〜５記載の発明は、占有面積が小さく、また
消費電力の小さい温度検知回路、特に請求項３記載の発
明は、抵抗値を精度よく調整することが可能な、請求項
４記載の発明は、ダイオードのサイズを調整することが
可能な、請求項５記載の発明は、定電流源を簡単な構成
にすることが可能な温度検知回路を提供することを目的
としている。
を目的としている。具体的には、 請求項１〜５記載の発明は、占有面積が小さく、また
消費電力の小さい温度検知回路、特に請求項３記載の発
明は、抵抗値を精度よく調整することが可能な、請求項
４記載の発明は、ダイオードのサイズを調整することが
可能な、請求項５記載の発明は、定電流源を簡単な構成
にすることが可能な温度検知回路を提供することを目的
としている。
【０００７】また、請求項６〜１１記載の発明は、占
有面積が小さく、また消費電力の小さい加熱保護回路、
特に請求項８記載の発明は、抵抗値を精度よく調整する
ことが可能な、請求項１０記載の発明は、ダイオードの
サイズを調整することが可能な、請求項１１記載の発明
は、定電流源を簡単な構成にすることが可能な、請求項
１２および１３記載の発明は、温度検知を効率よくかつ
精度よく検知することが可能な温度検知回路を提供する
ことを目的としている。
有面積が小さく、また消費電力の小さい加熱保護回路、
特に請求項８記載の発明は、抵抗値を精度よく調整する
ことが可能な、請求項１０記載の発明は、ダイオードの
サイズを調整することが可能な、請求項１１記載の発明
は、定電流源を簡単な構成にすることが可能な、請求項
１２および１３記載の発明は、温度検知を効率よくかつ
精度よく検知することが可能な温度検知回路を提供する
ことを目的としている。
【０００８】さらに、請求項１４〜１９記載の発明
は、占有面積が小さく、また消費電力の小さい温度検知
回路または加熱保護回路を組み込んだ各種機器を提供す
ることを目的としている。
は、占有面積が小さく、また消費電力の小さい温度検知
回路または加熱保護回路を組み込んだ各種機器を提供す
ることを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、従来バイポーラトランジスタを使ったバ
ンドギャップ回路を用いたものに代えて、ＭＯＳトラン
ジスタを用いるようにしたものである。各請求項の具体
的な構成を以下に示す。
成するために、従来バイポーラトランジスタを使ったバ
ンドギャップ回路を用いたものに代えて、ＭＯＳトラン
ジスタを用いるようにしたものである。各請求項の具体
的な構成を以下に示す。
【００１０】（１）請求項１記載の温度検知回路は、第
１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度
依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続さ
れた回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に
設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された
回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧
を第１の入力、第１の抵抗と前記第２の電流源との接続
点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比
較結果信号を温度検知信号として出力することを特徴と
する温度検知回路であって、第２の電流源が温度依存性
のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有することを特徴
としている。
１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度
依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続さ
れた回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に
設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された
回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧
を第１の入力、第１の抵抗と前記第２の電流源との接続
点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比
較結果信号を温度検知信号として出力することを特徴と
する温度検知回路であって、第２の電流源が温度依存性
のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有することを特徴
としている。
【００１１】（２）請求項２記載の温度検知回路は、請
求項１記載の第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが
接続され、第１の電源にソースが接続された第１のＭＯ
Ｓトランジスタと、第１の電源にドレインが接続され、
ゲートとソースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに
接続されたディプレッション型のＭＯＳトランジスタ
と、第１のＭＯＳトランジスタのゲートとディプレッシ
ョン型ＭＯＳトランジスタのゲートとソースにドレイン
が接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲー
トが接続され、ソースが第２の電源に接続された第２の
ＭＯＳトランジスタを有し、ディプレッシン型ＭＯＳト
ランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の電
流源に温度依存性が生じないような導電係数を有するこ
とを特徴としている。
求項１記載の第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが
接続され、第１の電源にソースが接続された第１のＭＯ
Ｓトランジスタと、第１の電源にドレインが接続され、
ゲートとソースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに
接続されたディプレッション型のＭＯＳトランジスタ
と、第１のＭＯＳトランジスタのゲートとディプレッシ
ョン型ＭＯＳトランジスタのゲートとソースにドレイン
が接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲー
トが接続され、ソースが第２の電源に接続された第２の
ＭＯＳトランジスタを有し、ディプレッシン型ＭＯＳト
ランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の電
流源に温度依存性が生じないような導電係数を有するこ
とを特徴としている。
【００１２】（３）請求項３記載の温度検知回路は、さ
らに前記第１の抵抗または第２の抵抗を、予め設けられ
ている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミン
グ手法で処理して抵抗値を調整したものに特定したもの
である。抵抗値を調整し基準電圧を制御することにより
検出温度の制御、高精度化が可能となる。
らに前記第１の抵抗または第２の抵抗を、予め設けられ
ている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミン
グ手法で処理して抵抗値を調整したものに特定したもの
である。抵抗値を調整し基準電圧を制御することにより
検出温度の制御、高精度化が可能となる。
【００１３】（４）請求項４記載の温度検知回路は、さ
らに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイズ
が調整されたものに特定したものである。これによりダ
イオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制
御、高精度化が可能となる。
らに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイズ
が調整されたものに特定したものである。これによりダ
イオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制
御、高精度化が可能となる。
【００１４】（５）請求項５記載の発明は、さらに前記
第１の電流源を、飽和結線したデプレッション型トラン
ジスタで構成されるものに特定したものである。これに
より温度依存性のない定電流源を簡単に構成できる。
第１の電流源を、飽和結線したデプレッション型トラン
ジスタで構成されるものに特定したものである。これに
より温度依存性のない定電流源を簡単に構成できる。
【００１５】（６）請求項６記載の加熱保護回路は、第
１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度
依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続さ
れた回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に
設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された
回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧
を第１の入力、第１の抵抗と第２の電流源との接続点の
電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、その比
較結果信号に基づいて出力トランジスタのオンオフを制
御するコンパレータとを有し、第２の電流源が温度依存
性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有することを特
徴としている。請求項７記載の発明は、前記コンパレー
タに実質的にヒステリシスを持たせたことを特徴として
いる。
１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度
依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続さ
れた回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に
設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された
回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧
を第１の入力、第１の抵抗と第２の電流源との接続点の
電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、その比
較結果信号に基づいて出力トランジスタのオンオフを制
御するコンパレータとを有し、第２の電流源が温度依存
性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有することを特
徴としている。請求項７記載の発明は、前記コンパレー
タに実質的にヒステリシスを持たせたことを特徴として
いる。
【００１６】（７）請求項８記載の加熱保護回路は、前
記第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが接続され、
第１の電源にソースが接続された第１のＭＯＳトランジ
スタと、第１の電源にドレインが接続され、ゲートとソ
ースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続された
ディプレッション型のＭＯＳトランジスタと、第１のＭ
ＯＳトランジスタのゲートと前記ディプレッション型Ｍ
ＯＳトランジスタのゲートとソースにドレインが接続さ
れ、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲートが接続
され、ソースが第２の電源に接続された第２のＭＯＳト
ランジスタを有するとともに、ディプレッシン型ＭＯＳ
トランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の
電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有する
ことを特徴としている。
記第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが接続され、
第１の電源にソースが接続された第１のＭＯＳトランジ
スタと、第１の電源にドレインが接続され、ゲートとソ
ースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続された
ディプレッション型のＭＯＳトランジスタと、第１のＭ
ＯＳトランジスタのゲートと前記ディプレッション型Ｍ
ＯＳトランジスタのゲートとソースにドレインが接続さ
れ、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲートが接続
され、ソースが第２の電源に接続された第２のＭＯＳト
ランジスタを有するとともに、ディプレッシン型ＭＯＳ
トランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の
電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有する
ことを特徴としている。
【００１７】（８）請求項９記載の加熱保護回路は、さ
らに第１の抵抗または前記第２の抵抗を、予め設けられ
ている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミン
グ手法で処理して抵抗値が調整されたものに特定したも
のである。これにより検出温度の制御、高精度化が可能
となる。
らに第１の抵抗または前記第２の抵抗を、予め設けられ
ている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミン
グ手法で処理して抵抗値が調整されたものに特定したも
のである。これにより検出温度の制御、高精度化が可能
となる。
【００１８】（９）請求項１０記載の過熱保護回路は、
さらに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイ
ズが調整されたものに特定したものである。これにより
ダイオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制
御、高精度化が可能となる。
さらに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイ
ズが調整されたものに特定したものである。これにより
ダイオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制
御、高精度化が可能となる。
【００１９】（１０）請求項１１記載の過熱保護回路
は、さらに前記第１の電流源を、飽和結線したデプレッ
ション型トランジスタで構成されるものに特定したもの
である。これにより温度依存性のない定電流源を簡単に
構成できる。
は、さらに前記第１の電流源を、飽和結線したデプレッ
ション型トランジスタで構成されるものに特定したもの
である。これにより温度依存性のない定電流源を簡単に
構成できる。
【００２０】（１１）請求項１２記載の過熱保護回路
は、さらに前記ダイオードを、ＩＣへ電源電圧を供給す
る出力トランジスタの近傍に配置したことを、請求項１
３記載の過熱保護回路は、さらに、前記ダイオードを取
り囲むように出力トランジスタを配置したことを特徴と
している。
は、さらに前記ダイオードを、ＩＣへ電源電圧を供給す
る出力トランジスタの近傍に配置したことを、請求項１
３記載の過熱保護回路は、さらに、前記ダイオードを取
り囲むように出力トランジスタを配置したことを特徴と
している。
【００２１】（１２）請求項１４〜請求項１９記載の発
明は、上記の如き温度検知回路または加熱保護回路を組
み込んだＩＣ回路、携帯用電子機器、ボルテージ・レギ
ュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、
車載用電装品である。
明は、上記の如き温度検知回路または加熱保護回路を組
み込んだＩＣ回路、携帯用電子機器、ボルテージ・レギ
ュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、
車載用電装品である。
【００２２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明に係る加熱保護回
路をボルテージ・レギュレータに適用した場合の一実施
例を説明するための図である。同図において、１は基準
電圧源、２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、３は出力
トランジスタ（出力ドライバ）、４および５は抵抗であ
る。
路をボルテージ・レギュレータに適用した場合の一実施
例を説明するための図である。同図において、１は基準
電圧源、２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、３は出力
トランジスタ（出力ドライバ）、４および５は抵抗であ
る。
【００２３】基準電圧源１，誤差増幅回路（差動増幅回
路）２，出力トランジスタ３，および抵抗４，５は、そ
れぞれ、図９における基準電圧源２１、誤差増幅回路
（差動増幅回路）２２、出力トランジスタ２３、出力端
子２４、抵抗Ｒ１，Ｒ２に相当している。６が温度上昇
を検出して出力トランジスタ３をオフにして出力トラン
ジスタ３やこれに接続されているＩＣなどの温度破壊を
防止するための本発明に係る加熱保護回路である。
路）２，出力トランジスタ３，および抵抗４，５は、そ
れぞれ、図９における基準電圧源２１、誤差増幅回路
（差動増幅回路）２２、出力トランジスタ２３、出力端
子２４、抵抗Ｒ１，Ｒ２に相当している。６が温度上昇
を検出して出力トランジスタ３をオフにして出力トラン
ジスタ３やこれに接続されているＩＣなどの温度破壊を
防止するための本発明に係る加熱保護回路である。
【００２４】図２は、図１における加熱保護回路６の一
構成例である。同図において、６１は温度依存特性を有
するダイオード、６２は定電流源１、６３は抵抗、６４
は定電流源２、６５はコンパレータ、６６はｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ、Ｖｄｄは高電圧側の電源電圧、Ｖ
ｓｓは低電圧側の電源電圧（または接地電圧）である。
構成例である。同図において、６１は温度依存特性を有
するダイオード、６２は定電流源１、６３は抵抗、６４
は定電流源２、６５はコンパレータ、６６はｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ、Ｖｄｄは高電圧側の電源電圧、Ｖ
ｓｓは低電圧側の電源電圧（または接地電圧）である。
【００２５】ダイオード６１と定電流源１（６２）の接
続点の電圧（ＶＦ）をコンパレータ６５の（＋）入力端
子に入力し、抵抗６３と定電流源２（６４）の接続点Ｂ
の電圧（Ｖｒｅｆ）をコンパレータ６５の（−）入力端
子に入力し、コンパレータ６５の出力をｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６６のゲートに印加し、該ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタ６６のドレインからの出力を出力トラ
ンジスタ３のゲートに印加し、該出力トランジスタ３の
オン／オフを制御する。すなわち、電圧（ＶＦ）が電圧
（Ｖｒｅｆ）より低い場合は出力トランジスタ３はオン
であり、温度が上昇した場合にダイオード６１の温度依
存特性によりコンパレータ６５の出力を反転して出力ト
ランジスタ（ドライバトランジスタ）３をオフにして発
熱を抑える。
続点の電圧（ＶＦ）をコンパレータ６５の（＋）入力端
子に入力し、抵抗６３と定電流源２（６４）の接続点Ｂ
の電圧（Ｖｒｅｆ）をコンパレータ６５の（−）入力端
子に入力し、コンパレータ６５の出力をｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６６のゲートに印加し、該ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタ６６のドレインからの出力を出力トラ
ンジスタ３のゲートに印加し、該出力トランジスタ３の
オン／オフを制御する。すなわち、電圧（ＶＦ）が電圧
（Ｖｒｅｆ）より低い場合は出力トランジスタ３はオン
であり、温度が上昇した場合にダイオード６１の温度依
存特性によりコンパレータ６５の出力を反転して出力ト
ランジスタ（ドライバトランジスタ）３をオフにして発
熱を抑える。
【００２６】加熱保護回路６の動作を、図２を参照して
さらに詳細に説明する。ダイオード６１を流れる電流は
定電流源１（６２）により一定の電流が流れる。定電流
源１（６２）は、好ましくは図３に実施例として示すよ
うな飽和結線されたデプレッション型ＭＯＳトランジス
タで構成される。一定電流を流した場合のダイオード６
１の順方向バイアス温度依存性は、シリコンの場合約−
２ｍＶ／℃である。ダイオード６１のカソード側の電圧
（ＶＦ）は、電源Ｖｄｄからダイオード６１の温度に依
存する順方向バイアス電圧を差し引いた電圧である。通
常状態では電圧（ＶＦ）＜基準電圧（Ｖｒｅｆ）であ
り、コンパレータ６５の出力により出力トランジスタ３
はオンし、ＩＣの温度を上昇させる。
さらに詳細に説明する。ダイオード６１を流れる電流は
定電流源１（６２）により一定の電流が流れる。定電流
源１（６２）は、好ましくは図３に実施例として示すよ
うな飽和結線されたデプレッション型ＭＯＳトランジス
タで構成される。一定電流を流した場合のダイオード６
１の順方向バイアス温度依存性は、シリコンの場合約−
２ｍＶ／℃である。ダイオード６１のカソード側の電圧
（ＶＦ）は、電源Ｖｄｄからダイオード６１の温度に依
存する順方向バイアス電圧を差し引いた電圧である。通
常状態では電圧（ＶＦ）＜基準電圧（Ｖｒｅｆ）であ
り、コンパレータ６５の出力により出力トランジスタ３
はオンし、ＩＣの温度を上昇させる。
【００２７】ＩＣの温度上昇に伴って電圧（ＶＦ）は約
−２ｍＶ／℃の割合で変化し、ついにはコンパレータ６
５の他方の入力電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなり、コンパ
レータ６５の出力が反転し、出力トランジスタ３がオフ
する。これによって出力トランジスタ３の発熱がなくな
り、ＩＣの温度が下がる。そして電圧（ＶＦ）が基準電
圧（Ｖｒｅｆ）よりも小さくなると再びコンパレータ６
５の出力が反転し出力トランジスタ３はオンになる。
−２ｍＶ／℃の割合で変化し、ついにはコンパレータ６
５の他方の入力電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなり、コンパ
レータ６５の出力が反転し、出力トランジスタ３がオフ
する。これによって出力トランジスタ３の発熱がなくな
り、ＩＣの温度が下がる。そして電圧（ＶＦ）が基準電
圧（Ｖｒｅｆ）よりも小さくなると再びコンパレータ６
５の出力が反転し出力トランジスタ３はオンになる。
【００２８】次に、本実施例における過熱保護回路６を
構成する基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する抵抗６３と定
電流回路源６４からなる回路の具体例を説明する。基準
電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する回路をバイポーラトランジ
スタを用いて構成した場合の問題、すなわち占有面積が
大きく、消費電力の大きいという問題を解消するため
に、本実施例においてはＭＯＳ技術を用いて基準電圧
（Ｖｒｅｆ）を生成する回路を構成している。
構成する基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する抵抗６３と定
電流回路源６４からなる回路の具体例を説明する。基準
電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する回路をバイポーラトランジ
スタを用いて構成した場合の問題、すなわち占有面積が
大きく、消費電力の大きいという問題を解消するため
に、本実施例においてはＭＯＳ技術を用いて基準電圧
（Ｖｒｅｆ）を生成する回路を構成している。
【００２９】図４は、図２の加熱保護回路６をＭＯＳ技
術を用いて構成した例であり、特に定電流回路６４の具
体例を示している。同図において、エンハンスメント型
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１、ディプレッシン
型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２、エンハンスメ
ント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３、および抵
抗６４４により、図２の定電流回路６４を構成してい
る。参照符号３，６１，６２，６３，６５，および６６
は、図２と同じである。
術を用いて構成した例であり、特に定電流回路６４の具
体例を示している。同図において、エンハンスメント型
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１、ディプレッシン
型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２、エンハンスメ
ント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３、および抵
抗６４４により、図２の定電流回路６４を構成してい
る。参照符号３，６１，６２，６３，６５，および６６
は、図２と同じである。
【００３０】ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトラン
ジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度
依存性を無くすることができる。以下、その理由を説明
する（特開平８−３０３４５号公報参照）。図４におい
て、電源電圧がトランジスタ６４２，６４３，６４１の
しきい値電圧の絶対和より大きければ、それぞれのトラ
ンジスタはドレイン−ソース間電圧よりも大きく飽和領
域で動作する。トランジスタ６４２の導電係数をＫ１、
しきい値をＶＴ１、トランジスタ６４２のソースを流れ
る電流をＩ１とすると、 Ｉ１＝Ｋ１×｜ＶＴ１｜2 ・・・・・・・・・・・式（１） トランジスタ６４３の導電係数をＫ２、しきい値をＶＴ
２、トランジスタ６４３のソースを流れる電流をＩ２、
トランジスタ６４１と抵抗６４４の接続点の電圧をＶｏ
ｕｔ１、トランジスタ６４２とトランジスタ６４３の接
続点の電圧をＶｏｕｔ２とすると、 Ｉ２＝Ｋ２×（Ｖｏｕｔ１−ＶＴ２）2 ・・・・・・・・・式（２） トランジスタ６４１の導電係数をＫ３、しきい値をＶＴ
３、トランジスタ６４１のソースを流れる電流をＩ３と
すると、 Ｉ３＝Ｋ３×（Ｖｏｕｔ２−Ｖｏｕｔ１−ＶＴ３）2 ・・・・式（３） 抵抗６４４を流れる電流をＩＲとすると、 ＩＲ＝Ｖｏｕｔ１／Ｒ Ｉ１＝Ｉ２より、 Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１／Ｋ２）1/2×｜ＶＴ１｜＋ＶＴ２ ・・・式（４） 室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１のし
きい値をＶＴ１０，ＶＴ２０，ＶＴ３０とし、しきい値
の１℃当たりの変化量をそれぞれ△ＶＴ１，△ＶＴ２，
△ＶＴ３とすると、 ＶＴ１＝ＶＴ１０＋△Ｔ×△ＶＴ１ ・・・・・・・・式（５） ＶＴ２＝ＶＴ２０＋△Ｔ×△ＶＴ２ ・・・・・・・・式（６） ＶＴ３＝ＶＴ３０＋△Ｔ×△ＶＴ３ ・・・・・・・・式（７） 室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１の導
電係数をＫ１０，Ｋ２０，Ｋ３０とし、導電係数の１℃
当たりの変化率をそれぞれ△Ｋ１，△Ｋ２，△Ｋ３とす
ると、 Ｋ１＝（１＋△Ｔ×△Ｋ１）×Ｋ１０・・・・・・・・・・式（８） Ｋ２＝（１＋△Ｔ×△Ｋ２）×Ｋ２０・・・・・・・・・・式（９） Ｋ３＝（１＋△Ｔ×△Ｋ３）×Ｋ３０・・・・・・・・・・式（１０） 室温における抵抗６４４の抵抗値をＲ０とし、抵抗の１
℃当たりの変化量を△Ｒとすると、抵抗６４４の抵抗値
Ｒは、 Ｒ＝Ｒ０＋△Ｔ×△Ｒ ・・・・・・・・・・・式（１１） 式（４）に式（８）および（９）を代入する。同一基板
上では、△Ｋ１＝△Ｋ２とみなせるので、 Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2×｜ＶＴ１０｜＋ＶＴ２０＋ △Ｔ（（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2）×｜△ＶＴ１｜＋△ＶＴ２） ・・・・・・・・・・・式（１２） これより、電圧Ｖｏｕｔ１とその温度変化率はトランジ
スタ６４２，６４３，６４１のしきい値および導電係数
で決まる。導電係数Ｋ１，Ｋ２はトランジスタのチャネ
ル長とチャネル幅で調整できるので、電圧Ｖｏｕｔ１の
１℃当たりの変化量をコントロールでき、Ｋ１０＝Ｋ２
０とすれば、Ｖｏｕｔ１の温度変化率は、ディプレッシ
ョン型ＭＯＳトランジスタとエンハンスメントＭＯＳト
ランジスタで相殺されるのでゼロになる。以上説明した
ことにより、ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトラン
ジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度
依存性をなくすることができることがわかる。
ジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度
依存性を無くすることができる。以下、その理由を説明
する（特開平８−３０３４５号公報参照）。図４におい
て、電源電圧がトランジスタ６４２，６４３，６４１の
しきい値電圧の絶対和より大きければ、それぞれのトラ
ンジスタはドレイン−ソース間電圧よりも大きく飽和領
域で動作する。トランジスタ６４２の導電係数をＫ１、
しきい値をＶＴ１、トランジスタ６４２のソースを流れ
る電流をＩ１とすると、 Ｉ１＝Ｋ１×｜ＶＴ１｜2 ・・・・・・・・・・・式（１） トランジスタ６４３の導電係数をＫ２、しきい値をＶＴ
２、トランジスタ６４３のソースを流れる電流をＩ２、
トランジスタ６４１と抵抗６４４の接続点の電圧をＶｏ
ｕｔ１、トランジスタ６４２とトランジスタ６４３の接
続点の電圧をＶｏｕｔ２とすると、 Ｉ２＝Ｋ２×（Ｖｏｕｔ１−ＶＴ２）2 ・・・・・・・・・式（２） トランジスタ６４１の導電係数をＫ３、しきい値をＶＴ
３、トランジスタ６４１のソースを流れる電流をＩ３と
すると、 Ｉ３＝Ｋ３×（Ｖｏｕｔ２−Ｖｏｕｔ１−ＶＴ３）2 ・・・・式（３） 抵抗６４４を流れる電流をＩＲとすると、 ＩＲ＝Ｖｏｕｔ１／Ｒ Ｉ１＝Ｉ２より、 Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１／Ｋ２）1/2×｜ＶＴ１｜＋ＶＴ２ ・・・式（４） 室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１のし
きい値をＶＴ１０，ＶＴ２０，ＶＴ３０とし、しきい値
の１℃当たりの変化量をそれぞれ△ＶＴ１，△ＶＴ２，
△ＶＴ３とすると、 ＶＴ１＝ＶＴ１０＋△Ｔ×△ＶＴ１ ・・・・・・・・式（５） ＶＴ２＝ＶＴ２０＋△Ｔ×△ＶＴ２ ・・・・・・・・式（６） ＶＴ３＝ＶＴ３０＋△Ｔ×△ＶＴ３ ・・・・・・・・式（７） 室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１の導
電係数をＫ１０，Ｋ２０，Ｋ３０とし、導電係数の１℃
当たりの変化率をそれぞれ△Ｋ１，△Ｋ２，△Ｋ３とす
ると、 Ｋ１＝（１＋△Ｔ×△Ｋ１）×Ｋ１０・・・・・・・・・・式（８） Ｋ２＝（１＋△Ｔ×△Ｋ２）×Ｋ２０・・・・・・・・・・式（９） Ｋ３＝（１＋△Ｔ×△Ｋ３）×Ｋ３０・・・・・・・・・・式（１０） 室温における抵抗６４４の抵抗値をＲ０とし、抵抗の１
℃当たりの変化量を△Ｒとすると、抵抗６４４の抵抗値
Ｒは、 Ｒ＝Ｒ０＋△Ｔ×△Ｒ ・・・・・・・・・・・式（１１） 式（４）に式（８）および（９）を代入する。同一基板
上では、△Ｋ１＝△Ｋ２とみなせるので、 Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2×｜ＶＴ１０｜＋ＶＴ２０＋ △Ｔ（（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2）×｜△ＶＴ１｜＋△ＶＴ２） ・・・・・・・・・・・式（１２） これより、電圧Ｖｏｕｔ１とその温度変化率はトランジ
スタ６４２，６４３，６４１のしきい値および導電係数
で決まる。導電係数Ｋ１，Ｋ２はトランジスタのチャネ
ル長とチャネル幅で調整できるので、電圧Ｖｏｕｔ１の
１℃当たりの変化量をコントロールでき、Ｋ１０＝Ｋ２
０とすれば、Ｖｏｕｔ１の温度変化率は、ディプレッシ
ョン型ＭＯＳトランジスタとエンハンスメントＭＯＳト
ランジスタで相殺されるのでゼロになる。以上説明した
ことにより、ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトラン
ジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度
依存性をなくすることができることがわかる。
【００３１】図４に示すように、ゲートとソースが接続
されたディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
６４２は定電流源として動作し、ディプレッシン型ｎチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６４２とエンハンスメント型
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３には一定電流が流
れる。従って、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３のドレイン電圧とゲート電圧は一義的
に決まった値となる。
されたディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
６４２は定電流源として動作し、ディプレッシン型ｎチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６４２とエンハンスメント型
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３には一定電流が流
れる。従って、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳト
ランジスタ６４３のドレイン電圧とゲート電圧は一義的
に決まった値となる。
【００３２】エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ６４３のドレインはエンハンスメント型ｎチャ
ネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲートに、エンハンス
メント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３のゲート
はエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６
４１のソースに、それぞれ接続されているので、エンハ
ンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲ
ート電圧とソース電圧（Ａ点）も一義的に決まった値に
なる。
ンジスタ６４３のドレインはエンハンスメント型ｎチャ
ネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲートに、エンハンス
メント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３のゲート
はエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６
４１のソースに、それぞれ接続されているので、エンハ
ンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲ
ート電圧とソース電圧（Ａ点）も一義的に決まった値に
なる。
【００３３】エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ６４１を通過する電流値をＩ641、抵抗６３の
抵抗値をＲ63とすると、エンハンスメント型ｎチャネル
ＭＯＳトランジスタ６４１のドレイン（Ｂ点）の電圧
（ＶＢ）は、ＶＢ＝Ｖｄｄ−Ｉ 641×Ｒ63となる。ここ
で、抵抗６４４の抵抗値を変えることによりＩ641を変
えられるので、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変える
ことでＢ点の基準電圧（ＶＢ＝Ｖｒｅｆ）を任意に調整
することができる。
ンジスタ６４１を通過する電流値をＩ641、抵抗６３の
抵抗値をＲ63とすると、エンハンスメント型ｎチャネル
ＭＯＳトランジスタ６４１のドレイン（Ｂ点）の電圧
（ＶＢ）は、ＶＢ＝Ｖｄｄ−Ｉ 641×Ｒ63となる。ここ
で、抵抗６４４の抵抗値を変えることによりＩ641を変
えられるので、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変える
ことでＢ点の基準電圧（ＶＢ＝Ｖｒｅｆ）を任意に調整
することができる。
【００３４】上述したようにＢ点の基準電位（ＶＢ＝Ｖ
ｒｅｆ）は、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変えるこ
とによって調整するできるが、抵抗６３と抵抗６４４の
抵抗値を変える方法としては、例えば、ポリシリコンま
たはメタル薄膜などからなる複数の抵抗を設けておき、
それらを選択的にレーザトリミングして調整する方法が
あり、これにより出力トランジスタ３をオフにする検出
温度を所望の値に設定することが可能になる。
ｒｅｆ）は、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変えるこ
とによって調整するできるが、抵抗６３と抵抗６４４の
抵抗値を変える方法としては、例えば、ポリシリコンま
たはメタル薄膜などからなる複数の抵抗を設けておき、
それらを選択的にレーザトリミングして調整する方法が
あり、これにより出力トランジスタ３をオフにする検出
温度を所望の値に設定することが可能になる。
【００３５】なお、出力トランジスタ３をオフにする検
出温度を変えることは、ダイオード６１の大きさを制御
することによってダイオードの順方向バイアスを変える
ことによっても可能である。この場合も上記のようなレ
ーザトリミング手法を適用できることはいうまでもな
い。
出温度を変えることは、ダイオード６１の大きさを制御
することによってダイオードの順方向バイアスを変える
ことによっても可能である。この場合も上記のようなレ
ーザトリミング手法を適用できることはいうまでもな
い。
【００３６】加熱保護回路６を構成する温度検出部（温
度依存性のあるダイオード６１）は、効率的にも精度的
にも出力トランジスタ３の近傍に設けることが望まれ
る。図５は、加熱保護回路のチップ内レイアウトの一実
施例を示す図であり、出力トランジスタ（ドライブトラ
ンジスタ，パワートランジスタ）を周辺に配置し、その
中央部に温度検出部（温度依存性のあるダイオード６
１）を設けている例である。
度依存性のあるダイオード６１）は、効率的にも精度的
にも出力トランジスタ３の近傍に設けることが望まれ
る。図５は、加熱保護回路のチップ内レイアウトの一実
施例を示す図であり、出力トランジスタ（ドライブトラ
ンジスタ，パワートランジスタ）を周辺に配置し、その
中央部に温度検出部（温度依存性のあるダイオード６
１）を設けている例である。
【００３７】上記実施例では、通常動作時で電圧（Ｖ
Ｆ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低い間はコンパレータ６５
の出力により出力トランジスタ３がオンしているが、温
度が上昇して電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）と等しく
なるとコンパレータ６５の出力により出力トランジスタ
３がオフになり電力消費がなくなって温度が低下し、温
度の低下により電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低
くなったらコンパレータ６５の出力により再度出力トラ
ンジスタ３がオンになる構成を説明したが、コンパレー
タ６５をこのようなヒステリシス特性を持たない回路に
した場合は次のような問題が生じる。
Ｆ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低い間はコンパレータ６５
の出力により出力トランジスタ３がオンしているが、温
度が上昇して電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）と等しく
なるとコンパレータ６５の出力により出力トランジスタ
３がオフになり電力消費がなくなって温度が低下し、温
度の低下により電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低
くなったらコンパレータ６５の出力により再度出力トラ
ンジスタ３がオンになる構成を説明したが、コンパレー
タ６５をこのようなヒステリシス特性を持たない回路に
した場合は次のような問題が生じる。
【００３８】温度が上昇して出力トランジスタ３がオフ
になる→温度が低下→出力トランジスタ３がオンになる
→電力消費により温度が上昇→出力トランジスタ３がオ
フになる→温度が低下→・・・を繰り返す現象いわゆる
熱的発振状態が起こる。また、電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖ
ｒｅｆ）付近の場合にはノイズなどによっても出力トラ
ンジスタ３のオン・オフが繰り返される発振状態が起こ
ることがある。
になる→温度が低下→出力トランジスタ３がオンになる
→電力消費により温度が上昇→出力トランジスタ３がオ
フになる→温度が低下→・・・を繰り返す現象いわゆる
熱的発振状態が起こる。また、電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖ
ｒｅｆ）付近の場合にはノイズなどによっても出力トラ
ンジスタ３のオン・オフが繰り返される発振状態が起こ
ることがある。
【００３９】このような発振状態をなくしてコンパレー
タ６５の出力を安定化させるためには、コンパレータ６
５の２つの入力電圧（ＶＦ）と（Ｖｒｅｆ）の大小判定
レベルにヒステリシスを持たせればよい。
タ６５の出力を安定化させるためには、コンパレータ６
５の２つの入力電圧（ＶＦ）と（Ｖｒｅｆ）の大小判定
レベルにヒステリシスを持たせればよい。
【００４０】図６は、ヒステリシスを有するコンパレー
タ６５の一例を示す図である。同図において、６５１，
６５２，６５５はｎチャネルＭＯＳトランジスタ、６５
３，６５４，６５６，６５７はｐチャネルＭＯＳトラン
ジスタであり、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１と
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートサイズ
（ゲート幅／ゲート長）を同一にし、ｐチャネルＭＯＳ
トランジスタ６５３とｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５４のゲートサイズ（ゲート幅／ゲート長（Ｗ／Ｌ））
を同一にし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５６とｐ
チャネルＭＯＳトランジスタ６５７のゲートサイズ（ゲ
ート幅／ゲート長）を同一にする。また、ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率
βより小さくするか、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくする。
タ６５の一例を示す図である。同図において、６５１，
６５２，６５５はｎチャネルＭＯＳトランジスタ、６５
３，６５４，６５６，６５７はｐチャネルＭＯＳトラン
ジスタであり、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１と
ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートサイズ
（ゲート幅／ゲート長）を同一にし、ｐチャネルＭＯＳ
トランジスタ６５３とｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５４のゲートサイズ（ゲート幅／ゲート長（Ｗ／Ｌ））
を同一にし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５６とｐ
チャネルＭＯＳトランジスタ６５７のゲートサイズ（ゲ
ート幅／ゲート長）を同一にする。また、ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率
βより小さくするか、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくする。
【００４１】この構成において、温度が低く、ｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートに加わる電圧（Ｖ
Ｆ：入力端子（＋））が、ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ６５１のゲートへ加わる電圧（Ｖｒｅｆ：入力端子
（−））より低い間は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
６５１およびｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６
５６がオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２，ｐ
チャネルＭＯＳトランジスタ６５４，６５７がオフとな
る。このとき、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２の
ドレイン電圧はインバータを介してｐチャネルＭＯＳト
ランジスタからなる出力トランジスタ３はオンにしてい
る。
ルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートに加わる電圧（Ｖ
Ｆ：入力端子（＋））が、ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ６５１のゲートへ加わる電圧（Ｖｒｅｆ：入力端子
（−））より低い間は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
６５１およびｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６
５６がオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２，ｐ
チャネルＭＯＳトランジスタ６５４，６５７がオフとな
る。このとき、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２の
ドレイン電圧はインバータを介してｐチャネルＭＯＳト
ランジスタからなる出力トランジスタ３はオンにしてい
る。
【００４２】温度が上昇し、ｎチャネルＭＯＳトランジ
スタ６５２のゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が上
昇し、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１のゲート電
圧と等しくなった時点で、ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ６５２がオンし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５
４，６５７をオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５
１，ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４をオ
フにする。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２がオン
することにより、そのドレイン電圧は低下し、インバー
タを介してｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力
トランジスタ３をオフにする。
スタ６５２のゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が上
昇し、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１のゲート電
圧と等しくなった時点で、ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ６５２がオンし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５
４，６５７をオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５
１，ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４をオ
フにする。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２がオン
することにより、そのドレイン電圧は低下し、インバー
タを介してｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力
トランジスタ３をオフにする。
【００４３】このとき、上述したように、ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率
βより小さくしたり、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくしてお
くことにより、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２の
ゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が一旦高電圧にな
った後は、該入力端子（＋）の電圧が低下してもｐチャ
ネルＭＯＳトランジスタ６５２はオン状態を継続しｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３
をオフのまま保つ。このようにして入力端子（＋）と入
力端子（−）間の判定レベルにヒステリシスを持たせる
ことによりｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力
トランジスタ３の動作を安定させることが可能になる。
ＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率
βより小さくしたり、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６
５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくしてお
くことにより、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２の
ゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が一旦高電圧にな
った後は、該入力端子（＋）の電圧が低下してもｐチャ
ネルＭＯＳトランジスタ６５２はオン状態を継続しｐチ
ャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３
をオフのまま保つ。このようにして入力端子（＋）と入
力端子（−）間の判定レベルにヒステリシスを持たせる
ことによりｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力
トランジスタ３の動作を安定させることが可能になる。
【００４４】なお、上記例は、入力端子（＋）の電圧
（ＶＦ）が入力端子（−）の電圧（Ｖｒｅｆ）と同じ電
圧まで上昇した場合に出力が切り替わりｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタからなる出力トランジスタ３をオフする
としたが、コンパレータ６５の出力が切り替わる時の入
力端子（＋）と入力端子（−）の電圧差を自由に設定す
ることも可能である。
（ＶＦ）が入力端子（−）の電圧（Ｖｒｅｆ）と同じ電
圧まで上昇した場合に出力が切り替わりｐチャネルＭＯ
Ｓトランジスタからなる出力トランジスタ３をオフする
としたが、コンパレータ６５の出力が切り替わる時の入
力端子（＋）と入力端子（−）の電圧差を自由に設定す
ることも可能である。
【００４５】例えば、図６において、コンパレータを構
成するｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１とｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートのチャネルサイズ
Ｗ／Ｌ（幅／長さ）に違いを持たせ、入力端子（＋）の
電圧（ＶＦ）をＶ１と入力端子（−）の電位（Ｖｒｅ
ｆ）をＶ２としたとき、Ｖ２−Ｖ１が所定の値になった
ときコンパレータ６５の出力が切り替わるようにするこ
とができる。
成するｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１とｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートのチャネルサイズ
Ｗ／Ｌ（幅／長さ）に違いを持たせ、入力端子（＋）の
電圧（ＶＦ）をＶ１と入力端子（−）の電位（Ｖｒｅ
ｆ）をＶ２としたとき、Ｖ２−Ｖ１が所定の値になった
ときコンパレータ６５の出力が切り替わるようにするこ
とができる。
【００４６】一例をあげると、入力端子（−）の電圧
（Ｖｒｅｆ）が３Ｖで、前記所定の値が０.２Ｖの場合
を考えると、入力端子（＋）の電圧（ＶＦ）は、温度上
昇とともに上昇し、２.８Ｖになるとコンパレータ６５
の出力が切り替わり、出力トランジスタ３をオフにす
る。この構成により、出力トランジスタ３をオフに切り
替える２つの入力端子の電圧差を所望のものにすること
ができ、本発明の加熱保護回路の設計に自由度を与える
ことができる。
（Ｖｒｅｆ）が３Ｖで、前記所定の値が０.２Ｖの場合
を考えると、入力端子（＋）の電圧（ＶＦ）は、温度上
昇とともに上昇し、２.８Ｖになるとコンパレータ６５
の出力が切り替わり、出力トランジスタ３をオフにす
る。この構成により、出力トランジスタ３をオフに切り
替える２つの入力端子の電圧差を所望のものにすること
ができ、本発明の加熱保護回路の設計に自由度を与える
ことができる。
【００４７】次に、ヒステリシスを持たせるための別の
構成を説明する。図７は、コンパレータ６５の出力に実
質的にヒステリシスを持たせるための回路構成図であ
る。
構成を説明する。図７は、コンパレータ６５の出力に実
質的にヒステリシスを持たせるための回路構成図であ
る。
【００４８】同図において、通常状態では、ＶＦ＜Ｖｒ
ｅｆなので、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（図
２，４のｐチャネルＭＯＳトランジスタ６６に対応），
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオフである（この
ときのＶｒｅｆをＶｒｅｆ１とする）。温度が上昇しＶ
Ｆ＞Ｖｒｅｆになると、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオンにな
る。ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンになるこ
とによりｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ０（図２，４
の出力トランジスタ３に対応）がオフになる。
ｅｆなので、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（図
２，４のｐチャネルＭＯＳトランジスタ６６に対応），
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオフである（この
ときのＶｒｅｆをＶｒｅｆ１とする）。温度が上昇しＶ
Ｆ＞Ｖｒｅｆになると、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオンにな
る。ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンになるこ
とによりｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ０（図２，４
の出力トランジスタ３に対応）がオフになる。
【００４９】一方、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７
がオンすることにより、Ｃ点の電位がＧＮＤ（接地）電
位になり、抵抗１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ
６，抵抗２−１の経路を流れる電流が大きくなるので
（Ａ点の電位は一定）、Ｖｒｅｆの電位が下がる（この
ときのＶｒｅｆ電位をＶｒｅｆ２とすると、Ｖｒｅｆ１
＞Ｖｒｅｆ２となる）。
がオンすることにより、Ｃ点の電位がＧＮＤ（接地）電
位になり、抵抗１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ
６，抵抗２−１の経路を流れる電流が大きくなるので
（Ａ点の電位は一定）、Ｖｒｅｆの電位が下がる（この
ときのＶｒｅｆ電位をＶｒｅｆ２とすると、Ｖｒｅｆ１
＞Ｖｒｅｆ２となる）。
【００５０】温度が下がると、ＶＦも低下してくるが、
コンパレータ６５が再び反転するにはＶＦがＶｒｅｆ１
ではなくＶｒｅｆ２まで下がらないといけない。これに
よってヒステリシスを持たせることができる。
コンパレータ６５が再び反転するにはＶＦがＶｒｅｆ１
ではなくＶｒｅｆ２まで下がらないといけない。これに
よってヒステリシスを持たせることができる。
【００５１】なお、図２は、高電圧の電源電圧Ｖｄｄ側
にダイオード６１と抵抗６３を、低電圧の電源電圧Ｖｓ
ｓ側に定電流源６２と６４を設けた例であるが、図８に
示すように、逆に、高電圧の電源電圧Ｖｄｄ側に定電流
源６２’と６４’を、低電圧の電源電圧Ｖｓｓ側にダイ
オード６１’と抵抗６３’を設けた構成でもよいことは
いうまでもない。この場合の定電流源６４’は、図４に
示した定電流源６４と同様の構成（ＶｄｄとＶｓｓを逆
にした構成）でよい。
にダイオード６１と抵抗６３を、低電圧の電源電圧Ｖｓ
ｓ側に定電流源６２と６４を設けた例であるが、図８に
示すように、逆に、高電圧の電源電圧Ｖｄｄ側に定電流
源６２’と６４’を、低電圧の電源電圧Ｖｓｓ側にダイ
オード６１’と抵抗６３’を設けた構成でもよいことは
いうまでもない。この場合の定電流源６４’は、図４に
示した定電流源６４と同様の構成（ＶｄｄとＶｓｓを逆
にした構成）でよい。
【００５２】以上の実施例では加熱保護回路について説
明したが、本構成は、出力トランジスタのオンオフを制
御して加熱に対する保護だけではなく、単にＩＣなどの
温度を検知する温度検知回路としても有用であることは
いうまでもない。
明したが、本構成は、出力トランジスタのオンオフを制
御して加熱に対する保護だけではなく、単にＩＣなどの
温度を検知する温度検知回路としても有用であることは
いうまでもない。
【００５３】上述した実施例の構成の加熱保護回路（ま
たは単に温度検知回路として）は、占有面積が小さく、
また消費電力の小さく、また温度検知効率や検知精度を
よくすることができるので、様々な機器、例えば、携帯
電話などを初めとする各種携帯機器、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、各種ＩＣ回路、ボルテージ・レギュレータ、バッ
テリー・パック、各種車載電装品など組み込む場合に好
適である。
たは単に温度検知回路として）は、占有面積が小さく、
また消費電力の小さく、また温度検知効率や検知精度を
よくすることができるので、様々な機器、例えば、携帯
電話などを初めとする各種携帯機器、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、各種ＩＣ回路、ボルテージ・レギュレータ、バッ
テリー・パック、各種車載電装品など組み込む場合に好
適である。
【００５４】
【発明の効果】本発明は、次のような効果を有してい
る。請求項１および６記載の発明によれば、ＭＯＳ技術
を用いて基準電圧回路を作っているため従来のプロセス
を用いて占有面積が小さく消費電力の小さい温度検知回
路および加熱保護回路を実現することができる。
る。請求項１および６記載の発明によれば、ＭＯＳ技術
を用いて基準電圧回路を作っているため従来のプロセス
を用いて占有面積が小さく消費電力の小さい温度検知回
路および加熱保護回路を実現することができる。
【００５５】請求項２および８記載の発明によれば、Ｍ
ＯＳトランジスタを用いて温度依存性のない定電流回路
を実現できる。請求項３，４，９，１０記載の発明によ
れば、レーザトリミング技術により検出温度の制御、高
精度化が可能となる。また検出温度を後工程できめるこ
とができる。
ＯＳトランジスタを用いて温度依存性のない定電流回路
を実現できる。請求項３，４，９，１０記載の発明によ
れば、レーザトリミング技術により検出温度の制御、高
精度化が可能となる。また検出温度を後工程できめるこ
とができる。
【００５６】請求項５，１１記載の発明によれば、温度
依存性のない定電流源を簡単な構成で実現できる。請求
項７記載の発明によれば、コンパレータに実質的にヒス
テリシスを持たせることにより、熱的発振を防止し安定
した過熱保護回路を実現できる。請求項１２，１３記載
の発明によれば、温度検知を効率よくかつ精度よく検知
することが可能になる。請求項１４〜１９記載の発明に
よれば、占有面積が小さく、消費電力が小さく、検知温
度を精度よく制御でき過熱保護機能を持つ各種機器を実
現できる。
依存性のない定電流源を簡単な構成で実現できる。請求
項７記載の発明によれば、コンパレータに実質的にヒス
テリシスを持たせることにより、熱的発振を防止し安定
した過熱保護回路を実現できる。請求項１２，１３記載
の発明によれば、温度検知を効率よくかつ精度よく検知
することが可能になる。請求項１４〜１９記載の発明に
よれば、占有面積が小さく、消費電力が小さく、検知温
度を精度よく制御でき過熱保護機能を持つ各種機器を実
現できる。
【図１】本発明に係る加熱保護回路をボルテージ・レギ
ュレータに適用した場合の一実施例を説明するための図
である。
ュレータに適用した場合の一実施例を説明するための図
である。
【図２】図１における加熱保護回路６の一構成例であ
る。
る。
【図３】飽和結線されたデプレッション型ＭＯＳトラン
ジスタで構成される定電流源の実施例である。
ジスタで構成される定電流源の実施例である。
【図４】図２の加熱保護回路６をＭＯＳ技術を用いて構
成した例である。
成した例である。
【図５】加熱保護回路のチップ内レイアウトの一実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図６】ヒステリシスを有するコンパレータの一例を示
す図である。
す図である。
【図７】コンパレータに実質的にヒステリシスを持たせ
る別の実施例を示す図である。
る別の実施例を示す図である。
【図８】高電圧の電源電圧Ｖｄｄと低電圧の電源電圧Ｖ
ｓｓを図２と反対にした構成を示す図である。
ｓｓを図２と反対にした構成を示す図である。
【図９】従来の一般的なボルテージ・レギュレータの回
路構成を示す図である。
路構成を示す図である。
１，２１：基準電圧源、 ２，２２：誤差増幅回路（差動増幅回路）、 ３，２３：出力トランジスタ（出力ドライバ）、 ４，５，Ｒ１，Ｒ２：抵抗、 ６：加熱保護回路、 ６１，６１’：温度依存性を有するダイオード、 ６２，６２’：定電流源、 ６３，６３’：抵抗、 ６４，６４’：定電流源、 ６４１：エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジ
スタ、 ６４２：ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ、 ６４３：エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジ
スタ、 ６４４：抵抗、 ６５：コンパレータ、 ６５１，６５２，６５５：ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ、 ６５３，６５４，６５６，６５７：ｐチャネルＭＯＳト
ランジスタ、 ６６：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、 Ｖｄｄ：高電圧側の電源電圧、 Ｖｓｓ：低電圧側の電源電圧（または接地電圧）。
スタ、 ６４２：ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ、 ６４３：エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジ
スタ、 ６４４：抵抗、 ６５：コンパレータ、 ６５１，６５２，６５５：ｎチャネルＭＯＳトランジス
タ、 ６５３，６５４，６５６，６５７：ｐチャネルＭＯＳト
ランジスタ、 ６６：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、 Ｖｄｄ：高電圧側の電源電圧、 Ｖｓｓ：低電圧側の電源電圧（または接地電圧）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０３Ｋ 17/687 Ｆターム(参考） 5F038 AV03 BB08 BH02 BH04 BH05 BH07 BH16 DF07 EZ20 5H430 BB01 BB05 BB09 BB11 EE04 FF02 FF13 GG09 HH03 HH07 LA10 LA26 5J055 AX12 AX15 AX32 AX44 AX64 BX16 CX19 DX14 DX22 EX02 EY01 EY02 EY12 EY21 EY23 EY24 EZ03 EZ07 EZ08 EZ10 EZ51 FX06 FX18 FX33 GX01 GX08
Claims (19)
- 【請求項１】 第１の電圧電源と第２の電圧電源との間
に設けられた温度依存性を有するダイオードと第１の電
流源が直列接続された回路と、 前記第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられ
た第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、 前記ダイオードと前記第１の電流源の接続点の電圧を第
１の入力、前記第１の抵抗と前記第２の電流源との接続
点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比
較結果信号を温度検知信号として出力する温度検知回路
であって、 前記第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジス
タ回路構成を有することを特徴とする温度検知回路。 - 【請求項２】 前記第２の電流源は、前記第１の抵抗に
ドレインが接続され、前記第１の電源にソースが接続さ
れた第１のＭＯＳトランジスタと、前記第１の電源にド
レインが接続され、ゲートとソースが前記第１のＭＯＳ
トランジスタのゲートに接続されたディプレッション型
ＭＯＳトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジスタ
のゲートと前記ディプレッション型ＭＯＳトランジスタ
のゲートとソースにドレインが接続され、前記第１のＭ
ＯＳトランジスタのソースにゲートが接続され、ソース
が前記第２の電源に接続された第２のＭＯＳトランジス
タを有するとともに、前記ディプレッシン型ＭＯＳトラ
ンジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の
電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有する
ことを特徴とする温度検知回路。 - 【請求項３】 前記第１の抵抗または前記第２の抵抗
は、予め設けられている複数の抵抗のうちの任意の抵抗
をレーザトリミング手法で処理して抵抗値が調整された
ものであることを特徴とする請求項１または２記載の温
度検知回路。 - 【請求項４】 前記ダイオードは、レーザトリミング手
法でサイズが調整されたものであることを特徴とする請
求項１〜３のいずれか１項に記載の温度検知回路。 - 【請求項５】 前記第１の電流源は、飽和結線したデプ
レッション型トランジスタで構成されることを特徴とす
る請求項１〜４のいずれか１項に記載の温度検知回路。 - 【請求項６】 第１の電圧電源と第２の電圧電源との間
に設けられた温度依存性を有するダイオードと第１の電
流源が直列接続された回路と、 前記第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられ
た第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、 前記ダイオードと前記第１の電流源の接続点の電圧を第
１の入力、前記第１の抵抗と前記第２の電流源との接続
点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比
較結果信号に基づいて出力トランジスタのオンオフを制
御するコンパレータとを有し、 前記第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジス
タ回路構成を有することを特徴とする過熱保護回路。 - 【請求項７】 前記コンパレータに実質的にヒステリシ
スを持たせたことを特徴とする請求項６記載の過熱保護
回路。 - 【請求項８】 前記第２の電流源は、前記第１の抵抗に
ドレインが接続され、前記第１の電源にソースが接続さ
れた第１のＭＯＳトランジスタと、前記第１の電源にド
レインが接続され、ゲートとソースが前記第１のＭＯＳ
トランジスタのゲートに接続されたディプレッション型
のＭＯＳトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジス
タのゲートと前記ディプレッション型ＭＯＳトランジス
タのゲートとソースにドレインが接続され、前記第１の
ＭＯＳトランジスタのソースにゲートが接続され、ソー
スが前記第２の電源に接続された第２のＭＯＳトランジ
スタを有するとともに、前記ディプレッシン型ＭＯＳト
ランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタが当該第２
の電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有す
ることを特徴とする請求項６または７記載の過熱保護回
路。 - 【請求項９】 前記第１の抵抗または前記第２の抵抗
は、予め設けられている複数の並列接続されている抵抗
のうちの任意の抵抗をレーザトリミング手法で処理して
抵抗値が調整されたものであることを特徴とする請求項
６〜８のいずれか１項に記載の過熱保護回路。 - 【請求項１０】 前記ダイオードは、レーザトリミング
手法でサイズが調整されたものであることを特徴とする
請求項６〜９のいずれか１項に記載の過熱保護回路。 - 【請求項１１】 前記第１の電流源は、飽和結線したデ
プレッション型トランジスタで構成されることを特徴と
する請求項６〜１０のいずれか１項に記載の過熱保護回
路。 - 【請求項１２】 前記ダイオードを、前記ＩＣへ電源電
圧を供給する出力トランジスタの近傍に配置したことを
特徴とする請求項６〜１１のいずれか１項に記載の加熱
保護回路。 - 【請求項１３】 前記ダイオードを取り囲むように前記
出力トランジスタを配置したことを特徴とする請求項１
２記載の過熱保護回路。 - 【請求項１４】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とするＩＣ回
路。 - 【請求項１５】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とする携帯用
電子機器。 - 【請求項１６】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とするボルテ
ージ・レギュレータ。 - 【請求項１７】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項１８】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とするバッテ
リーパック。 - 【請求項１９】 請求項１〜５のいずれかに記載された
温度検知回路または請求項６〜１３のいずれかに記載さ
れた加熱保護回路を組み込んだことを特徴とする車載用
電装品。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000294810A JP2002108465A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000294810A JP2002108465A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004323991A Division JP2005122753A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002108465A true JP2002108465A (ja) | 2002-04-10 |
Family
ID=18777337
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000294810A Pending JP2002108465A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002108465A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005251846A (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-15 | New Japan Radio Co Ltd | 温度ヒステリシス機能付き熱遮断回路 |
| JP2006060977A (ja) * | 2004-08-24 | 2006-03-02 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路およびスイッチング電源装置 |
| US7057378B2 (en) | 2002-10-18 | 2006-06-06 | Hitachi, Ltd. | Power supply unit |
| US7400208B2 (en) | 2005-07-15 | 2008-07-15 | Ricoh Company, Ltd. | Temperature detector circuit and oscillation frequency compensation device using the same |
| JP2008198821A (ja) * | 2007-02-14 | 2008-08-28 | Ricoh Co Ltd | 過熱保護回路を備える定電圧回路を内蔵した半導体装置 |
| JP2008282118A (ja) * | 2007-05-09 | 2008-11-20 | Ricoh Co Ltd | 過熱保護回路およびそれを具備する電子機器、ならびにその制御方法 |
| US7885048B2 (en) | 2006-03-15 | 2011-02-08 | Ricoh Company, Ltd. | Semiconductor device and an electronic apparatus incorporating the semiconductor device |
| CN103677059A (zh) * | 2013-12-20 | 2014-03-26 | 珠海全志科技股份有限公司 | 具有温度检测功能的参考电压源电路 |
| WO2015098379A1 (ja) | 2013-12-26 | 2015-07-02 | ローム株式会社 | 半導体装置およびその設計方法 |
| KR20150107627A (ko) | 2014-03-14 | 2015-09-23 | 세이코 인스트루 가부시키가이샤 | 과열 보호 회로 및 전압 레귤레이터 |
| JP2017011089A (ja) * | 2015-06-22 | 2017-01-12 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 半導体装置および内部回路の制御方法 |
| CN109347063A (zh) * | 2018-11-30 | 2019-02-15 | 武汉精能电子技术有限公司 | 一种功率器件过热检测保护电路 |
| CN109990830A (zh) * | 2018-01-02 | 2019-07-09 | 恩智浦有限公司 | 电源中的电压和温度监视 |
| JP2022153721A (ja) * | 2021-03-30 | 2022-10-13 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置 |
| WO2023007556A1 (ja) * | 2021-07-26 | 2023-02-02 | リコー電子デバイス株式会社 | 差動増幅回路 |
-
2000
- 2000-09-27 JP JP2000294810A patent/JP2002108465A/ja active Pending
Cited By (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7057378B2 (en) | 2002-10-18 | 2006-06-06 | Hitachi, Ltd. | Power supply unit |
| JP2005251846A (ja) * | 2004-03-02 | 2005-09-15 | New Japan Radio Co Ltd | 温度ヒステリシス機能付き熱遮断回路 |
| JP2006060977A (ja) * | 2004-08-24 | 2006-03-02 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路およびスイッチング電源装置 |
| US7400208B2 (en) | 2005-07-15 | 2008-07-15 | Ricoh Company, Ltd. | Temperature detector circuit and oscillation frequency compensation device using the same |
| US7741925B2 (en) | 2005-07-15 | 2010-06-22 | Ricoh Company, Ltd. | Temperature detector circuit and oscillation frequency compensation device using the same |
| US7885048B2 (en) | 2006-03-15 | 2011-02-08 | Ricoh Company, Ltd. | Semiconductor device and an electronic apparatus incorporating the semiconductor device |
| JP2008198821A (ja) * | 2007-02-14 | 2008-08-28 | Ricoh Co Ltd | 過熱保護回路を備える定電圧回路を内蔵した半導体装置 |
| JP2008282118A (ja) * | 2007-05-09 | 2008-11-20 | Ricoh Co Ltd | 過熱保護回路およびそれを具備する電子機器、ならびにその制御方法 |
| CN103677059A (zh) * | 2013-12-20 | 2014-03-26 | 珠海全志科技股份有限公司 | 具有温度检测功能的参考电压源电路 |
| CN103677059B (zh) * | 2013-12-20 | 2015-08-26 | 珠海全志科技股份有限公司 | 具有温度检测功能的参考电压源电路 |
| WO2015098379A1 (ja) | 2013-12-26 | 2015-07-02 | ローム株式会社 | 半導体装置およびその設計方法 |
| KR20160089497A (ko) | 2013-12-26 | 2016-07-27 | 로무 가부시키가이샤 | 반도체 장치 및 그 설계 방법 |
| JP2015176327A (ja) * | 2014-03-14 | 2015-10-05 | セイコーインスツル株式会社 | 過熱保護回路及びボルテージレギュレータ |
| KR20150107627A (ko) | 2014-03-14 | 2015-09-23 | 세이코 인스트루 가부시키가이샤 | 과열 보호 회로 및 전압 레귤레이터 |
| US9819173B2 (en) | 2014-03-14 | 2017-11-14 | Seiko Instruments Inc. | Overheat protection circuit and voltage regulator |
| JP2017011089A (ja) * | 2015-06-22 | 2017-01-12 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 半導体装置および内部回路の制御方法 |
| CN109990830A (zh) * | 2018-01-02 | 2019-07-09 | 恩智浦有限公司 | 电源中的电压和温度监视 |
| CN109347063A (zh) * | 2018-11-30 | 2019-02-15 | 武汉精能电子技术有限公司 | 一种功率器件过热检测保护电路 |
| CN109347063B (zh) * | 2018-11-30 | 2024-03-15 | 武汉精能电子技术有限公司 | 一种功率器件过热检测保护电路 |
| JP2022153721A (ja) * | 2021-03-30 | 2022-10-13 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置 |
| JP7683272B2 (ja) | 2021-03-30 | 2025-05-27 | セイコーエプソン株式会社 | 回路装置 |
| WO2023007556A1 (ja) * | 2021-07-26 | 2023-02-02 | リコー電子デバイス株式会社 | 差動増幅回路 |
| JP7241927B1 (ja) * | 2021-07-26 | 2023-03-17 | 日清紡マイクロデバイス株式会社 | 差動増幅回路 |
| CN115885234A (zh) * | 2021-07-26 | 2023-03-31 | 日清纺微电子有限公司 | 差分放大电路 |
| US12034418B2 (en) | 2021-07-26 | 2024-07-09 | Nisshinbo Micro Devices Inc. | Differential amplifier circuit for use in error amplifier or comparator being component of DC to DC converter (as amended) |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100957228B1 (ko) | 반도체 소자의 밴드갭 기준전압 발생회로 | |
| JP5008472B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
| KR101917187B1 (ko) | 기준전압 발생기 | |
| US7973525B2 (en) | Constant current circuit | |
| US20070206338A1 (en) | Circuit Protection Method, Protection Circuit and Power Supply Device Using The Protection Circuit | |
| US11614764B2 (en) | Bandgap reference circuit | |
| US20050237104A1 (en) | Reference voltage generator circuit having temperature and process variation compensation and method of manufacturing same | |
| US20080203983A1 (en) | Voltage regulator with leakage current compensation | |
| JP2540753B2 (ja) | 過熱検出回路 | |
| JPH06224648A (ja) | Ｃｍｏｓトランジスタ回路を使用する基準電圧発生回路 | |
| JP2002108465A (ja) | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 | |
| JP2008217203A (ja) | レギュレータ回路 | |
| US6954058B2 (en) | Constant current supply device | |
| US7843231B2 (en) | Temperature-compensated voltage comparator | |
| US20060125460A1 (en) | Reference current generator | |
| JP3195770B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| WO1999021069A1 (en) | Voltage regulator circuits and semiconductor circuit devices | |
| JP3963597B2 (ja) | 短絡保護回路 | |
| JP2005122753A (ja) | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 | |
| JP2004030064A (ja) | 基準電圧回路 | |
| US7834609B2 (en) | Semiconductor device with compensation current | |
| JP4286763B2 (ja) | 過電流保護回路および電圧生成回路 | |
| CN115903992A (zh) | 电压生成电路及半导体装置 | |
| JP2008171070A (ja) | 電源装置およびそれを用いた電子機器 | |
| CN113885639A (zh) | 基准电路、集成电路及电子设备 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040405 |
|
| A871 | Explanation of circumstances concerning accelerated examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A871 Effective date: 20040806 |
|
| A975 | Report on accelerated examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971005 Effective date: 20040824 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040907 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041108 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041203 |