JP2003134079A - Ｏｆｄｍ信号受信システム - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号受信システムInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信処理に伴う回路の消費電力を低減するＯ
ＦＤＭ信号受信システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 本実施の形態のＯＦＤＭ信号受信システ
ムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第１のサンプリングレートで
ディジタル信号としてサンプリングするＡＤ変換器１
と、ＡＤ変換器１のサンプリングレートに応じて、サン
プリングされたデータからノイズを除去するＬＰＦ２
と、ノイズが除去されたデータから第２のサンプリング
レートでデータを抽出するレート変換器３と、演算可能
なサンプリングレートに変換されたデータを時間領域か
ら周波数領域のデータに変換するＦＦＴ４と、誤り訂正
を行うビタビデコーダ５とからなる。本実施の形態のＬ
ＰＦ２は、サンプリングレートに応じて周波数特性が変
更される。
ＦＤＭ信号受信システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 本実施の形態のＯＦＤＭ信号受信システ
ムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第１のサンプリングレートで
ディジタル信号としてサンプリングするＡＤ変換器１
と、ＡＤ変換器１のサンプリングレートに応じて、サン
プリングされたデータからノイズを除去するＬＰＦ２
と、ノイズが除去されたデータから第２のサンプリング
レートでデータを抽出するレート変換器３と、演算可能
なサンプリングレートに変換されたデータを時間領域か
ら周波数領域のデータに変換するＦＦＴ４と、誤り訂正
を行うビタビデコーダ５とからなる。本実施の形態のＬ
ＰＦ２は、サンプリングレートに応じて周波数特性が変
更される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用
いた通信システムに関する。例えば無線ＬＡＮのような
システムで、伝送レートがスケーラブルなシステムに使
用されるものである。
onal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用
いた通信システムに関する。例えば無線ＬＡＮのような
システムで、伝送レートがスケーラブルなシステムに使
用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮは、ＯＦＤＭ変
調方式を用いることを前提としている。ＯＦＤＭ変調方
式による受信処理は次のように行われる。受信されたＯ
ＦＤＭ信号は、ＡＤ変換器でディジタル信号としてサン
プリングされる。サンプリングされたデータは、ディジ
タル信号処理によるローパスフィルタにおいて隣接チャ
ネルの周波数成分が除去される。そして、レート変換器
で必要なサンプリングレートに間引き処理される。間引
き処理されたデータは、ＯＦＤＭ信号復号回路にてフー
リエ変換される。そして、ビタビデコーダで変換された
データの誤り訂正がされ、受信されたＯＦＤＭ信号は復
号される。
調方式を用いることを前提としている。ＯＦＤＭ変調方
式による受信処理は次のように行われる。受信されたＯ
ＦＤＭ信号は、ＡＤ変換器でディジタル信号としてサン
プリングされる。サンプリングされたデータは、ディジ
タル信号処理によるローパスフィルタにおいて隣接チャ
ネルの周波数成分が除去される。そして、レート変換器
で必要なサンプリングレートに間引き処理される。間引
き処理されたデータは、ＯＦＤＭ信号復号回路にてフー
リエ変換される。そして、ビタビデコーダで変換された
データの誤り訂正がされ、受信されたＯＦＤＭ信号は復
号される。
【０００３】ＯＦＤＭ変調方式では、隣接チャネルの信
号をディジタルフィルタ（ローパスフィルタ）により除
去するため、実効的な周波数帯域幅よりも広い帯域のデ
ータをサンプリングする（オーバーサンプリング）必要
があり、高サンプリングレートのデータを必要とする。
号をディジタルフィルタ（ローパスフィルタ）により除
去するため、実効的な周波数帯域幅よりも広い帯域のデ
ータをサンプリングする（オーバーサンプリング）必要
があり、高サンプリングレートのデータを必要とする。
【０００４】また、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリ
ア信号を重畳するため、信号の最大振幅と平均的な振幅
の比がＰＳＫ（phase shift keying）信号やＦＳＫ（fr
equency shift keying）信号に比べて大きくなる。した
がって、ＯＦＤＭ信号によって受信処理を行うベースバ
ンドＬＳＩへのサンプリングデータは、多ビットのもの
を必要とする。
ア信号を重畳するため、信号の最大振幅と平均的な振幅
の比がＰＳＫ（phase shift keying）信号やＦＳＫ（fr
equency shift keying）信号に比べて大きくなる。した
がって、ＯＦＤＭ信号によって受信処理を行うベースバ
ンドＬＳＩへのサンプリングデータは、多ビットのもの
を必要とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このように、ディジタ
ル信号処理技術を用いたＯＦＤＭ信号を受信するシステ
ムでは、多ビットで高速（高サンプリングレート）なＡ
Ｄ変換器が必要となる。しかしながら、このようなＡＤ
変換器は消費電力が大きくなることから、モバイル環境
で使用する通信機器に用いることは適していない。
ル信号処理技術を用いたＯＦＤＭ信号を受信するシステ
ムでは、多ビットで高速（高サンプリングレート）なＡ
Ｄ変換器が必要となる。しかしながら、このようなＡＤ
変換器は消費電力が大きくなることから、モバイル環境
で使用する通信機器に用いることは適していない。
【０００６】また、無線ＬＡＮに使用するＯＦＤＭ変調
方式では、伝送路の状態に適応してデータの伝送速度を
選択し、これに応じてサブキャリアの変調方式を変化さ
せる。そのため、受信処理では、受信したＯＦＤＭ信号
の変調方式に合わせて、必要となるサンプリングレート
やサンプリングビット数を何段階かに変化する。
方式では、伝送路の状態に適応してデータの伝送速度を
選択し、これに応じてサブキャリアの変調方式を変化さ
せる。そのため、受信処理では、受信したＯＦＤＭ信号
の変調方式に合わせて、必要となるサンプリングレート
やサンプリングビット数を何段階かに変化する。
【０００７】例えば、５４Ｍｂｐｓのデータ伝送速度の
場合には、６４ＱＡＭ変調方式を取る。しかし、データ
伝送速度が低下するに従い、変調方式は１６ＱＡＭ，Ｑ
ＰＳＫと変化し、最低データ伝送速度６Ｍｂｐｓの場合
には、ＢＰＳＫ変調方式となる。ＢＰＳＫ変調方式の場
合には、ＡＤ変換器以下のデータは８ビット程度で十分
と考えられる。また、ビタビデコーダの判定も軟判定の
ビット数を削減するか、あるいは、１ビットの硬判定で
も十分な性能を得ることが可能であると考えられる。
場合には、６４ＱＡＭ変調方式を取る。しかし、データ
伝送速度が低下するに従い、変調方式は１６ＱＡＭ，Ｑ
ＰＳＫと変化し、最低データ伝送速度６Ｍｂｐｓの場合
には、ＢＰＳＫ変調方式となる。ＢＰＳＫ変調方式の場
合には、ＡＤ変換器以下のデータは８ビット程度で十分
と考えられる。また、ビタビデコーダの判定も軟判定の
ビット数を削減するか、あるいは、１ビットの硬判定で
も十分な性能を得ることが可能であると考えられる。
【０００８】しかしながら、従来では、サンプリングレ
ートやサンプリングビット数が最大である場合の仕様に
合わせて回路を設計、実装している。従来の回路では、
設計や実装の容易さを優先して、データ伝送速度が最大
である５４Ｍｂｐｓの場合の回路が採用されている。例
えば、ＡＤ変換器は１２ビット／４０ＭＳＰＳ、ＦＦＴ
は１２ビット／２０ＭＳＰＳ、ビタビデコーダは６ビッ
ト軟判定となる。
ートやサンプリングビット数が最大である場合の仕様に
合わせて回路を設計、実装している。従来の回路では、
設計や実装の容易さを優先して、データ伝送速度が最大
である５４Ｍｂｐｓの場合の回路が採用されている。例
えば、ＡＤ変換器は１２ビット／４０ＭＳＰＳ、ＦＦＴ
は１２ビット／２０ＭＳＰＳ、ビタビデコーダは６ビッ
ト軟判定となる。
【０００９】そのため、データの伝送速度が低下し変調
方式が変わっても、ＡＤ変換器やディジタル信号処理を
行う回路で消費する電力を削減することができなかっ
た。
方式が変わっても、ＡＤ変換器やディジタル信号処理を
行う回路で消費する電力を削減することができなかっ
た。
【００１０】本発明の目的は、このようなサブキャリア
変調方式の変化に対応して、受信処理に伴う回路の消費
電力を低減するＯＦＤＭ信号受信システムを提供するこ
とである。
変調方式の変化に対応して、受信処理に伴う回路の消費
電力を低減するＯＦＤＭ信号受信システムを提供するこ
とである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明によるＯＦＤＭ
信号受信システムは、第１のサンプリングレートで受信
信号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器
の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリン
グレートでデータを抽出するレート変換器と、前記レー
ト変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換し
て復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号
復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路とを
具備し、前記ローパスフィルタは、前記第１のサンプリ
ングレートに応じて、周波数特性が可変可能なフィルタ
であることを特徴としている。
信号受信システムは、第１のサンプリングレートで受信
信号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器
の出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリン
グレートでデータを抽出するレート変換器と、前記レー
ト変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換し
て復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号
復号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路とを
具備し、前記ローパスフィルタは、前記第１のサンプリ
ングレートに応じて、周波数特性が可変可能なフィルタ
であることを特徴としている。
【００１２】また、第１のサンプリングレートで受信信
号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の
出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、前
記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリング
レートでデータを抽出するレート変換器と、前記レート
変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して
復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号復
号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路と、前
記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段とを
具備し、前記ＡＤ変換器の演算器は、前記変調方式手段
によって検出された変調方式に応じて、サンプリングビ
ット数を変更することを特徴としている。
号をサンプリングするＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の
出力信号からノイズを除去するローパスフィルタと、前
記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリング
レートでデータを抽出するレート変換器と、前記レート
変換器の出力信号を時間領域から周波数領域に変換して
復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、前記ＯＦＤＭ信号復
号回路の出力信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路と、前
記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段とを
具備し、前記ＡＤ変換器の演算器は、前記変調方式手段
によって検出された変調方式に応じて、サンプリングビ
ット数を変更することを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態について説明する。 （第１の実施の形態）無線ＬＡＮに用いられる５ＧＨｚ
帯の無線チャネルは、ＯＦＤＭ変調した信号を用いるこ
とを前提として、２０ＭＨｚ間隔で設定されている。１
チャネル当たりの実効的な帯域幅は約１７ＭＨｚであ
り、隣接チャネルとの間におよそ３ＭＨｚの緩衝帯域が
あるにすぎない。このため、ＲＦやＩＦで実装されるチ
ャネル選択フィルタでは、十分に隣接チャネルの信号成
分を除去することは難しい。したがって、現実的には、
ベースバンド信号をアナログ−ディジタル変換してサン
プリングした後、ディジタル信号処理によるローパスフ
ィルタ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦ）を実現し
て、隣接チャネルの信号成分を除去している。
の実施の形態について説明する。 （第１の実施の形態）無線ＬＡＮに用いられる５ＧＨｚ
帯の無線チャネルは、ＯＦＤＭ変調した信号を用いるこ
とを前提として、２０ＭＨｚ間隔で設定されている。１
チャネル当たりの実効的な帯域幅は約１７ＭＨｚであ
り、隣接チャネルとの間におよそ３ＭＨｚの緩衝帯域が
あるにすぎない。このため、ＲＦやＩＦで実装されるチ
ャネル選択フィルタでは、十分に隣接チャネルの信号成
分を除去することは難しい。したがって、現実的には、
ベースバンド信号をアナログ−ディジタル変換してサン
プリングした後、ディジタル信号処理によるローパスフ
ィルタ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦ）を実現し
て、隣接チャネルの信号成分を除去している。
【００１４】図１は、第１の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態
のＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第
１のサンプリングレートでディジタル信号としてサンプ
リングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサンプリン
グレートに応じて、サンプリングされたデータからノイ
ズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデータか
ら第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート
変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変換され
たデータをフーリエ変換により時間領域から周波数領域
のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以下、Ｆ
ＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダ（誤り訂正回
路）５とからなる。尚、各ブロック内は、Ｉ，Ｑの直交
信号それぞれに対応した回路が存在する。
Ｍ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態
のＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信号を第
１のサンプリングレートでディジタル信号としてサンプ
リングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサンプリン
グレートに応じて、サンプリングされたデータからノイ
ズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデータか
ら第２のサンプリングレートでデータを抽出するレート
変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変換され
たデータをフーリエ変換により時間領域から周波数領域
のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以下、Ｆ
ＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダ（誤り訂正回
路）５とからなる。尚、各ブロック内は、Ｉ，Ｑの直交
信号それぞれに対応した回路が存在する。
【００１５】図２（ａ）〜（ｄ）は、チャネルの帯域を
模式的に示した図であり、また、図２（ｂ）〜（ｄ）
は、ＡＤ変換器１でのサンプリングによるＡｌｉａｓｉ
ｎｇを模式的に示した図である。ここで、図２（ａ）に
示すような、選択チャネルとノイズである隣接チャネル
の場合を考える。ベースバンド信号をサンプリングする
際には、サンプリング定理が示すように、信号がもつ最
大周波数成分の２倍以上のサンプリングレートを用いれ
ばよい。すなわち、１チャネルあたり±８．５ＭＨｚの
信号成分をサンプリングするためには、２０ＭＳＰＳ程
度のサンプリングレートを用いればよい。
模式的に示した図であり、また、図２（ｂ）〜（ｄ）
は、ＡＤ変換器１でのサンプリングによるＡｌｉａｓｉ
ｎｇを模式的に示した図である。ここで、図２（ａ）に
示すような、選択チャネルとノイズである隣接チャネル
の場合を考える。ベースバンド信号をサンプリングする
際には、サンプリング定理が示すように、信号がもつ最
大周波数成分の２倍以上のサンプリングレートを用いれ
ばよい。すなわち、１チャネルあたり±８．５ＭＨｚの
信号成分をサンプリングするためには、２０ＭＳＰＳ程
度のサンプリングレートを用いればよい。
【００１６】しかしながら、図２（ｂ）に示すように、
２０ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌ
ｉａｓｉｎｇ（折り返し）の効果で、隣接チャネルの信
号が選択チャネルの信号にノイズとして重なってしま
う。
２０ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌ
ｉａｓｉｎｇ（折り返し）の効果で、隣接チャネルの信
号が選択チャネルの信号にノイズとして重なってしま
う。
【００１７】これを回避するために、４０ＭＳＰＳ程度
のサンプリングレートでオーバーサンプリングした信号
を取り込む手法がある。図２（ｃ）に示すように、４０
ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌｉａ
ｓｉｎｇの効果で、ほぼ隣接チャネルの中心周波数で折
り返され、選択チャネルの信号にノイズとして重なる信
号が少ない。
のサンプリングレートでオーバーサンプリングした信号
を取り込む手法がある。図２（ｃ）に示すように、４０
ＭＳＰＳのサンプリングレートを用いた場合、Ａｌｉａ
ｓｉｎｇの効果で、ほぼ隣接チャネルの中心周波数で折
り返され、選択チャネルの信号にノイズとして重なる信
号が少ない。
【００１８】ＡＤ変換器１において４０ＭＳＰＳのサン
プリングレートで取り込まれた信号を、ＬＰＦ２でディ
ジタル信号処理によるＬＰＦ処理を施して、隣接チャネ
ルの信号成分を除去する。さらに、後段のＦＦＴ４で、
チャネル信号の実効帯域幅に即した２０ＭＳＰＳのサン
プリングデータを処理するため、ＬＰＦ処理後のデータ
から、レート変換器３で２０ＭＳＰＳ分のデータを間引
き処理によって抽出する。図３は、４０ＭＳＰＳのサン
プリングデータを時間軸上に示したグラフの一例であ
る。図３に示した丸印は、サンプリングされたデータを
表している。その中で、黒い丸印は、間引き処理によっ
て抽出されるデータを表している。
プリングレートで取り込まれた信号を、ＬＰＦ２でディ
ジタル信号処理によるＬＰＦ処理を施して、隣接チャネ
ルの信号成分を除去する。さらに、後段のＦＦＴ４で、
チャネル信号の実効帯域幅に即した２０ＭＳＰＳのサン
プリングデータを処理するため、ＬＰＦ処理後のデータ
から、レート変換器３で２０ＭＳＰＳ分のデータを間引
き処理によって抽出する。図３は、４０ＭＳＰＳのサン
プリングデータを時間軸上に示したグラフの一例であ
る。図３に示した丸印は、サンプリングされたデータを
表している。その中で、黒い丸印は、間引き処理によっ
て抽出されるデータを表している。
【００１９】従来のＯＦＤＭ信号受信システムでは、２
０ＭＳＰＳの整数倍レート、すなわち、４０ＭＳＰＳの
サンプリングレートでサンプリングし処理を行うよう
に、ＡＤ変換器１、ＬＰＦ２等を設計、実装している。
０ＭＳＰＳの整数倍レート、すなわち、４０ＭＳＰＳの
サンプリングレートでサンプリングし処理を行うよう
に、ＡＤ変換器１、ＬＰＦ２等を設計、実装している。
【００２０】しかしながら、ＡＤ変換器は、サンプリン
グレートの高速化に伴って、消費電力が増加する。した
がって、低消費電力を実現するためには、低いサンプリ
ングレートでサンプリングすることが望ましい。
グレートの高速化に伴って、消費電力が増加する。した
がって、低消費電力を実現するためには、低いサンプリ
ングレートでサンプリングすることが望ましい。
【００２１】そこで、本実施の形態では、サンプリング
レートが、例えば３０ＭＳＰＳのように、必ずしも２０
ＭＳＰＳの整数倍でない場合でも、ＬＰＦ処理や間引き
処理ができるように対応する。
レートが、例えば３０ＭＳＰＳのように、必ずしも２０
ＭＳＰＳの整数倍でない場合でも、ＬＰＦ処理や間引き
処理ができるように対応する。
【００２２】図４は、第１の実施の形態におけるＬＰＦ
の回路図であり、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）
フィルタで構成されている。本実施の形態では、ＦＩＲ
フィルタにおいて、各タップの係数をプログラマブルな
構成にし、サンプリングレートに応じてＬＰＦの周波数
特性を変更する。
の回路図であり、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）
フィルタで構成されている。本実施の形態では、ＦＩＲ
フィルタにおいて、各タップの係数をプログラマブルな
構成にし、サンプリングレートに応じてＬＰＦの周波数
特性を変更する。
【００２３】例えば、ＡＤ変換器で３０ＭＳＰＳのサン
プリングレートでディジタル信号に変換されたデータ
は、３０ＭＳＰＳのサンプリングレートに応じてタップ
の係数を変えたＬＰＦにて、ＬＰＦ処理される。
プリングレートでディジタル信号に変換されたデータ
は、３０ＭＳＰＳのサンプリングレートに応じてタップ
の係数を変えたＬＰＦにて、ＬＰＦ処理される。
【００２４】ＬＰＦ処理において、ＦＩＲフィルタのタ
ップ係数をサンプリングレートに応じて変更すること
で、所望の周波数特性を得ることができる。したがっ
て、サンプリングレートが３０ＭＳＰＳであっても、隣
接チャネル等によるノイズを除去することができ、所望
の周波数帯（選択チャネル）を得ることができる。
ップ係数をサンプリングレートに応じて変更すること
で、所望の周波数特性を得ることができる。したがっ
て、サンプリングレートが３０ＭＳＰＳであっても、隣
接チャネル等によるノイズを除去することができ、所望
の周波数帯（選択チャネル）を得ることができる。
【００２５】尚、３０ＭＳＰＳでサンプリングした場
合、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果は図２（ｄ）に示すように
なる。４０ＭＳＰＳのサンプリングレートに比べ、ノイ
ズとして重なる信号は多くなる。しかしながら、図示さ
れていない前段のＢＰＦ（BandPass Filter）で隣接チ
ャネルの高い周波数成分は除去することができる。すな
わち、ＡＤ変換器１にてサンプリングされるときには、
図２（ｄ）中にノイズとして表されている部分の周波数
は除去されている。したがって、３０ＭＳＰＳのサンプ
リングレートでも、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果を受けずに
所望の周波数帯を得ることができる。
合、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果は図２（ｄ）に示すように
なる。４０ＭＳＰＳのサンプリングレートに比べ、ノイ
ズとして重なる信号は多くなる。しかしながら、図示さ
れていない前段のＢＰＦ（BandPass Filter）で隣接チ
ャネルの高い周波数成分は除去することができる。すな
わち、ＡＤ変換器１にてサンプリングされるときには、
図２（ｄ）中にノイズとして表されている部分の周波数
は除去されている。したがって、３０ＭＳＰＳのサンプ
リングレートでも、Ａｌｉａｓｉｎｇの効果を受けずに
所望の周波数帯を得ることができる。
【００２６】また、補間処理手段を有し、サンプリング
データの間引き処理において、抽出時刻に対応するサン
プリングデータが無い場合は、サンプリングデータ間の
線形、もしくは、高次関数によるデータの補間処理を行
う。図５（ａ）は、３０ＭＳＰＳのサンプリングデータ
を時間軸上に示したグラフの一例である。図５に示した
丸印は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータを表
している。
データの間引き処理において、抽出時刻に対応するサン
プリングデータが無い場合は、サンプリングデータ間の
線形、もしくは、高次関数によるデータの補間処理を行
う。図５（ａ）は、３０ＭＳＰＳのサンプリングデータ
を時間軸上に示したグラフの一例である。図５に示した
丸印は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータを表
している。
【００２７】また、図５（ｂ）は、図５（ａ）におい
て、さらに補間したデータを示したグラフである。図中
の角印は、補間したデータを表している。この補間処理
により、所望の抽出時刻におけるデータの抽出を行うこ
とができる。図中、黒い丸印および角印が抽出されるデ
ータである。
て、さらに補間したデータを示したグラフである。図中
の角印は、補間したデータを表している。この補間処理
により、所望の抽出時刻におけるデータの抽出を行うこ
とができる。図中、黒い丸印および角印が抽出されるデ
ータである。
【００２８】そして、３０ＭＳＰＳのサンプリングデー
タ、且つ、補間処理されたサンプリングデータは、レー
ト変換器３において、例えば２０ＭＳＰＳのサンプリン
グレートに抽出される。抽出されたデータは、ＦＦＴ４
において、フーリエ変換により時間領域から周波数領域
のデータに変換される。フーリエ変換されたデータから
サブキャリア毎のＩＱ平面上での信号点が抽出される。
そしてさらに、ビタビデコーダ５によってデータの誤り
訂正を行って、データが復号される。
タ、且つ、補間処理されたサンプリングデータは、レー
ト変換器３において、例えば２０ＭＳＰＳのサンプリン
グレートに抽出される。抽出されたデータは、ＦＦＴ４
において、フーリエ変換により時間領域から周波数領域
のデータに変換される。フーリエ変換されたデータから
サブキャリア毎のＩＱ平面上での信号点が抽出される。
そしてさらに、ビタビデコーダ５によってデータの誤り
訂正を行って、データが復号される。
【００２９】本実施の形態では、ＬＰＦのタップ係数を
可変にすることにより、サンプリングレートに対応して
所望の周波数特性を得ることができ、ＯＦＤＭ変調方式
における受信処理が可能である。従来に比べ、サンプリ
ング数を減らすことができるので、消費電力を削減する
ことができる。また、サンプリング数が減ることによ
り、抽出時刻に対応するサンプリングデータが無い場合
でも、抽出時刻におけるデータの補間処理を施し、間引
き処理を行うことで、低いサンプリングレートでの動作
が可能となり、受信信号を所望のデータに復号すること
ができる。
可変にすることにより、サンプリングレートに対応して
所望の周波数特性を得ることができ、ＯＦＤＭ変調方式
における受信処理が可能である。従来に比べ、サンプリ
ング数を減らすことができるので、消費電力を削減する
ことができる。また、サンプリング数が減ることによ
り、抽出時刻に対応するサンプリングデータが無い場合
でも、抽出時刻におけるデータの補間処理を施し、間引
き処理を行うことで、低いサンプリングレートでの動作
が可能となり、受信信号を所望のデータに復号すること
ができる。
【００３０】尚、本実施の形態において、ＬＰＦの例と
してＦＩＲフィルタを用いて説明したが、ＬＰＦは周波
数特性を可変にできるフィルタであればよい。 （第２の実施の形態）５ＧＨｚ帯で、ＯＦＤＭ変調方式
を用いた無線ＬＡＮには、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、Ｈ
ＩＰＥＲＬＡＮＴｙｐｅ２等の規格がある。さらに、デ
ータの伝送速度には、６，９，１２，１８，２７，３
６，５４Ｍｂｐｓの７種類があり、サブキャリアの変調
方式には、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡ
Ｍの４種類がある。
してＦＩＲフィルタを用いて説明したが、ＬＰＦは周波
数特性を可変にできるフィルタであればよい。 （第２の実施の形態）５ＧＨｚ帯で、ＯＦＤＭ変調方式
を用いた無線ＬＡＮには、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、Ｈ
ＩＰＥＲＬＡＮＴｙｐｅ２等の規格がある。さらに、デ
ータの伝送速度には、６，９，１２，１８，２７，３
６，５４Ｍｂｐｓの７種類があり、サブキャリアの変調
方式には、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡ
Ｍの４種類がある。
【００３１】ＯＦＤＭ信号受信システムでは、各サブキ
ャリアの変調方式に応じて、演算に必要なビット数は異
なる。例えば、最大伝送速度となる５４Ｍｂｐｓ時に使
用される６４ＱＡＭ変調に対応するため、ＡＤ変換器で
は１２ビットのサンプリングを行う必要がある。一方、
最小伝送速度６Ｍｂｐｓ時に使用されるＢＳＰＫ変調で
は、８ビットのサンプリングデータがあれば十分であ
る。同様に、１６ＱＡＭでは１０ビット、ＱＰＳＫでは
８ビットのサンプリングデータがあれば十分である。
ャリアの変調方式に応じて、演算に必要なビット数は異
なる。例えば、最大伝送速度となる５４Ｍｂｐｓ時に使
用される６４ＱＡＭ変調に対応するため、ＡＤ変換器で
は１２ビットのサンプリングを行う必要がある。一方、
最小伝送速度６Ｍｂｐｓ時に使用されるＢＳＰＫ変調で
は、８ビットのサンプリングデータがあれば十分であ
る。同様に、１６ＱＡＭでは１０ビット、ＱＰＳＫでは
８ビットのサンプリングデータがあれば十分である。
【００３２】表１は、各変調方式におけるビット数と伝
送速度との関係を示している。
送速度との関係を示している。
【００３３】
【表１】
【００３４】演算に必要なビット数は、受信したＯＦＤ
Ｍ信号の変調方式を検出することによって得ることがで
きる。
Ｍ信号の変調方式を検出することによって得ることがで
きる。
【００３５】図６は、第２の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態
におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信
号を第１のサンプリングレートでディジタル信号として
サンプリングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサン
プリングレートに応じて、サンプリングされたデータか
らノイズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデ
ータから第２のサンプリングレートでデータを抽出する
レート変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変
換されたデータをフーリエ変換により時間領域から周波
数領域のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以
下、ＦＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダと、変
調方式検出手段６を備えている。
Ｍ信号受信システムのブロック図である。本実施の形態
におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、Ｉ，Ｑの直交信
号を第１のサンプリングレートでディジタル信号として
サンプリングするＡＤ変換器１と、ＡＤ変換器１のサン
プリングレートに応じて、サンプリングされたデータか
らノイズを除去するＬＰＦ２と、ノイズが除去されたデ
ータから第２のサンプリングレートでデータを抽出する
レート変換器３と、演算可能なサンプリングレートに変
換されたデータをフーリエ変換により時間領域から周波
数領域のデータに変換するＯＦＤＭ信号復号回路４（以
下、ＦＦＴ）と、誤り訂正を行うビタビデコーダと、変
調方式検出手段６を備えている。
【００３６】第２の実施の形態における変調方式検出手
段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調方式に
応じて、各演算に必要なビット数を変化させる。
段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調方式に
応じて、各演算に必要なビット数を変化させる。
【００３７】次に、第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号受信システムの動作について説明する。例えば、Ａ
Ｄ変換器１でのサンプリングビット数を変化させる場合
について考える。受信されたＯＦＤＭ信号は、ＡＤ変換
器１でサンプリングされたデータに対して、ＬＰＦ２で
選択しているチャネル信号を抽出するためのＬＰＦ処理
を施し、レート変換器３でサンプリングデータの間引き
処理を行う。続いて、ＦＦＴ４によってデータを時間領
域から周波数領域に変換し、このデータをビタビデコー
ダ５にかけて誤り訂正を行う。これにより、受信データ
が復号される。
信号受信システムの動作について説明する。例えば、Ａ
Ｄ変換器１でのサンプリングビット数を変化させる場合
について考える。受信されたＯＦＤＭ信号は、ＡＤ変換
器１でサンプリングされたデータに対して、ＬＰＦ２で
選択しているチャネル信号を抽出するためのＬＰＦ処理
を施し、レート変換器３でサンプリングデータの間引き
処理を行う。続いて、ＦＦＴ４によってデータを時間領
域から周波数領域に変換し、このデータをビタビデコー
ダ５にかけて誤り訂正を行う。これにより、受信データ
が復号される。
【００３８】また、ビタビデコーダ５で誤り訂正された
データは、変調方式検出手段６において、どの変調方式
で送られたか検出される。変調方式は、フレームのヘッ
ダに記載されている。変調方式検出手段６では、先ずフ
レームのヘッダを受信解析し、後続のデータ部分の変調
方式を検出する。フレームとは、無線ＬＡＮにおける通
信の単位である。
データは、変調方式検出手段６において、どの変調方式
で送られたか検出される。変調方式は、フレームのヘッ
ダに記載されている。変調方式検出手段６では、先ずフ
レームのヘッダを受信解析し、後続のデータ部分の変調
方式を検出する。フレームとは、無線ＬＡＮにおける通
信の単位である。
【００３９】そして、検出された変調方式に応じてＡＤ
変換器１では、後続のデータ部分の受信処理においてサ
ンプリングビット数を変化させ、サンプリング処理を行
う。
変換器１では、後続のデータ部分の受信処理においてサ
ンプリングビット数を変化させ、サンプリング処理を行
う。
【００４０】図７は、本実施の形態における演算器のブ
ロック図である。図６におけるＡＤ変換器１内の演算器
として用いられる。本実施の形態の演算器は、第１のシ
フト回路１１と、第２のシフト回路１２と、第１および
第２のシフト回路１１，１２から出力されたデータを演
算する演算回路１３からなる。第１および第２のシフト
回路１１，１２は、変調方式に応じて、ＭＳＢ（most s
ignificant bit：最上位ビット）側に有効データを詰
め、ＬＳＢ（least significant bit：最下位ビット）
側に“０”データを詰める。
ロック図である。図６におけるＡＤ変換器１内の演算器
として用いられる。本実施の形態の演算器は、第１のシ
フト回路１１と、第２のシフト回路１２と、第１および
第２のシフト回路１１，１２から出力されたデータを演
算する演算回路１３からなる。第１および第２のシフト
回路１１，１２は、変調方式に応じて、ＭＳＢ（most s
ignificant bit：最上位ビット）側に有効データを詰
め、ＬＳＢ（least significant bit：最下位ビット）
側に“０”データを詰める。
【００４１】ここで、変調方式検出手段６において検出
された変調方式が、１６ＱＡＭであった場合を考える。
例えば、演算回路１３は、最大１２ビットのデータの演
算が可能なものとする。ＯＦＤＭ信号の変調方式が１６
ＱＡＭであった場合、ＡＤ変換器の演算において必要な
サンプリングビット数は１０ビットとなる。第１および
第２のシフト回路１１，１２では、検出された変調方式
に応じて、ＭＳＢ側に有効データを詰め、ＬＳＢ側に
“０”データを詰める。１６ＱＡＭの場合、ＬＳＢ側に
２ビットの“０”データが入る。
された変調方式が、１６ＱＡＭであった場合を考える。
例えば、演算回路１３は、最大１２ビットのデータの演
算が可能なものとする。ＯＦＤＭ信号の変調方式が１６
ＱＡＭであった場合、ＡＤ変換器の演算において必要な
サンプリングビット数は１０ビットとなる。第１および
第２のシフト回路１１，１２では、検出された変調方式
に応じて、ＭＳＢ側に有効データを詰め、ＬＳＢ側に
“０”データを詰める。１６ＱＡＭの場合、ＬＳＢ側に
２ビットの“０”データが入る。
【００４２】このように、信号処理に関するビット数の
削減、すなわち、演算器の活性化する領域の削減が可能
であれば、回路の消費電力の削減が可能である。
削減、すなわち、演算器の活性化する領域の削減が可能
であれば、回路の消費電力の削減が可能である。
【００４３】尚、通常、フレームのヘッダは、最も安定
に受信することができるＢＰＳＫ変調方式で送られる。
したがって、新たなフレームの受信の待機時、および、
ヘッダの解析時は、ＢＰＳＫ変調方式対応の演算ビット
数で回路を動作させる。こうすることにより、最も消費
電力を低く抑えることができる。そして、ヘッダの解析
結果に応じて、動的に演算器における演算ビット数を変
化させ、消費電力の削減を実現することができる。
に受信することができるＢＰＳＫ変調方式で送られる。
したがって、新たなフレームの受信の待機時、および、
ヘッダの解析時は、ＢＰＳＫ変調方式対応の演算ビット
数で回路を動作させる。こうすることにより、最も消費
電力を低く抑えることができる。そして、ヘッダの解析
結果に応じて、動的に演算器における演算ビット数を変
化させ、消費電力の削減を実現することができる。
【００４４】同様に、ＬＰＦ２、レート変換器３、ＯＦ
ＤＭ信号復号回路４内の演算器においても、図７に示し
たような演算器と同様に構成することができる。例え
ば、補間処理に用いる演算器、ＦＦＴ処理に用いる演算
器等である。これらの場合、ＡＤ変換器１と同様に、変
調方式検出手段６で検出された変調方式に応じて演算ビ
ット数を変化させてもよいし、あるいは、ＡＤ変換器１
のサンプリングビット数に応じて演算ビット数を変化さ
せてもよい。
ＤＭ信号復号回路４内の演算器においても、図７に示し
たような演算器と同様に構成することができる。例え
ば、補間処理に用いる演算器、ＦＦＴ処理に用いる演算
器等である。これらの場合、ＡＤ変換器１と同様に、変
調方式検出手段６で検出された変調方式に応じて演算ビ
ット数を変化させてもよいし、あるいは、ＡＤ変換器１
のサンプリングビット数に応じて演算ビット数を変化さ
せてもよい。
【００４５】同様に、演算器の活性化する領域を削減す
ることができ、消費電力の削減が可能である。
ることができ、消費電力の削減が可能である。
【００４６】また、ビタビデコーダ５においても、変調
方式に応じて、あるいは、ＡＤ変換器１のサンプリング
ビット数に応じて、あるいは、伝送路符号の符号化率に
応じて、軟判定でのビット数を変化させたり、硬判定に
切り替えたりしてもよい。これにより、同様な効果を得
ることができる。
方式に応じて、あるいは、ＡＤ変換器１のサンプリング
ビット数に応じて、あるいは、伝送路符号の符号化率に
応じて、軟判定でのビット数を変化させたり、硬判定に
切り替えたりしてもよい。これにより、同様な効果を得
ることができる。
【００４７】尚、伝送路符号の符号化率は、伝送速度に
応じて変化する。したがって、伝送速度、すなわち、変
調方式がわかれば、符号化率に応じて、ビタビデコーダ
５において軟判定または硬判定の切り替えをすることが
できる。
応じて変化する。したがって、伝送速度、すなわち、変
調方式がわかれば、符号化率に応じて、ビタビデコーダ
５において軟判定または硬判定の切り替えをすることが
できる。
【００４８】本実施の形態では、変調方式検出手段６に
おいて変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器での
サンプリングビット数、ＬＰＦ〜ビタビデコーダでの演
算ビット数を変化させる。削減されたビット数に応じ
て、演算器におけるクリティカルパスを短縮し、演算器
の活性化する領域を削減するので、消費電力を削減する
ことができる。 （第３の実施の形態）また、伝送速度の遅い信号はノイ
ズに強いため、低いサンプリングレートでも復号が容易
である。したがって、伝送速度に応じて、ＡＤ変換器１
でのサンプリングレートを替えて動作させてもよい。
おいて変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器での
サンプリングビット数、ＬＰＦ〜ビタビデコーダでの演
算ビット数を変化させる。削減されたビット数に応じ
て、演算器におけるクリティカルパスを短縮し、演算器
の活性化する領域を削減するので、消費電力を削減する
ことができる。 （第３の実施の形態）また、伝送速度の遅い信号はノイ
ズに強いため、低いサンプリングレートでも復号が容易
である。したがって、伝送速度に応じて、ＡＤ変換器１
でのサンプリングレートを替えて動作させてもよい。
【００４９】表１に示したように、伝送速度は、受信し
たＯＦＤＭ信号の変調方式を検出することによって得る
ことができる。
たＯＦＤＭ信号の変調方式を検出することによって得る
ことができる。
【００５０】第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受
信システムのブロック図は、第２の実施の形態で示した
図６と同じである。第３の実施の形態における変調方式
検出手段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調
方式に応じて、ＡＤ変換器１のサンプリングレートを切
り替える。例えば、ＡＤ変換器１において、ＢＰＳＫ，
ＱＰＳＫは３０ＭＳＰＳのサンプリングレート、１６Ｑ
ＡＭ，６４ＱＡＭは４０ＭＳＰＳのサンプリングレート
で動作させる。
信システムのブロック図は、第２の実施の形態で示した
図６と同じである。第３の実施の形態における変調方式
検出手段６は、受信信号の変調方式を検出し、この変調
方式に応じて、ＡＤ変換器１のサンプリングレートを切
り替える。例えば、ＡＤ変換器１において、ＢＰＳＫ，
ＱＰＳＫは３０ＭＳＰＳのサンプリングレート、１６Ｑ
ＡＭ，６４ＱＡＭは４０ＭＳＰＳのサンプリングレート
で動作させる。
【００５１】本実施の形態では、伝送速度（変調方式）
に応じてサンプリングレートを替えるので、伝送速度が
遅い変調方式では、低いサンプリングレートで動作させ
ることにより消費電力を削減することができる。また、
伝送速度が速い変調方式では、高いサンプリングレート
で動作させることにより、ノイズの影響をあまり受けず
に安定して復号することができる。
に応じてサンプリングレートを替えるので、伝送速度が
遅い変調方式では、低いサンプリングレートで動作させ
ることにより消費電力を削減することができる。また、
伝送速度が速い変調方式では、高いサンプリングレート
で動作させることにより、ノイズの影響をあまり受けず
に安定して復号することができる。
【００５２】尚、本実施の形態におけるＡＤ変換器１
は、異なるサンプリングレート用のＡＤ変換器、例え
ば、３０ＭＳＰＳ用のＡＤ変換器と４０ＭＳＰＳ用のＡ
Ｄ変換器を別々に構成してもよいし、４０ＭＳＰＳのサ
ンプリングが可能なＡＤ変換器を構成し、４０ＭＳＰＳ
用のＡＤ変換器において３０ＭＳＰＳのサンプリングレ
ートでサンプリングさせてもよい。
は、異なるサンプリングレート用のＡＤ変換器、例え
ば、３０ＭＳＰＳ用のＡＤ変換器と４０ＭＳＰＳ用のＡ
Ｄ変換器を別々に構成してもよいし、４０ＭＳＰＳのサ
ンプリングが可能なＡＤ変換器を構成し、４０ＭＳＰＳ
用のＡＤ変換器において３０ＭＳＰＳのサンプリングレ
ートでサンプリングさせてもよい。
【００５３】伝送速度に応じてサンプリングレートを切
り替えても、第１の実施の形態で示したＬＰＦ２の周波
数特性を可変にすることにより、ＯＦＤＭ変調方式にお
ける受信処理が可能である。
り替えても、第１の実施の形態で示したＬＰＦ２の周波
数特性を可変にすることにより、ＯＦＤＭ変調方式にお
ける受信処理が可能である。
【００５４】４０ＭＳＰＳでサンプリングされたデータ
は、４０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更されたＬ
ＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート変換器
３で、間引き処理によって２０ＭＳＰＳのサンプリング
データが抽出される。そして、抽出されたデータは、Ｆ
ＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
は、４０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更されたＬ
ＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート変換器
３で、間引き処理によって２０ＭＳＰＳのサンプリング
データが抽出される。そして、抽出されたデータは、Ｆ
ＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
【００５５】また、３０ＭＳＰＳでサンプリングされた
データは、３０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更さ
れたＬＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート
変換器３で、抽出時刻におけるデータの補間処理、およ
び、間引き処理がされる。そして、抽出されたデータ
は、ＦＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
データは、３０ＭＳＰＳに対応した周波数特性に変更さ
れたＬＰＦ２で、ＬＰＦ処理がされる。続いて、レート
変換器３で、抽出時刻におけるデータの補間処理、およ
び、間引き処理がされる。そして、抽出されたデータ
は、ＦＦＴ４、ビタビデコーダ５で各処理が施される。
【００５６】本実施の形態では、変調方式検出手段６に
おいて変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器１で
のサンプリングレートを変化させる。変調方式に対応し
た伝送速度に応じて、サンプリングレートを変化させる
ので、遅い伝送速度の場合には、サンプリングレートを
低くし、消費電力を削減することができる。また、早い
伝送速度の場合には、サンプリングレートを高くし、安
定した復号が可能である。 （第４の実施の形態）第２の実施の形態では、変調方式
に対応して、各演算器における演算ビット数を変化させ
ることについて説明した。変調方式に対応して、データ
のサンプリングビット数、および、各演算器に必要な演
算ビット数がわかれば、ＬＳＢ側からのキャリーの発生
を抑えることができる。したがって、クリティカルパス
の短縮量も予め知ることができる。
おいて変調方式を検出することにより、ＡＤ変換器１で
のサンプリングレートを変化させる。変調方式に対応し
た伝送速度に応じて、サンプリングレートを変化させる
ので、遅い伝送速度の場合には、サンプリングレートを
低くし、消費電力を削減することができる。また、早い
伝送速度の場合には、サンプリングレートを高くし、安
定した復号が可能である。 （第４の実施の形態）第２の実施の形態では、変調方式
に対応して、各演算器における演算ビット数を変化させ
ることについて説明した。変調方式に対応して、データ
のサンプリングビット数、および、各演算器に必要な演
算ビット数がわかれば、ＬＳＢ側からのキャリーの発生
を抑えることができる。したがって、クリティカルパス
の短縮量も予め知ることができる。
【００５７】そこで、第４の実施の形態ではさらに、演
算ビット数に応じて、すなわち、クリティカルパスが動
作するために必要なレベルに応じて、電源電圧を制御す
ることを特徴とする。図８は、第４の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図である。本実
施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、図６に
示した第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信シス
テムに加え、さらに、各ブロックの電圧量を制御する電
源電圧制御手段７とからなる。
算ビット数に応じて、すなわち、クリティカルパスが動
作するために必要なレベルに応じて、電源電圧を制御す
ることを特徴とする。図８は、第４の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ信号受信システムのブロック図である。本実
施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信システムは、図６に
示した第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信シス
テムに加え、さらに、各ブロックの電圧量を制御する電
源電圧制御手段７とからなる。
【００５８】電源電圧制御手段７は、変調方式検出手段
６で検出された変調方式に応じて、各ブロックの電圧量
を制御する。
６で検出された変調方式に応じて、各ブロックの電圧量
を制御する。
【００５９】次に、本実施の形態におけるＯＦＤＭ信号
受信システムの動作について説明する。受信されたＯＦ
ＤＭ信号は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータ
に対して、ＬＰＦ２で選択しているチャネル信号を抽出
するためのＬＰＦ処理を施し、レート変換器３でサンプ
リングデータの間引き処理を行う。続いて、ＦＦＴ４に
よってサブキャリア毎の信号点を抽出し、このデータを
ビタビデコーダ５にかけて誤り訂正を行う。これによ
り、受信データが復号される。
受信システムの動作について説明する。受信されたＯＦ
ＤＭ信号は、ＡＤ変換器１でサンプリングされたデータ
に対して、ＬＰＦ２で選択しているチャネル信号を抽出
するためのＬＰＦ処理を施し、レート変換器３でサンプ
リングデータの間引き処理を行う。続いて、ＦＦＴ４に
よってサブキャリア毎の信号点を抽出し、このデータを
ビタビデコーダ５にかけて誤り訂正を行う。これによ
り、受信データが復号される。
【００６０】また、ビタビデコーダ５で誤り訂正された
データは、変調方式検出手段６において、どの変調方式
で送られたか検出される。そして、検出された変調方式
に応じて、電源電圧制御手段７は、各ブロックにおける
電圧を調整する。
データは、変調方式検出手段６において、どの変調方式
で送られたか検出される。そして、検出された変調方式
に応じて、電源電圧制御手段７は、各ブロックにおける
電圧を調整する。
【００６１】これにより、短縮されたクリティカルパス
が動作するに十分なレベルまで、電源電圧を低下するこ
とができる。
が動作するに十分なレベルまで、電源電圧を低下するこ
とができる。
【００６２】また、フレームのヘッダはＢＰＳＫ変調方
式なので、待機時およびヘッダの解析時は、必要とする
最も低い電圧で動作させることにより、消費電力を削減
することができる。
式なので、待機時およびヘッダの解析時は、必要とする
最も低い電圧で動作させることにより、消費電力を削減
することができる。
【００６３】本実施の形態によれば、変調方式に応じ
て、各ブロックにおける電圧を制御することにより、必
要最低限レベルの電圧で回路を動作させることができ
る。したがって、従来に比べて、消費電力を削減するこ
とができる。
て、各ブロックにおける電圧を制御することにより、必
要最低限レベルの電圧で回路を動作させることができ
る。したがって、従来に比べて、消費電力を削減するこ
とができる。
【００６４】その他、この発明の要旨を変えない範囲に
おいて、種々変形実施可能なことは勿論である。
おいて、種々変形実施可能なことは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】本発明によれば、ＯＦＤＭ信号受信シス
テムにおけるＬＰＦの周波数特性を可変にすることによ
り、低いサンプリングレートでも復号が可能となり、消
費電力を削減することができる。また、変調方式に応じ
て、ＡＤ変換器におけるサンプリングレート、各ブロッ
クにおける演算ビット数、あるいは、各ブロックでの電
源電圧を変えることにより、消費電力を削減することが
できる。
テムにおけるＬＰＦの周波数特性を可変にすることによ
り、低いサンプリングレートでも復号が可能となり、消
費電力を削減することができる。また、変調方式に応じ
て、ＡＤ変換器におけるサンプリングレート、各ブロッ
クにおける演算ビット数、あるいは、各ブロックでの電
源電圧を変えることにより、消費電力を削減することが
できる。
【図１】第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信シ
ステムのブロック図。
ステムのブロック図。
【図２】チャネルの帯域を模式的に示した図。
【図３】４０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時間軸上
に示したグラフ。
に示したグラフ。
【図４】第１の実施の形態におけるＬＰＦの回路図。
【図５】（ａ）３０ＭＳＰＳのサンプリングデータを時
間軸上に示したグラフ。 （ｂ）３０ＭＳＰＳのサンプリングデータおよび補間し
たデータを時間軸上に示したグラフ。
間軸上に示したグラフ。 （ｂ）３０ＭＳＰＳのサンプリングデータおよび補間し
たデータを時間軸上に示したグラフ。
【図６】第２および第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号受信システムのブロック図。
信号受信システムのブロック図。
【図７】第２の実施の形態における演算器のブロック
図。
図。
【図８】第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号受信シ
ステムのブロック図。
ステムのブロック図。
１…ＡＤ変換器
２…ＬＰＦ
３…レート変換器
４…ＦＦＴ
５…ビタビデコーダ
６…変調方式検出手段
７…電源電圧制御手段
１１…第１のシフト回路
１２…第２のシフト回路
１３…演算回路
Claims (13)
- 【請求項１】第１のサンプリングレートで受信信号をサ
ンプリングするＡＤ変換器と、 前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパ
スフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリン
グレートでデータを抽出するレート変換器と、 前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域
に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、 前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う
誤り訂正回路とを具備し、 前記ローパスフィルタは、 前記第１のサンプリングレートに応じて、周波数特性が
可変可能なフィルタであることを特徴とするＯＦＤＭ信
号受信システム。 - 【請求項２】前記ローパスフィルタは、 ＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１に記載
のＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項３】さらに、所望の時刻におけるデータがない
場合、その時刻におけるデータを補間する補間処理手段
を具備し、 前記レート変換器は、 前記補間されたデータを含め、前記第２のサンプリング
レートでデータを抽出することを特徴とする請求項１に
記載のＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項４】前記補間処理手段は、 前記ＡＤ変換器でサンプリングされたデータ間を、直線
もしくは高次関数によって、前記所望の時刻のデータを
補間することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ信
号受信システム。 - 【請求項５】さらに、前記受信信号の変調方式を検出す
る変調方式検出手段とを具備し、 前記変調方式検出手段によって検出された変調方式に応
じて、前記第１のサンプリングレートを変更することを
特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信システ
ム。 - 【請求項６】前記検出された変調方式における伝送速度
が遅い場合は、前記第１のサンプリングレートを低くす
ることを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ信号受信
システム。 - 【請求項７】第１のサンプリングレートで受信信号をサ
ンプリングするＡＤ変換器と、 前記ＡＤ変換器の出力信号からノイズを除去するローパ
スフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力信号から第２のサンプリン
グレートでデータを抽出するレート変換器と、 前記レート変換器の出力信号を時間領域から周波数領域
に変換して復号するＯＦＤＭ信号復号回路と、 前記ＯＦＤＭ信号復号回路の出力信号の誤り訂正を行う
誤り訂正回路と、 前記受信信号の変調方式を検出する変調方式検出手段と
を具備し、 前記ＡＤ変換器の演算器は、前記変調方式検出手段によ
って検出された変調方式に応じて、サンプリングビット
数を変更することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信システ
ム。 - 【請求項８】前記ローパスフィルタの演算器は、前記検
出された変調方式、または、前記サンプリングビット数
に応じて、演算ビット数を変更することを特徴とする請
求項７にＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項９】前記レート変換器の演算器は、前記検出さ
れた変調方式、または、前記サンプリングビット数に応
じて、演算ビット数を変更することを特徴とする請求項
７にＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項１０】前記ＯＦＤＭ信号復号回路の演算器は、
前記検出された変調方式、または、前記サンプリングビ
ット数に応じて、演算ビット数を変更することを特徴と
する請求項７にＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項１１】前記誤り訂正回路は、前記検出された変
調方式、または、前記サンプリングビット数に応じて、
軟判定のビット数の変更、または、硬判定に変更するこ
とを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ信号受信シス
テム。 - 【請求項１２】前記演算器は、前記検出された変調方式
に応じて、 最上位ビット側に第１のデータを詰め、最下位ビット側
に“０”データを詰める第１のシフト回路と、 最上位ビット側に第２のデータを詰め、最下位ビット側
に“０”データを詰める第２のシフト回路と、 前記第１および第２のシフト回路の出力データを演算す
る演算回路とを具備することを特徴とする請求項８乃至
１１に記載のＯＦＤＭ信号受信システム。 - 【請求項１３】さらに、前記検出された変調方式に応じ
て電源電圧を制御する電源電圧制御手段を具備し、 前記演算器のクリティカルパスが短縮された場合は、電
源電圧を下げることを特徴とする請求項１２に記載のＯ
ＦＤＭ信号受信システム。
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