JP2003258685A - 非線形歪等化回路、非線形歪等化方法、及び非線形歪等化プログラム - Google Patents

非線形歪等化回路、非線形歪等化方法、及び非線形歪等化プログラム

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JP2003258685A
JP2003258685A JP2002101095A JP2002101095A JP2003258685A JP 2003258685 A JP2003258685 A JP 2003258685A JP 2002101095 A JP2002101095 A JP 2002101095A JP 2002101095 A JP2002101095 A JP 2002101095A JP 2003258685 A JP2003258685 A JP 2003258685A
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幹博 大内
Ippei Jinno
一平 神野
Hisaya Kato
久也 加藤
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタル伝送における複素信号中の非線形歪
を受信機側にて補償する非線形歪等化回路を提供する。 【解決手段】 搬送波再生回路１１１は変調信号の位相
誤差e -jP(n)を除去し、位相同期が確立した信号x(n)を
出力する。非線形歪補償用複素信号変換回路１０２は、
非線形歪補償用係数更新回路１０５で生成される３次歪
補償用係数a3(n)を用いてx(n)の３次歪を除去する。ル
ートロールオフコサインフィルタ１０３はナイキスト帯
域幅の信号のみを通過させ、誤差算出回路１０４がこの
信号v(n)と最も近い符号点d(n)との誤差を算出し、d(n)
を誤り訂正部に出力する。非線形歪補償用係数更新回路
１０５は誤差信号e(n)とx(n)を用いて、ＬＭＳアルゴリ
ズムによりa3(n) を更新する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星放送、地上波
放送、ケーブルテレビジョン放送などのデジタル伝送に
おいて発生する非線形歪を除去する技術に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】近年、日本や欧米において、ＴＶ放送の
デジタル化がケーブル、衛星、地上波の各メディアとも
に急速に進行している。日本においては、ＢＳデジタル
放送が２０００年１２月に本放送が開始され、地上波デ
ジタル放送も２００３年までに東京、名古屋、大阪の３
大都市圏で本放送が開始される予定である。
【０００３】ところでＢＳ放送においては伝送距離が数
万kmにも及ぶため、放送衛星内のトランスポンダにおけ
る増幅器はバックオフをほとんど取らず、増幅率の高い
領域で動作させている。そのため、送信局から発射され
た電波は非線形歪を受け、放送衛星から各家庭の受信ア
ンテナに送信されることになる。また衛星、地上、ケー
ブルのメディアを問わず、受信機には受信信号を増幅さ
せるためのアンプが搭載されており、振幅の大きい受信
信号はアンプの非線形特性に影響される。
【０００４】一方、磁気ディスク装置（ＨＤＤ）等の磁
気記録再生装置においては、磁気抵抗効果を用いた再生
ヘッド（以下、ＭＲヘッドという）が開発されている。
ＭＲヘッドを用いた磁気記録再生装置では、バイアス磁
界のずれやＭＲ素子の磁気特性のばらつき等により、Ｍ
Ｒヘッドの磁界−再生出力変換特性が非線形となり、再
生信号波形が非線形歪を受ける。
【０００５】以上に示した非線形歪は、誤り率などを劣
化させる大きな要因となっている。従来、非線形歪を補
償する方法としては、例えばトランスポンダにおける増
幅器の前に増幅器と逆特性の前置補償回路を設ける構成
があった（都竹他：「21GHz帯高度衛星放送システム−
非線形補償回路による16QAM 伝送−」、テレビジョン学
会技術報告，BCS94-25(Aug. 1994) ）。
【０００６】またＭＲヘッドを用いた磁気記録再生装置
における非線形歪補償方法として、例えば特開平９−７
３００号公報に示されたものがあった。図９５はこの公
報から抜粋した非線形補償等化器の全体構成図である。
この非線形補償等化器は図９５に示すように、振幅値変
換器１０２５、ＦＩＲフィルタ１０２６、等価誤差算出
器１０２８、ＬＭＳアルゴリズム係数学習器１０２９を
含んで構成される。
【０００７】振幅値変換器１０２５は、再生波形１０３
５を入力して２乗する乗算器１０４２ａ、再生波形１０
３５と乗算器１０４２ａの出力とを乗算する乗算器１０
４２ｂ、乗算器１０４２ａの出力と係数値c2とを乗算す
る係数器１０５６ａ、乗算器１０４２ｂの出力と係数値
c3とを乗算する係数器１０５６ｂ、係数器１０５６ａの
出力と係数器１０５６ｂの出力と再生波形１０３５とを
加算する加算器１０４４を有している。
【０００８】図９５に示すＦＩＲフィルタ１０２６は、
第１のタップ入力値１０４８ａを係数値h1で乗算する第
１の係数器１０４７ａ〜第ｎのタップ入力値１０４８ｎ
を係数値hnで乗算する第ｎの係数器１０４７ｎ、入力信
号を順次遅延する遅延素子１０４３ａ〜１０４３ｎ、第
１の係数器１０４７ａ〜第ｎの係数器１０４７ｎの出力
を加算する加算器１０３１を有している。
【０００９】等価誤差算出器１０２８は、ＦＩＲフィル
タ１０２６から出力される等化出力と等化目標の差分を
算出し、差分値を等化誤差１０３０として出力する減算
器１０４６を有している。
【００１０】図９６はＬＭＳアルゴリズム係数学習器１
０２９の構成図である。このＬＭＳアルゴリズム係数学
習器１０２９は、係数学習回路制御部１０５０、第１の
係数学習回路１０６０、第２の係数学習回路１０７０か
ら構成される。第１の係数学習回路１０６０は図２８の
ＦＩＲフィルタ１０２６に対するタップ係数を学習する
もので、第２の係数学習回路１０７０は図２８の振幅値
変換器１０２５に対するタップ係数を学習するものであ
る。
【００１１】第１の係数学習回路１０６０は、係数値h1
の学習回路として、等化誤差１０３０と係数値h1とを乗
算する乗算器１０６１ａ、ステップサイズパラメータu
と乗算器１０６１ａとの出力を乗算する乗算器１０６２
ａ、乗算器１０６２ａの出力と遅延素子１０６４ａの出
力とを加算する加算器１０６３ａ、加算器１０６３ａの
出力を遅延して加算器１０６３ａに与える遅延素子１０
６４ａを有している。また係数値hnの学習回路として、
等化誤差１０３０と係数値hnとを乗算する乗算器１０６
１ｎ、ステップサイズパラメータu と乗算器１０６１ｎ
との出力を乗算する乗算器１０６２ｎ、乗算器１０６２
ｎの出力と遅延素子１０６４ｎの出力とを加算する加算
器１０６３ｎ、加算器１０６３ｎの出力を遅延して加算
器１０６３ｎに与える遅延素子１０６４ｎを有してい
る。
【００１２】第２の係数学習回路１０７０は、係数値c2
の学習回路として、等化誤差１０３０と係数値c2とを乗
算する乗算器１０７１ａ、ステップサイズパラメータu
と乗算器１０７１ａとの出力を乗算する乗算器１０７２
ａ、乗算器１０７２ａの出力と遅延素子１０７４ａの出
力とを加算する加算器１０７３ａ、加算器１０７３ａの
出力を遅延して加算器１０７３ａに再び与える遅延素子
１０７４ａを有している。また係数値c3の学習回路とし
て、等化誤差１０３０と係数値c3とを乗算する乗算器１
０７１ｂ、ステップサイズパラメータu と乗算器１０７
１ｂとの出力を乗算する乗算器１０７２ｂ、乗算器１０
７２ｂの出力と遅延素子１０７４ｂの出力とを加算する
加算器１０７３ｂ、加算器１０７３ｂの出力を遅延して
加算器１０７３ｂに再び与える遅延素子１０７４ｂを有
している。
【００１３】このような構成の非線形補償等化器の動作
について説明する。図９５において、振幅値変換器１０
２５は３次関数変換特性を持ち、ＭＲヘッドで再生され
た再生波形１０３５を乗算器１０４２ａ，１０４２ｂを
組み合わせて算出したべき乗結果と、係数値c2、係数値
c3とを係数器１０５６ａ，１０５６ｂで乗算し、その結
果を加算器１０４４で加算する。一般に、振幅値変換器
１０２５は３次関数変換特性を有していれば、ＭＲヘッ
ドの磁界−再生出力変換特性の非線形に起因する再生信
号波形中の波形歪を充分補償することが可能と言われて
いる。
【００１４】パーシャルレスポンス等化器を構成するＦ
ＩＲフィルタ１０２６は、パーシャルレスポンス特性を
与えるための波形等化を行う。ＦＩＲフィルタ１０２６
の等化出力と等化目標との差が等化誤差算出器１０２８
で求められる。この等化誤差１０３０はＬＭＳアルゴリ
ズム係数学習器１０２９に入力される。
【００１５】図９６のＬＭＳアルゴリズム係数学習器１
０２９では、ＦＩＲフィルタ１０２６の各係数器１０４
７ａ〜１０４７ｎに夫々入力されるタップ入力値１０４
８ａ〜１０４８ｎがＦＩＲフィルタタップ入力値列１０
５２（h1#in 、・・、hn#in）として、係数学習回路制
御部１０５０に与えられる。
【００１６】係数学習回路制御部１０５０は等化誤差１
０３０が算出される時刻にタイミングを合わせて、ＦＩ
Ｒフィルタタップ入力値列１０５２をタップ入力値h1 i
n 〜hn in として夫々出力する。そして、タップ入力値
h1 in 〜hn in と等化誤差１０３０との積を各タップに
対して求め、夫々に学習速度と安定性を制御するための
ステップサイズパラメータu を乗算し、この結果を遅延
素子１０６４ａ〜１０６４ｎを用いて保持しておいた直
前の係数値に加算する。この結果によって係数学習回路
制御部１０５０がＦＩＲフィルタ係数更新命令１０５３
を発生し、係数値h1〜hnを更新する。
【００１７】振幅値変換器１０２５に対しても同様に、
各係数器１０５６ａ、１０５６ｂへのタップ入力値１０
４９が振幅値変換器タップ入力値列１０５４として係数
学習回路制御部１０５０に与えられる。これと等化誤差
１０３０を用いてＦＩＲフィルタ１０２６と同様に係数
が算出され、振幅値変換器係数更新命令１０５５によっ
て振幅値変換器１０２５の係数値c2、c3が夫々更新され
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】磁気記録再生装置にお
いて従来考えられていた非線形歪補償回路は、以上のよ
うな構成で動作し、ＭＲヘッドの磁界−再生出力変換特
性の非線形に起因する再生信号中の波形歪を補償してい
た。
【００１９】しかしながら、上記のような非線形歪補償
方法では、ＢＳデジタル放送などのデジタル伝送におけ
る複素信号中の非線形歪を補償することはできなかっ
た。また上記のような非線形歪補償方法では、搬送波の
位相同期が確立していない信号を補償対象信号として扱
っていなかった。
【００２０】一方、複素信号中の非線形歪を補償する方
法として、例えば送信側のトランスポンダにおいて増幅
器と逆特性の前置補償回路を設ける構成が従来考えられ
ていた。しかし、受信側で複素信号中の非線形歪を補償
する方法は考えられていなかった。
【００２１】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、特に請求項１記載の発明では、
複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
換する非線形歪補償用複素信号変換回路を設けることに
より、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回
路を提供することを目的とする。
【００２２】特に請求項２記載の発明では、複素入力信
号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線
形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との誤差を算
出する誤差算出回路との間に、位相同期を確立する搬送
波再生回路が存在する場合、更に前記搬送波再生回路で
行われる位相回転を補正することにより、複素信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００２３】特に請求項３記載の発明では、複素入力信
号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線
形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との誤差を算
出する誤差算出回路との間に畳み込み演算によって線形
歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路が存在する
場合において、線形歪を補償するとともに複素信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００２４】特に請求項４記載の発明では、複素入力信
号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線
形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との誤差を算
出する誤差算出回路との間に、畳み込み演算によって線
形歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路と位相同
期を確立する搬送波再生回路とが存在する場合におい
て、更に前記搬送波再生回路で行われる位相回転を補正
することにより、線形歪を補償するとともに複素信号中
の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供すること
を目的とする。
【００２５】特に請求項５記載の発明は、請求項１〜４
において、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数
の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) と
するとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)xm (n) (m > 1) を前記非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式とし
て、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００２６】特に請求項６記載の発明は、請求項１にお
いて、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップ
パラメータをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００２７】特に請求項７記載の発明は、請求項２にお
いて、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前記搬
送波再生回路での位相回転の時刻n における値をそれぞ
れx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメー
タをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によっ
て変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信
点との誤差を算出する誤差算出回路との間に、位相同期
を確立する搬送波再生回路が存在する場合において、前
記搬送波再生回路で行われる位相回転を補正することに
より、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回
路を提供することを目的とする。
【００２８】特に請求項８記載の発明は、請求項３にお
いて、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップ
パラメータをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によっ
て変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信
点との誤差を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み
演算によって線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変
換回路が存在する場合において、線形歪を補償するとと
もに複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００２９】特に請求項９記載の発明は、請求項４にお
いて、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前記搬
送波再生回路での位相回転の時刻n における値をそれぞ
れx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメー
タをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によっ
て変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信
点との誤差を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み
演算によって線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変
換回路と位相同期を確立する搬送波再生回路とが存在す
る場合において、前記搬送波再生回路で行われる位相回
転を補正することにより、線形歪を補償するとともに複
素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供
することを目的とする。
【００３０】特に請求項１０記載の発明は、請求項６〜
９において、前記低域通過フィルタの各係数をCkFIL と
するとき、前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新
式において、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えることにより、前記非線形歪補償用複素信号
変換回路の出力が前記低域通過フィルタを通過すること
を考慮して、より精度高く複素信号中の非線形歪を補償
する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００３１】特に請求項１１記載の発明は、請求項８〜
９において、前記線形歪補償用係数更新回路の各係数の
時刻n における値をCkLEQ (n) とするとき、前記非線形
歪補償用係数更新回路の係数更新式において、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信
号変換回路と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回
路との間に、畳み込み演算によって線形歪を補償する線
形歪補償用複素信号変換回路が存在する場合において、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力が前記線形
歪補償用複素信号変換回路を通過することを考慮して、
より精度高く複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪
等化回路を提供することを目的とする。
【００３２】特に請求項１２記載の発明は、請求項８〜
９において、前記低域通過フィルタの各係数をCkFIL 、
及び前記線形歪補償用係数更新回路の各係数の時刻n に
おける値をCkLEQ (n) とするとき、前記非線形歪補償用
係数更新回路の係数更新式において、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i),z(n) =ΣCkFIL x m (n-
k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信
号変換回路と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回
路との間に、畳み込み演算によって線形歪を補償する線
形歪補償用複素信号変換回路が存在する場合において、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力が前記低域
通過フィルタと前記線形歪補償用複素信号変換回路を通
過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非線
形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを目的
とする。
【００３３】特に請求項１３記載の発明は、請求項５〜
１２において、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の
変換式、及び前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更
新式において、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) として複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回
路を提供することを目的とする。
【００３４】特に請求項１４記載の発明は、請求項１〜
４において、前記非線形歪補償用複素信号変換回路が複
素入力信号を３次関数変換特性によって変換することに
より、デジタル伝送における非線形歪で支配的な３次歪
を補償する非線形歪等化回路を提供することを目的とす
る。
【００３５】特に請求項１５記載の発明は、請求項２及
び４において、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値を
a m (n) とする時、前記非線形歪補償用係数更新回路の
係数更新式において、前記搬送波再生回路が引き込み過
程では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が位相同期確
立後に動作を開始することにより、前記搬送波再生回路
の引き込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線
形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを目的
とする。
【００３６】特に請求項１６記載の発明は、請求項１〜
４において、複素入力信号のＣ／Ｎを算出するＣ／Ｎ算
出回路を有し、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値を
a m(n) とするとき、前記非線形歪補償用係数更新回路
の係数更新式において、前記Ｃ／Ｎ算出回路の算出した
Ｃ／Ｎが閾値以下では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ時
のみ動作することにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００３７】特に請求項１７記載の発明は、請求項３〜
４において、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa
m (n) とするとき、前記非線形歪補償用係数更新回路の
係数更新式において、前記線形歪補償用係数更新回路が
引き込み過程では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が線形歪補償
の収束後に動作を開始することにより、前記線形歪補償
用係数更新回路の収束動作に悪影響を及ぼさず、複素信
号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供する
ことを目的とする。
【００３８】特に請求項１８記載の発明では、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換するこ
とにより、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等
化方法を提供することを目的とする。
【００３９】特に請求項１９記載の発明では、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
位相同期の確立を行う搬送波再生処理を行う場合、更に
前記搬送波再生処理で行われる位相回転を補正すること
により、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【００４０】特に請求項２０記載の発明では、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
畳み込み演算によって線形歪を補償する処理を行う場合
において、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線
形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを目的
とする。
【００４１】特に請求項２１記載の発明では、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
畳み込み演算によって線形歪を補償する処理と位相同期
の確立を行う搬送波再生処理を行う場合において、前記
搬送波再生処理で行われる位相回転を補正することによ
り、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線形歪を
補償する非線形歪等化方法を提供することを目的とす
る。
【００４２】特に請求項２２記載の発明は、請求項１８
〜２１において、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m
(n)とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m(n) (m > 1) を前記Ｎ次関数変換特性の変換式として、複素信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを
目的とする。
【００４３】特に請求項２３記載の発明は、請求項１８
において、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時
刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステ
ップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、複素信号
中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供するこ
とを目的とする。
【００４４】特に請求項２４記載の発明は、請求項１９
において、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前
記搬送波再生処理での位相回転の時刻n における値をそ
れぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラ
メータをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
位相同期の確立を行う搬送波再生処理を行う場合、更に
前記搬送波再生処理で行われる位相回転を補正すること
により、複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【００４５】特に請求項２５記載の発明は、請求項２０
において、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時
刻nにおける値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステ
ップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
畳み込み演算によって線形歪を補償する処理を行う場合
において、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線
形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを目的
とする。
【００４６】特に請求項２６記載の発明は、請求項２１
において、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前
記搬送波再生処理での位相回転の時刻n における値をそ
れぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラ
メータをu 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処
理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間に、
畳み込み演算によって線形歪を補償する処理と位相同期
の確立を行う搬送波再生処理を行う場合において、前記
搬送波再生処理で行われる位相回転を補正することによ
り、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線形歪を
補償する非線形歪等化方法を提供することを目的とす
る。
【００４７】特に請求項２７記載の発明は、請求項２３
〜２６において、前記低域通過フィルタリング処理の各
係数をCkFIL とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数
更新式において、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えることにより、前記非線形歪等化信号を前記
低域通過フィルタリング処理することを考慮して、より
精度高く複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【００４８】特に請求項２８記載の発明は、請求項２５
〜２６において、前記畳み込み演算の各係数の時刻n に
おける値をCkLEQ (n) とするとき、前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新式において、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する処理と理想受信点との
誤差信号を算出する処理との間に、畳み込み演算によっ
て線形歪を補償する処理を行う場合において、前記非線
形歪等化信号を前記畳み込み演算することを考慮して、
より精度高く複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪
等化方法を提供することを目的とする。
【００４９】特に請求項２９記載の発明は、請求項２５
〜２６において、前記低域通過フィルタリング処理の各
係数をCkFIL 、及び前記畳み込み演算の各係数の時刻n
における値をCkLEQ (n) とするとき、前記Ｎ次関数変換
特性の係数更新式において、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i), z(n) = ΣCkFIL x m (n
-k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する処理と理想受信点との
誤差信号を算出する処理との間に、畳み込み演算によっ
て線形歪を補償する処理を行う場合において、前記非線
形歪等化信号を前記低域通過フィルタリング処理し、前
記畳み込み演算することを考慮して、より精度高く複素
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供す
ることを目的とする。
【００５０】特に請求項３０記載の発明は、請求項２２
〜２９において、前記Ｎ次関数変換特性の変換式、及び
係数更新式において、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) として複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方
法を提供することを目的とする。
【００５１】特に請求項３１記載の発明は、請求項１８
〜２１において、複素入力信号を３次関数変換特性によ
って変換することにより、デジタル伝送における非線形
歪で支配的な３次歪を補償する非線形歪等化方法を提供
することを目的とする。
【００５２】特に請求項３２記載の発明は、請求項１９
及び２１において、ｍ次歪補償用係数の時刻n における
値をa m (n) とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数
更新式において、前記搬送波再生処理が引き込み過程で
は、 a m (n) = 0 として、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を位相同期確
立後に開始することにより、前記搬送波再生処理の引き
込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線形歪を
補償する非線形歪等化方法を提供することを目的とす
る。
【００５３】特に請求項３３記載の発明は、請求項１８
〜２１において、複素入力信号のＣ／Ｎを算出し、ｍ次
歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、前記
Ｃ／Ｎが閾値以下では、 a m (n) = 0 として、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ／Ｎ時
のみ行うことにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさず、
複素信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提
供することを目的とする。
【００５４】特に請求項３４記載の発明は、請求項２０
〜２１において、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値
をa m (n) とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数更
新式において、前記畳み込み演算が引き込み過程では、 a m (n) =0 として、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を線形歪補償
の収束後に開始することにより、畳み込み演算による線
形歪補償の収束動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを
目的とする。
【００５５】特に請求項３５記載の発明は、請求項１８
〜３４記載の非線形歪等化方法を実行するための信号処
理手順を記載した非線形歪等化プログラムを実現するこ
とを目的とする。
【００５６】特に請求項３６記載の発明では、同期キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変換特
性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信号
変換回路と同期復調回路を設けることにより、同期キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００５７】特に請求項３７記載の発明では、差動キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変換特
性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信号
変換回路と差動復調回路を設けることにより、差動キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００５８】特に請求項３８記載の発明は、請求項３６
〜３７において、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m
(n)とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)xm (n) (m > 1) を前記非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式とし
て、OFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償する非線
形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００５９】特に請求項３９記載の発明は、請求項３６
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイン
ト数Lで時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００６０】特に請求項４０記載の発明では、請求項３
６において、前記同期復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力
を用いて伝送路特性H(k)を算出し、前記ＦＦＴ回路の出
力をH(k)で除算することによって同期復調を行うことに
より、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中
の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供すること
を目的とする。
【００６１】特に請求項４１記載の発明は、請求項４０
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００６２】特に請求項４２記載の発明では、請求項３
７において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力
を前記1OFDM シンボル遅延した信号で、前記ＦＦＴ回路
の出力を除算することによって差動復調を行うことによ
り、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００６３】特に請求項４３記載の発明は、請求項４２
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻nにおける値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n)のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００６４】特に請求項４４記載の発明では、請求項３
７において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力
を前記1OFDM シンボル遅延した信号の複素共役と、前記
ＦＦＴ回路の出力とを乗算することによって差動復調を
行うことにより、差動キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提
供することを目的とする。
【００６５】特に請求項４５記載の発明は、請求項４４
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n = T
から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) xm (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とし
て、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供することを
目的とする。
【００６６】特に請求項４６記載の発明は、請求項３
９、４１、４３、及び４５において、c を2 以上の整
数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0
以下の整数とするとき、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2,
3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1
かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/
c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q
+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q
+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
表値として補間することに置き換えることにより、小さ
な回路規模でOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償
する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００６７】特に請求項４７記載の発明は、請求項４６
において、前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の
(c-1) ポイントを補間することに置き換えることによ
り、小さな回路規模で、かつ精度良くOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供す
ることを目的とする。
【００６８】特に請求項４８記載の発明は、請求項３
９、４１、４３、及び４５において、c を2 以上の整
数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0
以下の整数とするとき、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs=1 to L/c x m ( T+gL+(s-1)
c+q ) W L/c (p-1)(s-1) , W L/c = e-j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、 X m g (k) を Xm g (k)' に置き換えることにより、小さな回路規模でOFDMベース
バンド信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を
提供することを目的とする。
【００６９】特に請求項４９記載の発明は、請求項４８
において、前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の
(c-1) ポイントを補間することに置き換えることによ
り、小さな回路規模で、かつ精度良くOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供す
ることを目的とする。
【００７０】特に請求項５０記載の発明は、請求項３
９、４１、４３、及び４５〜４９において、f を２以上
の整数とするとき、前記非線形歪補償用係数更新回路の
係数更新式は、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2,…, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行うことにより、小さな消費電力でOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化回路を提供す
ることを目的とする。
【００７１】特に請求項５１記載の発明は、請求項３
８、３９、４１、４３、及び４５〜５０において、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式、及び前記非
線形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) としてOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償する非
線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００７２】特に請求項５２記載の発明は、請求項３６
〜３７において、前記非線形歪補償用複素信号変換回路
がOFDMベースバンド信号を３次関数変換特性によって変
換することにより、デジタル伝送における非線形歪で支
配的な３次歪を補償する非線形歪等化回路を提供するこ
とを目的とする。
【００７３】特に請求項５３記載の発明は、請求項３６
〜３７において、OFDMベースバンド信号のＣ／Ｎを算出
するＣ／Ｎ算出回路を有し、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をa m (n) とするとき、前記非線形歪補償用
係数更新回路の係数更新式は、前記Ｃ／Ｎ算出回路の算
出したＣ／Ｎが閾値以下では a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ時
のみ動作することにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、OFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償する非線
形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００７４】特に請求項５４記載の発明は、請求項３６
〜３７において、前記ＦＦＴ回路が前記非線形歪補償用
複素信号変換回路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ
変換し、空き時間に前記非線形歪補償用係数更新回路中
のＦＦＴ変換を行うことにより、１つのＦＦＴ回路を時
間多重して動作させ、小さな回路規模でOFDMベースバン
ド信号中の非線形歪の補償を行う非線形歪等化回路を提
供することを目的とする。
【００７５】特に請求項５５記載の発明は、請求項３６
において、前記同期復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ回路が
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をその出力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行うことにより、同期キャリア変調され
たOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとと
もに、新たな回路を追加することなく遅延プロファイル
を算出する非線形歪等化回路を提供することを目的とす
る。
【００７６】特に請求項５６記載の発明は、請求項３７
において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ回路が
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をその出力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行うことにより、差動キャリア変調され
たOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとと
もに、新たな回路を追加することなく遅延プロファイル
を算出する非線形歪等化回路を提供することを目的とす
る。
【００７７】特に請求項５７記載の発明は、請求項３６
において、前記同期復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線形歪補償
用係数更新回路がその入力速度より速くＦＦＴ変換し、
空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことによ
り、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追加する
ことなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００７８】特に請求項５８記載の発明は、請求項３７
において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線形歪補償
用係数更新回路がその入力速度より速くＦＦＴ変換し、
空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことによ
り、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追加する
ことなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化回路
を提供することを目的とする。
【００７９】特に請求項５９記載の発明は、請求項５０
において、前記同期復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線形歪補償
用係数更新回路が係数更新を行わない空き時間に伝送路
特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を
行うとともに、消費電力を増加させることなく、遅延プ
ロファイルを算出する非線形歪等化回路を提供すること
を目的とする。
【００８０】特に請求項６０記載の発明は、請求項５０
において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線形歪補償
用係数更新回路が係数更新を行わない空き時間に伝送路
特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、差動キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を
行うとともに、消費電力を増加させることなく、遅延プ
ロファイルを算出する非線形歪等化回路を提供すること
を目的とする。
【００８１】特に請求項６１記載の発明は、請求項５９
において、前記同期復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ回路が
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をその出力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記非線形歪補
償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新
を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
うことにより、１つのＦＦＴ回路のみを時間多重して動
作させ、小さな回路規模で同期キャリア変調されたOFDM
ベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、
消費電力を増加させることなく遅延プロファイルを算出
する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００８２】特に請求項６２記載の発明は、請求項６０
において、前記差動復調回路が前記ＦＦＴ回路の出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ回路が
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をその出力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記非線形歪補
償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新
を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
うことにより、１つのＦＦＴ回路のみを時間多重して動
作させ、小さな回路規模で差動キャリア変調されたOFDM
ベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、
消費電力を増加させることなく遅延プロファイルを算出
する非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【００８３】特に請求項６３記載の発明では、同期キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変換特
性（Ｎ＞１）によって変換し、同期復調処理を行うこと
により、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供するこ
とを目的とする。
【００８４】特に請求項６４記載の発明では、差動キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変換特
性（Ｎ＞１）によって変換し、差動復調処理を行うこと
により、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供するこ
とを目的とする。
【００８５】特に請求項６５記載の発明は、請求項６３
〜６４において、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m
(n)とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)xm (n) (m > 1) を前記Ｎ次関数変換特性の変換式として、OFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提
供することを目的とする。
【００８６】特に請求項６６記載の発明は、請求項６３
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻nにおける値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を1 以
上の整数とし、y(n)及びx m (n)のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e- j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、同期キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００８７】特に請求項６７記載の発明では、請求項６
３において、前記同期復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を
用いて伝送路特性H(k)を算出し、前記ＦＦＴ処理出力を
H(k)で除算することによって同期復調を行うことによ
り、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを
目的とする。
【００８８】特に請求項６８記載の発明は、請求項６７
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、同期キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００８９】特に請求項６９記載の発明では、請求項６
４において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ回路の出力
を前記1OFDM シンボル遅延した信号で、前記ＦＦＴ処理
出力を除算することによって差動復調を行うことによ
り、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供することを
目的とする。
【００９０】特に請求項７０記載の発明は、請求項６９
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、差動キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００９１】特に請求項７１記載の発明では、請求項６
４において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を
前記1OFDM シンボル遅延した信号の複素共役と、前記Ｆ
ＦＴ処理出力とを乗算することによって差動復調を行う
ことにより、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供す
ることを目的とする。
【００９２】特に請求項７２記載の発明は、請求項７１
において、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以
上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイン
ト数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式として、差動キャ
リア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償する非線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００９３】特に請求項７３記載の発明は、請求項６
６、６８、７０、及び７２において、c を2 以上の整
数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0
以下の整数とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数更
新式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2,
3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1
かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/
c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q
+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q
+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
表値として補間することに置き換えることにより、少な
い処理量でOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償す
る非線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００９４】特に請求項７４記載の発明は、請求項７３
において、前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の
(c-1) ポイントを補間することに置き換えることによ
り、少ない処理量で、かつ精度良くOFDMベースバンド信
号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供する
ことを目的とする。
【００９５】特に請求項７５記載の発明は、請求項６
６、６８、７０、及び７２において、c を2 以上の整
数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0
以下の整数とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数更
新式は、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs=1 to L/c x m ( T+gL+(s-1)
c+q ) W L/c (p-1)(s-1) ， W L/c = e -j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、 X m g (k) を Xm g (k)' に置き換えることにより、少ない処理量でOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提
供することを目的とする。
【００９６】特に請求項７６記載の発明は、請求項７５
において、前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の
(c-1) ポイントを補間することに置き換えることによ
り、少ない処理量で、かつ精度良くOFDMベースバンド信
号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供する
ことを目的とする。
【００９７】特に請求項７７記載の発明は、請求項６
６、６８、７０、及び７２〜７６において、f を２以上
の整数とするとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
は、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行うことにより、小さな処理頻度でOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償する非線形歪等化方法を提供す
ることを目的とする。
【００９８】特に請求項７８記載の発明は、請求項６
５、６６、６８、７０、及び７２〜７７において、前記
Ｎ次関数変換特性の変換式、及び係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) としてOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償する非
線形歪等化方法を提供することを目的とする。
【００９９】特に請求項７９記載の発明は、請求項６３
〜６４において、OFDMベースバンド信号を３次関数変換
特性によって変換することにより、デジタル伝送におけ
る非線形歪で支配的な３次歪を補償する非線形歪等化方
法を提供することを目的とする。
【０１００】特に請求項８０記載の発明は、請求項６３
〜６４において、OFDMベースバンド信号のＣ／Ｎを算出
し、ｍ次歪補償用係数の時刻nにおける値をa m (n) と
するとき、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、前記
Ｃ／Ｎが閾値以下では a m (n) = 0 として、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ／Ｎ時
のみ動作することにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、OFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償する非線
形歪等化方法を提供することを目的とする。
【０１０１】特に請求項８１記載の発明は、請求項６３
〜６４において、前記ＦＦＴ処理が前記非線形歪等化信
号をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前
記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行
うことにより、１つのＦＦＴ処理を時間多重して行い、
少ない処理量でOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補
償を行う非線形歪等化方法を提供することを目的とす
る。
【０１０２】特に請求項８２記載の発明は、請求項６３
において、前記同期復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ処理が前
記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うこと
により、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな処理を追加
することなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【０１０３】特に請求項８３記載の発明は、請求項６４
において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ処理が前
記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うこと
により、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな処理を追加
することなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【０１０４】特に請求項８４記載の発明は、請求項６３
において、前記同期復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新処理がその入力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うこと
により、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな処理を追加
することなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【０１０５】特に請求項８５記載の発明は、請求項６４
において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新処理がその入力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うこと
により、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな処理を追加
することなく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化
方法を提供することを目的とする。
【０１０６】特に請求項８６記載の発明は、請求項７７
において、前記同期復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新処理が係数更新を行わない空き時間に伝送
路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、同期キャリ
ア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償
を行うとともに、処理頻度を増加させることなく、遅延
プロファイルを算出する非線形歪等化方法を提供するこ
とを目的とする。
【０１０７】特に請求項８７記載の発明は、請求項７７
において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新処理が係数更新を行わない空き時間に伝送
路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、差動キャリ
ア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償
を行うとともに、処理頻度を増加させることなく、遅延
プロファイルを算出する非線形歪等化方法を提供するこ
とを目的とする。
【０１０８】特に請求項８８記載の発明は、請求項８６
において、前記同期復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ処理が前
記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理中
のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を行わない空き時間
に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、１つ
のＦＦＴ処理のみを時間多重して行い、小さな処理量で
同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪の補償を行うとともに、処理頻度を増加させること
なく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化方法を提
供することを目的とする。
【０１０９】特に請求項８９記載の発明は、請求項８７
において、前記差動復調処理が前記ＦＦＴ処理出力を用
いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ処理が前
記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦＦＴ変換
し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理中
のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を行わない空き時間
に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行うことにより、１つ
のＦＦＴ処理のみを時間多重して行い、少ない処理量で
差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪の補償を行うとともに、処理頻度を増加させること
なく遅延プロファイルを算出する非線形歪等化方法を提
供することを目的とする。
【０１１０】特に請求項９０記載の発明は、請求項６３
〜８９のいずれか１項記載の非線形歪等化方法を実行す
るための信号処理手順を記載した非線形歪等化プログラ
ムを実現することを目的とする。
【０１１１】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、複素入力信号中の波形歪を補償する非線形歪等化回
路であって、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞
１）によって変換する非線形歪補償用複素信号変換回路
と、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力の低域
成分のみを通過させる低域通過フィルタと、前記低域通
過フィルタの出力と理想受信点との誤差を算出する誤差
算出回路と、前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用
いて、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決
定する係数を更新する非線形歪補償用係数更新回路と、
を具備することを特徴とするものである。
【０１１２】本願の請求項２の発明は、複素入力信号中
の波形歪を補償する非線形歪等化回路であって、複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
非線形歪補償用複素信号変換回路と、前記非線形歪補償
用複素信号変換回路の出力の低域成分のみを通過させる
低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力の位
相同期を確立する搬送波再生回路と、前記搬送波再生回
路の出力と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回路
と、前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用い、かつ
前記搬送波再生回路で行われる位相回転を補正して、前
記非線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係
数を更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備す
ることを特徴とするものである。
【０１１３】本願の請求項３の発明は、複素入力信号中
の波形歪を補償する非線形歪等化回路であって、複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
非線形歪補償用複素信号変換回路と、前記非線形歪補償
用複素信号変換回路の出力の低域成分のみを通過させる
低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力を畳
み込み演算によって変換する線形歪補償用複素信号変換
回路と、前記線形歪補償用複素信号変換回路の出力と理
想受信点との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差
算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記線形歪補償
用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更新する線
形歪補償用係数更新回路と、前記誤差算出回路の出力す
る誤差信号を用いて、前記非線形歪補償用複素信号変換
回路の特性を決定する係数を更新する非線形歪補償用係
数更新回路と、を具備することを特徴とするものであ
る。
【０１１４】本願の請求項４の発明は、複素入力信号中
の波形歪を補償する非線形歪等化回路であって、複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
非線形歪補償用複素信号変換回路と、前記非線形歪補償
用複素信号変換回路の出力の低域成分のみを通過させる
低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタの出力を畳
み込み演算によって変換する線形歪補償用複素信号変換
回路と、前記線形歪補償用複素信号変換回路の出力の位
相同期を確立する搬送波再生回路と、前記搬送波再生回
路の出力と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回路
と、前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用い、かつ
前記搬送波再生回路で行われる位相回転を補正して、前
記線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数
を更新する線形歪補償用係数更新回路と、前記誤差算出
回路の出力する誤差信号を用い、かつ前記搬送波再生回
路で行われる位相回転を補正して、前記非線形歪補償用
複素信号変換回路の特性を決定する係数を更新する非線
形歪補償用係数更新回路と、を具備することを特徴とす
るものである。
【０１１５】本願の請求項５の発明は、請求項１〜４の
いずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線形
歪補償用複素信号変換回路の変換式は、入力信号、出力
信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれ
ぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1) であることを特徴とするものである。
【０１１６】本願の請求項６の発明は、請求項１の非線
形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用
係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a
m (n) 、ステップパラメータをu、及びd を１以上の整
数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１１７】本願の請求項７の発明は、請求項２の非線
形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用
係数、前記搬送波再生回路での位相回転の時刻n におけ
る値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステ
ップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１１８】本願の請求項８の発明は、請求項３の非線
形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用
係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a
m (n) 、ステップパラメータをu、及びd を１以上の整
数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１１９】本願の請求項９の発明は、請求項４の非線
形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用
係数、前記搬送波再生回路での位相回転の時刻n におけ
る値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステ
ップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１２０】本願の請求項１０の発明は、請求項６〜９
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、前記低域通過
フィルタの各係数をCkFIL とするとき、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１２１】本願の請求項１１の発明は、請求項８〜９
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、前記線形歪補
償用係数更新回路の各係数の時刻n における値をCkLEQ
(n) とするとき、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１２２】本願の請求項１２の発明は、請求項８〜９
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、前記低域通過
フィルタの各係数をCkFIL 、及び前記線形歪補償用係数
更新回路の各係数の時刻n における値をCkLEQ (n) とす
るとき、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i),z(n) =ΣCkFIL x m (n-
k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１２３】本願の請求項１３の発明は、請求項５〜１
２のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非
線形歪補償用複素信号変換回路の変換式、及び前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とすることを特徴とするものである。
【０１２４】本願の請求項１４の発明は、請求項１〜４
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用複素信号変換回路が、複素入力信号を３次関
数変換特性によって変換することを特徴とするものであ
る。
【０１２５】本願の請求項１５の発明は、請求項２、４
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、ｍ次歪補償用
係数の時刻n における値をa m (n) とするとき、前記搬
送波再生回路が引き込み過程では、a m (n) = 0 とし、
前記非線形歪補償用係数更新回路が位相同期確立後に動
作を開始することを特徴とするものである。
【０１２６】本願の請求項１６の発明は、請求項１〜４
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、複素入力
信号のＣ／Ｎを算出するＣ／Ｎ算出回路を有し、前記非
線形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、ｍ次歪補償
用係数の時刻n における値をa m (n) とするとき、前記
Ｃ／Ｎ算出回路の算出したＣ／Ｎが閾値以下では、a m
(n) = 0 とし、前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ
／Ｎ時のみ動作することを特徴とするものである。
【０１２７】本願の請求項１７の発明は、請求項３〜４
のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記非線
形歪補償用係数更新回路の係数更新式は、ｍ次歪補償用
係数の時刻n における値をa m (n) とするとき、前記線
形歪補償用係数更新回路が引き込み過程では、a m (n)
= 0 とし、前記非線形歪補償用係数更新回路が線形歪補
償の収束後に動作を開始することを特徴とするものであ
る。
【０１２８】本願の請求項１８の発明は、複素入力信号
中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であって、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換し
て非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪等化信号の
低域成分のみを通過させる低域通過フィルタリング処理
を行い、前記低域通過フィルタリング処理出力と理想受
信点との誤差信号を算出し、前記誤差信号を用いて前記
Ｎ次関数変換特性の係数を更新することを特徴とするも
のである。
【０１２９】本願の請求項１９の発明は、複素入力信号
中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であって、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換し
て非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪等化信号の
低域成分のみを通過させる低域通過フィルタリング処理
を行い、前記低域通過フィルタリング処理出力の位相同
期の確立を行う搬送波再生処理を行い、前記搬送波再生
処理出力と理想受信点との誤差信号を算出し、前記誤差
信号を用い、かつ前記搬送波再生処理で行われる位相回
転を補正して前記Ｎ次関数変換特性の係数を更新するこ
とを特徴とするものである。
【０１３０】本願の請求項２０の発明は、複素入力信号
中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であって、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換し
て非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪等化信号の
低域成分のみを通過させる低域通過フィルタリング処理
を行い、前記低域通過フィルタリング処理出力を畳み込
み演算によって変換して線形歪等化信号を出力し、前記
線形歪等化信号と理想受信点との誤差信号を算出し、前
記誤差信号を用いて前記畳み込み演算の係数を更新し、
前記誤差信号を用いて前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
新することを特徴とするものである。
【０１３１】本願の請求項２１の発明は、複素入力信号
中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であって、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換し
て非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪等化信号の
低域成分のみを通過させる低域通過フィルタリング処理
を行い、前記低域通過フィルタリング処理出力を畳み込
み演算によって変換して線形歪等化信号を出力し、前記
線形歪等化信号の位相同期の確立を行う搬送波再生処理
を行い、前記搬送波再生処理出力と理想受信点との誤差
信号を算出し、前記誤差信号を用い、かつ前記搬送波再
生処理で行われる位相回転を補正して前記畳み込み演算
の係数を更新し、前記誤差信号を用い、かつ前記搬送波
再生処理で行われる位相回転を補正して前記Ｎ次関数変
換特性の係数を更新することを特徴とするものである。
【０１３２】本願の請求項２２の発明は、請求項１８〜
２１のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の変換式は、入力信号、出力信号、ｍ
次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y
(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1) であることを特徴とするものである。
【０１３３】本願の請求項２３の発明は、請求項１８の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の
時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする。
【０１３４】本願の請求項２４の発明は、請求項１９の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、
前記搬送波再生処理での位相回転の時刻n における値を
それぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパ
ラメータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１３５】本願の請求項２５の発明は、請求項２０の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の
時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする。
【０１３６】本願の請求項２６の発明は、請求項２１の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、
前記搬送波再生処理での位相回転の時刻n における値を
それぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパ
ラメータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
(m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする。
【０１３７】本願の請求項２７の発明は、請求項２３〜
２６のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、前記低域通過フィル
タリング処理の各係数をCkFIL とするとき、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１３８】本願の請求項２８の発明は、請求項２５〜
２６のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、前記畳み込み演算の
各係数の時刻n における値をCkLEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１３９】本願の請求項２９の発明は、請求項２５〜
２６のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、前記低域通過フィル
タリング処理の各係数をCkFIL 、及び畳み込み演算の各
係数の時刻n における値をCk LEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i), z(n) = ΣCkFIL x m (n
-k) に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１４０】本願の請求項３０の発明は、請求項２２〜
２９のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の変換式、及び係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とすることを特徴とするものである。
【０１４１】本願の請求項３１の発明は、請求項１８〜
２１のいずれか１項の非線形歪等化方法において、複素
入力信号を３次関数変換特性によって変換することを特
徴とするものである。
【０１４２】本願の請求項３２の発明は、請求項１９、
２１のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の
時刻n における値をa m (n) とする時、前記搬送波再生
処理が引き込み過程では、a m (n) = 0 とし、前記Ｎ次
関数変換特性の係数更新を位相同期確立後に開始するこ
とを特徴とするものである。
【０１４３】本願の請求項３３の発明は、請求項１８〜
２１のいずれか１項の非線形歪等化方法において、複素
入力信号のＣ／Ｎを算出し、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa
m (n) とするとき、前記Ｃ／Ｎが閾値以下では、a
m (n) = 0 とし、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高
Ｃ／Ｎ時のみ行うことを特徴とするものである。
【０１４４】本願の請求項３４の発明は、請求項２０〜
２１のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の
時刻n における値をa m (n) とするとき、前記畳み込み
演算が引き込み過程では、a m (n) = 0 とし、前記Ｎ次
関数変換特性の係数更新を線形歪補償の収束後に開始す
ることを特徴とするものである。
【０１４５】本願の請求項３５の発明は、請求項１８〜
３４のいずれか１項記載の非線形歪等化方法を実行する
ための信号処理手順を記載したことを特徴とする非線形
歪等化プログラムである。
【０１４６】本願の請求項３６の発明は、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の波形歪を補償する
非線形歪等化回路であって、同期キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によ
って変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ変換す
るＦＦＴ回路と、前記ＦＦＴ回路の出力の同期復調を行
う同期復調回路と、前記同期復調回路の出力と理想受信
点との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差算出回
路の出力する誤差信号を用いて、前記非線形歪補償用複
素信号変換回路の特性を決定する係数を更新する非線形
歪補償用係数更新回路と、を具備することを特徴とする
ものである。
【０１４７】本願の請求項３７の発明は、差動キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の波形歪を補償する
非線形歪等化回路であって、差動キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によ
って変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ変換す
るＦＦＴ回路と、前記ＦＦＴ回路の出力と、前記ＦＦＴ
回路の出力を1OFDM シンボル遅延した信号を用いて差動
復調を行う差動復調回路と、前記差動復調回路の出力と
理想受信点との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤
差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記非線形歪
補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更新す
る非線形歪補償用係数更新回路と、を具備することを特
徴とするものである。
【０１４８】本願の請求項３８の発明は、請求項３６〜
３７のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式は、入力信
号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n における
値をそれぞれx(n)、y(n)、a m(n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n) x m (n) (m > 1) であることを特徴とするものである。
【０１４９】本願の請求項３９の発明は、請求項３６の
非線形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更
新回路の係数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信
号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx
(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu
、及びd を1 以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦ
ＦＴ変換はポイント数L で時刻n = T から動作を開始
し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n-T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e -j2pie /L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１５０】本願の請求項４０の発明は、請求項３６の
非線形歪等化回路において、前記同期復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、前
記ＦＦＴ回路の出力をH(k)で除算することによって同期
復調を行うことを特徴とするものである。
【０１５１】本願の請求項４１の発明は、請求項４０の
非線形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更
新回路の係数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信
号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx
(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu
、及びd を１以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦ
ＦＴ変換はポイント数L で時刻n = T から動作を開始
し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj = (T+gL)to(T+(g+1)L-1) xm (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１５２】本願の請求項４２の発明は、請求項３７の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号
で、前記ＦＦＴ回路の出力を除算することによって差動
復調を行うことを特徴とするものである。
【０１５３】本願の請求項４３の発明は、請求項４２の
非線形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更
新回路の係数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信
号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx
(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu
、及びd を１以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦ
ＦＴ変換はポイント数L で時刻n = T から動作を開始
し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie /L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１５４】本願の請求項４４の発明は、請求項３７の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号の
複素共役と、前記ＦＦＴ回路の出力とを乗算することに
よって差動復調を行うことを特徴とする。
【０１５５】本願の請求項４５の発明は、請求項４４の
非線形歪等化回路において、前記非線形歪補償用係数更
新回路の係数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信
号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx
(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu
、及びd を１以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦ
ＦＴ変換はポイント数L で時刻n = T から動作を開始
し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１５６】本願の請求項４６の発明は、請求項３９、
４１、４３、４５のいずれか１項の非線形歪等化回路に
おいて、前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
は、c を２以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及
びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2,
3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1
かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/
c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q
+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q
+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
表値として補間することに置き換えたことを特徴とする
ものである。
【０１５７】本願の請求項４７の発明は、請求項４６の
非線形歪等化回路において、前記ＦＦＴ変換出力の補間
式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
ことを特徴とするものである。
【０１５８】本願の請求項４８の発明は、請求項３９、
４１、４３、４５のいずれか１項の非線形歪等化回路に
おいて、前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
は、c を２以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及
びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs =1 to L/c x m ( T+gL+(s-
1)c+q ) W L/c (p-1)(s-1) , W L/c = e-j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' （ p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、 X m g (k) を Xm g (k)' に置き換えたことを特徴とするものである。
【０１５９】本願の請求項４９の発明は、請求項４８の
非線形歪等化回路において、前記ＦＦＴ変換出力の補間
式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
ことを特徴とするものである。
【０１６０】本願の請求項５０の発明は、請求項３９、
４１、４３、及び４５〜４９のいずれか１項の非線形歪
等化回路において、前記非線形歪補償用係数更新回路の
係数更新式は、f を２以上の整数とするとき、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行うことを特徴とするものである。
【０１６１】本願の請求項５１の発明は、請求項３８、
３９、４１、４３、及び４５〜５０のいずれか１項の非
線形歪等化回路において、前記非線形歪補償用複素信号
変換回路の変換式、及び前記非線形歪補償用係数更新回
路の係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とすることを特徴とするものである。
【０１６２】本願の請求項５２の発明は、請求項３６〜
３７のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路が、OFDMベースバンド
信号を３次関数変換特性によって変換することを特徴と
するものである。
【０１６３】本願の請求項５３の発明は、請求項３６〜
３７のいずれか１項の非線形歪等化回路において、OFDM
ベースバンド信号のＣ／Ｎを算出するＣ／Ｎ算出回路を
有し、前記非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
は、ｍ次歪補償用係数の時刻nにおける値をa m (n) と
するとき、前記Ｃ／Ｎ算出回路の算出したＣ／Ｎが閾値
以下ではa m (n)= 0とし、前記非線形歪補償用係数更新
回路が高Ｃ／Ｎ時のみ動作することを特徴とするもので
ある。
【０１６４】本願の請求項５４の発明は、請求項３６〜
３７のいずれか１項の非線形歪等化回路において、前記
ＦＦＴ回路は、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の
出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に
前記非線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行う
ことを特徴とするものである。
【０１６５】本願の請求項５５の発明は、請求項３６の
非線形歪等化回路において、前記同期復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記ＦＦＴ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回
路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時
間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロフ
ァイルを算出することを特徴とする。
【０１６６】本願の請求項５６の発明は、請求項３７の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記ＦＦＴ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回
路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時
間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロフ
ァイルを算出することを特徴とするものである。
【０１６７】本願の請求項５７の発明は、請求項３６の
非線形歪等化回路において、前記同期復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記非線形歪補償用係数更新回路はその入力速度より
速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ
変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特徴
とするものである。
【０１６８】本願の請求項５８の発明は、請求項３７の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記非線形歪補償用係数更新回路はその入力速度より
速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ
変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特徴
とするものである。
【０１６９】本願の請求項５９の発明は、請求項５０の
非線形歪等化回路において、前記同期復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記非線形歪補償用係数更新回路は係数更新を行わな
い空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅
延プロファイルを算出することを特徴とするものであ
る。
【０１７０】本願の請求項６０の発明は、請求項５０の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記非線形歪補償用係数更新回路は係数更新を行わな
い空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅
延プロファイルを算出することを特徴とするものであ
る。
【０１７１】本願の請求項６１の発明は、請求項５９の
非線形歪等化回路において、前記同期復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記ＦＦＴ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回
路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時
間に前記非線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を
行い、かつ係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H
(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算出す
ることを特徴とする。
【０１７２】本願の請求項６２の発明は、請求項６０の
非線形歪等化回路において、前記差動復調回路は、前記
ＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記ＦＦＴ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回
路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時
間に前記非線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を
行い、かつ係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H
(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算出す
ることを特徴とするものである。
【０１７３】本願の請求項６３の発明は、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の波形歪を補償する
非線形歪等化方法であって、同期キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によ
って変換して非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪
等化信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ処理を行い、前記ＦＦ
Ｔ処理出力の同期復調を行う同期復調処理を行い、前記
同期復調処理出力と理想受信点との誤差を算出し、前記
誤差信号を用い、前記Ｎ次関数変換特性の係数を更新す
ることを特徴とするものである。
【０１７４】本願の請求項６４の発明は、差動キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の波形歪を補償する
非線形歪等化方法であって、差動キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によ
って変換して非線形歪等化信号を出力し、前記非線形歪
等化信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ処理を行い、前記ＦＦ
Ｔ処理出力と、前記ＦＦＴ処理出力を1OFDM シンボル遅
延した信号を用いて差動復調を行う差動復調処理を行
い、前記差動復調処理出力と理想受信点との誤差を算出
し、前記誤差信号を用い、前記Ｎ次関数変換特性の係数
を更新することを特徴とするものである。
【０１７５】本願の請求項６５の発明は、請求項６３〜
６４のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
Ｎ次関数変換特性の変換式は、入力信号、出力信号、及
びｍ次歪補償用係数の時刻n における値をそれぞれx
(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n) x m (n) (m > 1) であることを特徴とするものである。
【０１７６】本願の請求項６６の発明は、請求項６３の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を1
以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１７７】本願の請求項６７の発明は、請求項６３の
非線形歪等化方法において、前記同期復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、前記
ＦＦＴ処理出力をH(k)で除算することによって同期復調
を行うことを特徴とするものである。
【０１７８】本願の請求項６８の発明は、請求項６７の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１７９】本願の請求項６９の発明は、請求項６４の
非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号で、
前記ＦＦＴ処理出力を除算することによって差動復調を
行うことを特徴とする。
【０１８０】本願の請求項７０の発明は、請求項６９の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１８１】本願の請求項７１の発明は、請求項６４の
非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号の複
素共役と、前記ＦＦＴ処理出力とを乗算することによっ
て差動復調を行うことを特徴とするものである。
【０１８２】本願の請求項７２の発明は、請求項７１の
非線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係
数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
(n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とするものである。
【０１８３】本願の請求項７３の発明は、請求項６６、
６８、７０、７２のいずれか１項の非線形歪等化方法に
おいて、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、c を2
以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-
1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
表値として補間することに置き換えたことを特徴とする
ものである。
【０１８４】本願の請求項７４の発明は、請求項７３の
非線形歪等化方法において、前記ＦＦＴ変換出力の補間
式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
ことを特徴とするものである。
【０１８５】本願の請求項７５の発明は、請求項６６、
６８、７０、７２のいずれか１項の非線形歪等化方法に
おいて、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、c を2
以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-(c-
1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs=1 to L/c x m( T+gL+(s-1)c
+q ) W L/c (p-1)(s-1)， W L/c = e -j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、X
m g (k) を Xm g (k)'に置き換えたことを特徴とするも
のである。
【０１８６】本願の請求項７６の発明は、請求項７５の
非線形歪等化方法において、前記ＦＦＴ変換出力の補間
式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
ことを特徴とするものである。
【０１８７】本願の請求項７７の発明は、請求項６６、
６８、７０、及び７２〜７６のいずれか１項の非線形歪
等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
は、f を２以上の整数とするとき、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行うことを特徴とするものである。
【０１８８】本願の請求項７８の発明は、請求項６５、
６６、６８、７０、及び７２〜７５のいずれか１項の非
線形歪等化方法において、前記Ｎ次関数変換特性の変換
式、及び係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とすることを特徴とする。
【０１８９】本願の請求項７９の発明は、請求項６３〜
６４のいずれか１項の非線形歪等化方法において、OFDM
ベースバンド信号を３次関数変換特性によって変換する
ことを特徴とするものである。
【０１９０】本願の請求項８０の発明は、請求項６３〜
６４のいずれか１項の非線形歪等化方法において、OFDM
ベースバンド信号のＣ／Ｎを算出し、前記Ｎ次関数変換
特性の係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n におけ
る値をa m (n) とするとき、前記Ｃ／Ｎが閾値以下では
a m (n)= 0とし、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高
Ｃ／Ｎ時のみ動作することを特徴とするものである。
【０１９１】本願の請求項８１の発明は、請求項６３〜
６４のいずれか１項の非線形歪等化方法において、前記
ＦＦＴ処理は、前記非線形歪等化信号をその出力速度よ
り速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特性
の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行うことを特徴とする
ものである。
【０１９２】本願の請求項８２の発明は、請求項６３の
非線形歪等化方法において、前記同期復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記ＦＦＴ処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度
より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦ
ＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算出することを
特徴とするものである。
【０１９３】本願の請求項８３の発明は、請求項６４の
非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記ＦＦＴ処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度
より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦ
ＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算出することを
特徴とする。
【０１９４】本願の請求項８４の発明は、請求項６３の
非線形歪等化方法において、前記同期復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理はその入力速度よ
り速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦ
Ｔ変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特
徴とするものである。
【０１９５】本願の請求項８５の発明は、請求項６４の
非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理はその入力速度よ
り速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦ
Ｔ変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特
徴とする。
【０１９６】本願の請求項８６の発明は、請求項７７の
非線形歪等化方法において、前記同期復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理は係数更新を行わ
ない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、
遅延プロファイルを算出することを特徴とするものであ
る。
【０１９７】本願の請求項８７の発明は、請求項７７の
非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理は係数更新を行わ
ない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、
遅延プロファイルを算出することを特徴とする。
【０１９８】本願の請求項８８の発明は、請求項８６の
非線形歪等化方法において、前記同期復調処理は、前記
ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ
前記ＦＦＴ処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度
より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特
性の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新
を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
って、遅延プロファイルを算出することを特徴とする。
【０１９９】本願の請求項８９の発明は、請求項８７項
の非線形歪等化方法において、前記差動復調処理は、前
記ＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、か
つ前記ＦＦＴ処理は前記非線形歪等化信号をその出力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記Ｎ次関数変換
特性の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更
新を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を
行って、遅延プロファイルを算出することを特徴とす
る。
【０２００】本願の請求項９０の発明は、請求項６３〜
８９のいずれか１項記載の非線形歪等化方法を実行する
ための信号処理手順を記載したことを特徴とする非線形
歪等化プログラムである。
【０２０１】
【発明の実施の形態】（実施の形態１）本発明の実施の
形態１における非線形歪等化回路について、図面を参照
しながら説明する。図１は本実施の形態における非線形
歪等化回路１０１の構成を示すブロック図である。以下
に示す各ブロック図において、太い実線は複素信号（ベ
クトル情報）の流れを示し、これより細い実線はスカラ
ー情報の流れを示す。
【０２０２】図１の非線形歪等化回路１０１は、非線形
歪補償用複素信号変換回路１０２と、ルートロールオフ
コサインフィルタ１０３と、誤差算出回路１０４と、非
線形歪補償用係数更新回路１０５とを有している。誤差
算出回路１０４は、スライサ１０６と、複素減算器１０
７とを有している。
【０２０３】また図１には、非線形歪等化回路１０１の
前段ブロックである準同期検波回路１０８と、搬送波再
生回路１１１も図示されている。準同期検波回路１０８
は、直交検波器１０９と、基準搬送波発生器１１０とを
有している。搬送波再生回路１１１は、位相誤差検出器
１１２と、低域通過フィルタ１１３と、数値制御発振器
１１４と、複素乗算器１１５とを有している。
【０２０４】図示しないアンテナで受信された変調信号
に対して、準同期検波回路１０８が検波を行う。準同期
検波回路１０８では、基準搬送波発生器１１０が選局周
波数の正弦波を生成する。直交検波器１０９が正弦波の
位相を９０°遅らせて余弦波を生成し、前記変調信号と
正弦波、及び前記変調信号と余弦波をそれぞれ乗算して
Ｉ軸、Ｑ軸データの検波を行う。
【０２０５】サンプリング時刻n における検波信号の位
相誤差角の大きさをP(n)とすると、搬送波再生回路１１
１は検波出力の位相誤差e -jP(n)を除去し、位相同期が
確立した信号x(n)を非線形歪等化回路１０１に出力す
る。搬送波再生回路１１１の位相誤差検出器１１２は、
ルートロールオフコサインフィルタ１０３の出力v(n)
と、最も近い符号点との位相誤差を算出する。低域通過
フィルタ１１３は位相誤差を平均化し、数値制御発振器
１１４が平均値により位相誤差e -jP(n)を打ち消すため
の正弦波e jP(n) を生成する。そして複素乗算器１１５
が検波出力と正弦波e jP(n) の複素乗算を行って、x(n)
を出力する。
【０２０６】非線形歪等化回路１０１の動作を以下に説
明する。非線形歪補償用係数更新回路１０５で生成され
る３次歪補償用係数a3(n) を用いて、非線形歪補償用複
素信号変換回路１０２がx(n)に含まれる３次歪を除去す
る。そして、ルートロールオフコサインフィルタ１０３
がナイキスト帯域幅の信号のみを通過させ、誤差算出回
路１０４がこの信号v(n)と最も近い符号点d(n)との誤差
を算出するとともに、d(n)を復調信号として誤り訂正部
に出力する。なお図示しない誤り訂正部が軟判定復号を
行う場合には、誤差算出回路１０４の入力v(n)を復調信
号として誤り訂正部に出力する。非線形歪補償用係数更
新回路１０５はこの誤差信号e(n)とx(n)を用いて、ＬＭ
Ｓ（Least Mean Square ：最小２乗平均）アルゴリズム
によりa3(n) を更新する。
【０２０７】図２に非線形歪補償用複素信号変換回路１
０２の具体的な構成を示し、図３に非線形歪補償用係数
更新回路１０５の具体的な構成を示す。図２の非線形歪
補償用複素信号変換回路１０２は、複素３乗回路１２１
と、複素乗算器１２７と、複素加算器１２８とを有して
いる。複素３乗回路１２１は乗算器１２２、１２３、１
２５、１２６と、加算器１２４とを有している。また図
３の非線形歪補償用係数更新回路１０５は、遅延素子１
２９と、複素３乗回路１２１と、ＬＭＳ回路１３０とを
有している。ＬＭＳ回路１３０は、減算器１３１と、複
素加算器１３２と、ステップパラメータ制御回路１３３
と、乗算器１３４、１３５と、加算器１３６、１３７
と、遅延素子１３８、１３９とを有している。
【０２０８】非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の
動作を以下に説明する。位相同期が確立した信号x(n)が
複素３乗回路１２１に入力されると、Ｉ、Ｑ軸成分（実
数部、虚数部）がそれぞれ乗算器１２２、１２３で２乗
され、加算器１２４で加算されて｜x2 (n)｜が生成され
る。一方、x(n)のＩ、Ｑ軸成分がそれぞれ乗算器１２
５、１２６に入力されると、｜x2 (n)｜との乗算が行わ
れ、｜x2 (n)｜ x(n) が出力される。ここで｜x2 (n)｜
x(n) をx3 (n)の値として定義する。非線形歪補償用係
数更新回路１０５で生成される３次歪補償用係数a3 (n)
とx3 (n)との複素乗算が複素乗算器１２７で行われる。
複素加算器１２８では複素乗算器１２７の出力とx(n)と
の複素加算が行われ、x(n)から３次歪を除去した信号y
(n)が出力される。以上より、y(n)は次式で表される。
但し、初期値a 3 (0) = ０である。 y(n) = x(n) + a 3 (n)x3 (n) ・・式（１−１）
【０２０９】次に非線形歪補償用係数更新回路１０５の
動作を以下に説明する。位相同期が確立した信号x(n)が
入力されると、遅延素子１２９がＭシンボル分遅延さ
せ、複素３乗回路１２１が上述した動作により、｜x2
(n-M)｜ x(n-M) をx3 (n-M)として出力する。ここで図
１のルートロールオフコサインフィルタ１０３の遅延が
Ｍシンボルであり、誤差算出回路１０４の遅延がないも
のと仮定している。遅延素子１２９は、y(n)から誤差信
号e(n)を算出するまでのＭシンボル分の遅延合わせを行
っている。
【０２１０】図３のＬＭＳ回路１３０では、減算器１３
１がＱ軸信号を符号反転することにより、複素共役[x
3(n-M)] *が生成される。なお「* 」は共役複素数を表
す記号とする。そして、複素乗算器１３２で複素共役[x
3(n-M)] *と誤差信号e(n)との複素乗算が行われる。乗
算器１３４、１３５では、ステップパラメータ制御回路
１３３から出力される定数u と、複素乗算器１３２から
出力されるＩ、Ｑ軸信号との乗算が行われる。加算器１
３６、１３７では、Ｉ、Ｑ軸の乗算結果と遅延素子１３
８、１３９からの出力がそれぞれ加算され、３次歪補償
用係数a3 (n)として非線形歪補償用複素信号変換回路１
０２に出力される。なお、遅延素子１３８、１３９では
係数Re[ a 3 (n) ] 、Im[ a 3 (n) ] を１シンボル遅延
させる。
【０２１１】非線形歪補償用係数更新回路１０５の係数
更新アルゴリズムについて、以下に説明する。図１よ
り、誤差信号e(n)は次式で表される。 e(n)= d(n)− v(n) ・・式（１−２） なお、v(n)はy(n)を帯域制限した信号であり、v(n)がy
(n)と実質的に等しいと見なすと、次式が成立する。 e(n)= d(n)− y(n) ・・式（１−３） 式（１−３）と式（１−１）とから次式が得られる。 e(n)= d(n)−[ x(n) + a3 (n)x3 (n) ] ・・式（１−４）
【０２１２】係数a3の評価関数をJ(a3) と表すと、評価
関数J(a3) は誤差信号e(n)の振幅の２乗で与えられるの
で、次式が成立する。 J(a 3 ) = ｜e(n)｜2 ・・式（１−５） 評価関数J(a3) を最小にするアルゴリズム、すなわちＬ
ＭＳアルゴリズムとしては最急勾配法を用いた勾配アル
ゴリズムに基づくものが多く、次式で係数が更新され
る。 a3(n+1) = a3(n) −α・dJ(a3)／da3(n)・・式（１−６）
【０２１３】ここで式（１−４）を式（１−５）に代入
して偏微分を行うと、次式が得られる。 dJ(a3)／da3(n)= 2 ｛e(n)・de(n) ／da3 (n) ｝= −2e(n)[x3(n)]* ・・式（１−７） u = 2 αと置き、式（１−７）を式（１−６）に代入す
ると、次式が得られる。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[x3(n)] *・・式（１−８）
【０２１４】一方、図３よりa 3 (n) は次式で表され
る。 a3(n) = a3(n-1) + ue(n-M)[｜x2(n-M) ｜x(n-M) ]* ・・式（１−９） x(n)をM シンボル遅延させたと見なせる信号v(n)から誤
差信号e(n)を生成しているので、式（１−９）において
は、 [ ｜x 2 (n-M) ｜x(n-M)] * =[x 3 (n-M)] * として遅延合わせを行っている。誤差信号についてはこ
のＭシンボル遅延を考慮して、e(n-M)と表現される。式
（１−９）においてはa3(n) がe(n)とx(n)と比較して１
シンボル遅延しているが、ＬＭＳアルゴリズムは係数更
新の収束速度が比較的遅いため、実用上問題ない。
【０２１５】図４に３次歪補償用係数a3(n) の更新の様
子を示す。初期状態はa3(0) = 0 である。最も近い符号
点d(n)と受信点x(n-M)との差が誤差信号e(n-M)である。
但し、x(n-M)は非線形歪補償用複素信号変換回路１０２
に続くルートロールオフコサインフィルタ１０３により
帯域制限され、v(n-M)に変形されている。[ x3(n-M)]
* =[｜x2(n-M) ｜x(n-M) ] *としているので、[ x3(n-
M) ] * は受信点x(n-M)とＩ軸に関して対称の位相を有
し、｜x2(n-M) ｜倍の振幅となる。
【０２１６】e(n-M)[ x3(n-M) ] * の位相はe(n-M)の位
相と[ x3(n-M) ] * の位相との和となり、振幅はそれぞ
れの振幅の積となるので、図４に示すようにx(n-M)の位
相方向付近を向いたベクトルとなり、３次歪によって小
さくなった振幅を大きくする方向にa3(n) が更新され
る。よって、式（１−９）において[ x3(n-M) ] * =[｜
x2(n-M) ｜x(n-M) ] *とすることは妥当である。
【０２１７】以上が本実施の形態における非線形歪等化
回路の構成と動作であるが、非線形歪補償用複素信号変
換回路１０２の出力y(n)が、ルートロールオフコサイン
フィルタ１０３を通過することを考慮して、より精度高
く複素信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０２１８】図５にルートロールオフコサインフィルタ
１０３の構成を示す。ルートロールオフコサインフィル
タ１０３は、遅延素子１４１、１４２、１４３と、複素
乗算器１４４、１４５、１４６とを有している。図５に
示すように（２Ｍ＋１）タップの場合、遅延素子は合計
２Ｍ個、複素乗算器は合計（２Ｍ＋１）個で構成され、
遅延はセンタタップまでのＭシンボルとなる。
【０２１９】図６に、ルートロールオフコサインフィル
タ１０３を通過することを考慮した場合の非線形歪補償
用係数更新回路１５１の構成を示す。非線形歪補償用係
数更新回路１５１は、図３の非線形歪補償用係数更新回
路１０５において遅延素子１２９を削除し、複素３乗回
路１２１の後段にルートロールオフコサインフィルタ１
０３が加わった構成である。その後段のＬＭＳ回路１３
０については、図３と同一である。
【０２２０】以下、非線形歪補償用係数更新回路１５１
の動作を説明する。位相同期が確立した信号x(n)が入力
されると、複素３乗回路１２１が｜ x2(n)｜ x(n) をx3
(n)として出力する。ルートロールオフコサインフィル
タ１０３は｜ x2(n)｜ x(n)の帯域制限を行い、ΣCk
FIL ｜x2 (n-k)｜ x(n-k) を出力する。ここでCkFIL は
ルートロールオフコサインフィルタ１０３の各係数であ
る。ルートロールオフコサインフィルタ１０３の遅延が
Ｍシンボルであるので、遅延素子１２９が不要となる。
この信号と誤差信号e(n)により、ＬＭＳ回路１３０が３
次歪補償用の係数a3(n) の更新を行い、非線形歪補償用
複素信号変換回路１０２に出力する。よってa3(n) は次
式で表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCkFIL x3(n-k)] *・・式（１−１０） 以上の構成により、複素信号中の非線形歪の補償をより
精度高く行うことができる。
【０２２１】また、図３の非線形歪補償用係数更新回路
１０５及び図６の非線形歪補償用係数更新回路１５１
が、位相同期の確立後に係数更新を開始する構成として
もよい。この場合、図１の搬送波再生回路１１１中の低
域通過フィルタ１１３がフィルタ出力を観測し、出力が
安定している場合に位相同期が確立したとして、Ｌｏｃ
ｋ信号を"H" とする。
【０２２２】図３の非線形歪補償用係数更新回路１０５
及び図６の非線形歪補償用係数更新回路１５１は、Ｌｏ
ｃｋ信号が"L" の場合には、ＬＭＳ回路１３０中のステ
ップパラメータ制御回路１３３がステップパラメータを
u = ０とすることによりa3(n) = ０とする。そして非線
形歪補償用複素信号変換回路１０２がy(n)= x(n)として
出力する。
【０２２３】Ｌｏｃｋ信号が"H" の場合には、ステップ
パラメータ制御回路１３３はステップパラメータu に所
定値を代入して係数更新を開始する。以上の構成によ
り、搬送波再生回路１１１の引き込み動作に悪影響を及
ぼさず、複素信号中の非線形歪の補償を行うことができ
る。
【０２２４】また、図３の非線形歪補償用係数更新回路
１０５及び図６の非線形歪補償用係数更新回路１５１
が、高Ｃ／Ｎ時のみ係数更新を行う構成としてもよい。
この場合、図１の非線形歪等化回路１０１中にＣ／Ｎ算
出回路１１６を設ける。Ｃ／Ｎ算出回路１１６は誤差信
号e(n)を用いて、最も近い符号点との距離を雑音と見な
してＣ／Ｎを算出して平均化し、その結果をＣＮＲ信号
として図３の非線形歪補償用係数更新回路１０５及び図
６の非線形歪補償用係数更新回路１５１に出力する。
【０２２５】図３の非線形歪補償用係数更新回路１０５
及び図６の非線形歪補償用係数更新回路１５１におい
て、ＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以下の場合
には、ＬＭＳ回路１３０中のステップパラメータ制御回
路１３３がステップパラメータをu = ０とする。こうす
ることによりa3(n) = ０として、非線形歪補償用複素信
号変換回路１０２はy(n)= x(n)として出力する。ＣＮＲ
信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以上の場合には、ステ
ップパラメータ制御回路１３３はステップパラメータu
に所定値を代入して係数更新を行う。以上の構成によ
り、低Ｃ／Ｎ時には悪影響を及ぼさず、複素信号中の非
線形歪の補償を行うことができる。
【０２２６】なお本実施の形態において、式（１−１）
に示すように非線形歪で支配的な３次歪のみを除去する
構成としたが、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1)・・式（１−１１） として、２次歪以上の任意の高次非線形歪を補償する構
成としてもよい。この場合の係数更新式はそれぞれの次
数において、 a m (n+1) = a m (n) + ue(n) [ x m (n)]* (m > 1) ・・式（１−１２） であり、x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とする。
【０２２７】図７に２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形
歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
構成を示し、図８に非線形歪補償用係数更新回路１６２
の構成を示す。図７の非線形歪補償用複素信号変換回路
１６１は、複素Ｋ乗回路１６３〜複素２乗回路１６４
と、複素乗算器１６５〜１６６と、複素加算器１６７と
を有している。また図８の非線形歪補償用係数更新回路
１６２は、次数分だけの複数の遅延素子１２９と、複素
Ｋ乗回路１６３〜複素２乗回路１６４と、次数分だけの
複数のＬＭＳ回路１３０とを有している。
【０２２８】このような構成の非線形歪補償用複素信号
変換回路１６１の動作を以下に説明する。位相同期が確
立した信号x(n)が入力されると、複素Ｋ乗回路１６３は
x K(n) として｜ x K-1(n) ｜ x(n) を生成し、複素２
乗回路１６４はx2(n) として｜ x(n) ｜ x(n) を生成す
る。複素Ｋ乗回路１６３〜複素２乗回路１６４は図２に
示す複素３乗回路１２１と同様に、乗算器と加算器とか
ら構成される。
【０２２９】非線形歪補償用係数更新回路１６２で生成
されるＫ次歪補償用係数 aK (n) とx K (n) を複素乗算
器１６５で複素乗算を行い、２次歪補償用係数a2(n) と
x2(n) とを複素乗算器１６６で複素乗算を行う。複素加
算器１６７はa K (n) x K (n) と、a2(n)x2(n)と、x(n)
との複素加算を行って、x(n)からＫ次歪と２次歪とを除
去した信号y(n)を出力する。他の次数についても同様
に、複素ｍ乗回路によってx m (n) として｜ x m-1(n)
｜ x(n) を生成し、非線形歪補償用係数更新回路１６２
で生成されるｍ次歪補償用係数a m (n) とx m (n) を複
素乗算器で複素乗算を行い、複素加算器１６７でx(n)と
の複素加算を行って、x(n)からｍ次歪を除去する。
【０２３０】次に非線形歪補償用係数更新回路１６２の
動作を以下に説明する。位相同期が確立した信号x(n)が
入力されると、各次数の遅延素子１２９がＭシンボル分
遅延させる。そして、複素Ｋ乗回路１６３はx K (n-M)
として｜ x K-1(n-M) ｜ x(n-M) を生成し、複素２乗回
路１６４はx2(n-M) として｜ x(n-M) ｜ x(n-M) を生成
する。各次数のＬＭＳ回路１３０は前記信号と誤差信号
e(n)を用いて係数更新を行い、Ｋ次歪補償用係数a
K (n) と２次歪補償用係数a2(n) を非線形歪補償用複素
信号変換回路１６１に出力する。
【０２３１】他の次数についても同様に、遅延素子１２
９がx(n)をＭシンボル分遅延させ、複素ｍ乗回路によっ
てx m (n) として｜ x m-1(n) ｜ x(n) を生成する。そ
してＬＭＳ回路１３０が前記信号と誤差信号e(n)を用い
て係数更新を行い、ｍ次歪補償用係数a m (n) を非線形
歪補償用複素信号変換回路１６１に出力する。以上の構
成により、２次歪以上の任意の高次非線形歪の補償を行
う。
【０２３２】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成の場合においても、同様に２次歪
以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができる。
この場合、非線形歪補償用係数更新回路１６２において
各次数の遅延素子１２９を削除し、複素Ｋ乗回路１６３
〜複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路の後
段にルートロールオフコサインフィルタ１０３を追加し
た構成となる。
【０２３３】なお図８では各次数毎に遅延素子１２９を
有する場合を示したが、１つの遅延素子１２９で共用化
し、複素Ｋ乗回路１６３〜複素２乗回路１６４、及び各
次数の複素ｍ乗回路に出力信号を分配する構成としても
よい。
【０２３４】また上記の例では、複素Ｋ乗回路１６３〜
複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれ
ぞれ有する場合を示したが、例えばＩ、 Ｑ軸成分のべき
乗を次の高い次数に順次出力することにより回路の共用
化を図ってもよく、他の共用化方法を用いてもよい。
【０２３５】（実施の形態２）次に本発明の実施の形態
２における非線形歪等化回路について、図面を参照しな
がら説明する。図９は本実施の形態における非線形歪等
化回路２０１の構成を示すブロック図である。実施の形
態２における非線形歪等化回路２０１は、実施の形態１
の非線形歪等化回路１０１と比較して、非線形歪補償用
係数更新回路２０２の構成が異なり、図１の非線形歪等
化回路１０１の前段にあった搬送波再生回路１１１が、
非線形歪等化回路２０１中のルートロールオフコサイン
フィルタ１０３の後段に設けられることが特徴である。
準同期検波回路１０８は図１に示すものと同一であり、
非線形歪等化回路２０１中のその他の各ブロックも図１
の非線形歪等化回路１０１内の各ブロックと同一であ
る。
【０２３６】図示しないアンテナで受信された変調信号
に対して、実施の形態１と同様に準同期検波回路１０８
がＩ軸、Ｑ軸データの検波を行って、検波出力x(n)を生
成する。
【０２３７】このような構成の非線形歪等化回路２０１
の動作を以下に説明する。非線形歪補償用係数更新回路
２０２で生成される３次歪補償用係数a3(n) を用いて、
実施の形態１と同様に非線形歪補償用複素信号変換回路
１０２が、x(n)に含まれる３次歪を除去する。そして、
ルートロールオフコサインフィルタ１０３がナイキスト
帯域幅の信号のみを通過させ、帯域制限信号v(n)を出力
する。次に搬送波再生回路１１１がv(n)の位相誤差e
-jP(n)を除去し、位相同期が確立した信号s(n)を誤差算
出回路１０４に出力する。
【０２３８】誤差算出回路１０４はこの信号s(n)と最も
近い符号点d(n)との誤差を算出するとともに、d(n)を復
調信号として図示しない誤り訂正部に出力する。なお誤
り訂正部が軟判定復号を行う場合には、誤差算出回路１
０４の入力s(n)を復調信号として誤り訂正部に出力す
る。非線形歪補償用係数更新回路２０２はこの誤差信号
e(n)とx(n)、及び搬送波再生回路１１１で生成される位
相回転信号e jP(n) を用いて、ＬＭＳアルゴリズムによ
りa 3 (n) を更新する。
【０２３９】図１０に非線形歪補償用係数更新回路２０
２の構成を示す。この非線形歪補償用係数更新回路２０
２は、実施の形態１の非線形歪補償用係数更新回路１０
５において位相回転補正回路２１１が加わった構成であ
る。位相回転補正回路２１１は、減算器２１２と複素乗
算器２１３とを有している。なお非線形歪補償用係数更
新回路２０２のその他の各ブロックは図３の非線形歪補
償用係数更新回路１０５と同一である。
【０２４０】非線形歪補償用係数更新回路２０２の動作
を以下に説明する。図１０において検波出力x(n)が入力
されると、実施の形態１と同様に遅延素子１２９、複素
３乗回路１２１により｜x2 (n-M)｜ x(n-M) がx3(n-M)
としてＬＭＳ回路１３０に出力される。一方、位相回転
信号e jP(n) が入力されると、位相回転補正回路２１１
では減算器２１２がＱ軸信号を符号反転することにより
複素共役e -jP(n)が生成される。複素乗算器２１３が複
素共役e -jP(n)と誤差信号e(n)との乗算を行って搬送波
再生回路１１１で行われる位相回転を補正し、補正結果
をＬＭＳ回路１３０に出力する。ＬＭＳ回路１３０は｜
x2 (n-M)｜x(n-M)とe(n)e -jP(n)とを入力として、実施
の形態１と同様に係数更新を行い、３次歪補償用係数a3
(n) を非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に出力す
る。
【０２４１】このように、非線形歪補償用複素信号変換
回路１０２と誤差算出回路１０４との間に位相同期を確
立する搬送波再生回路１１１が存在する場合、搬送波再
生回路１１１で行われる位相回転を補正することによ
り、複素信号中の非線形歪の補償を行うことができる。
【０２４２】非線形歪補償用係数更新回路２０２の係数
更新アルゴリズムは、式（１−７）に位相回転補正を加
えて、次式のように表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[x3(n)] * e -jP(n) ・・式（２−１）
【０２４３】一方、図１０よりa3(n) は次式で表され
る。 a3(n) = a3(n-1) + ue(n-M)[｜x 2(n-M)｜x(n-M) ]* e -jP(n-M) ・・式（２−２） ここでは、x(n)をＭシンボル遅延させたと見なせる信号
s(n)から誤差信号e(n)を生成しているので、式（２−
２）においては[ ｜x2(n-M) ｜x(n-M) ] * =[x3(n-M)]
* として遅延合わせを行っている。誤差信号と位相回転
補正については、このＭシンボル遅延を考慮して、それ
ぞれe(n-M)、 e-jP(n-M)と表現される。
【０２４４】また式（２−２）においてはa3(n) がe
(n)、x(n)、e -jP(n)と比較して１シンボル遅延してい
るが、ＬＭＳアルゴリズムは係数更新の収束速度が比較
的遅いため、実用上問題ない。
【０２４５】以上が本実施の形態における非線形歪等化
回路の構成と動作であるが、非線形歪補償用複素信号変
換回路１０２の出力y(n)がルートロールオフコサインフ
ィルタ１０３を通過することを考慮して、より精度高く
複素信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０２４６】図１１にルートロールオフコサインフィル
タ１０３を通過することを考慮した場合の非線形歪補償
用係数更新回路２２１の構成を示す。この非線形歪補償
用係数更新回路２２１は、図１０の非線形歪補償用係数
更新回路２０２において遅延素子１２９を削除し、複素
３乗回路１２１の後段にルートロールオフコサインフィ
ルタ１０３が加わった構成である。その後段のＬＭＳ回
路１３０と、ＬＭＳ回路１３０のもう一方の入力を生成
する位相回転補正回路２１１とについては、図１０に示
すものと同一である。
【０２４７】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路２２１の動作について説明する。検波出力x(n)が入
力されると、複素３乗回路１２１が｜ x2(n)｜ x(n) を
x3(n) として出力する。ルートロールオフコサインフィ
ルタ１０３が帯域制限を行い、ΣCkFIL ｜ x2(n-k)｜ x
(n-k) をＬＭＳ回路１３０に出力する。ここでCkFILは
ルートロールオフコサインフィルタ１０３の各係数であ
る。ルートロールオフコサインフィルタ１０３の遅延が
Ｍシンボルであるので、遅延素子１２９が不要となる。
【０２４８】一方、図１０と同様に、位相回転信号e
jP(n) と誤差信号e(n)とが入力されると、位相回転補正
回路２１１は搬送波再生回路１１１で行われる位相回転
を補正し、e(n)e -jP(n)をＬＭＳ回路１３０に出力す
る。この２つの信号により、ＬＭＳ回路１３０が３次歪
補償用係数a3(n) の更新を行い、非線形歪補償用複素信
号変換回路１０２に出力する。この場合のa3(n) は次式
で表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCkFIL x3(n-k)]* e -jP(n) ・・式（２−３）
【０２４９】以上の構成により、複素信号中の非線形歪
の補償をより精度高く行うことができる。また、図１０
の非線形歪補償用係数更新回路２０２及び図１１の非線
形歪補償用係数更新回路２２１は、位相同期の確立後に
係数更新を開始する構成としてもよい。実施の形態１と
同様に、図９において搬送波再生回路１１１中の低域通
過フィルタ１１３はフィルタ出力を観測し、出力が安定
している場合に位相同期が確立したとしてＬｏｃｋ信号
を"H" とする。
【０２５０】図１０の非線形歪補償用係数更新回路２０
２及び図１１の非線形歪補償用係数更新回路２２１は、
実施の形態１と同様にＬｏｃｋ信号が"L" の場合にはa3
(n)= ０とし、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２
がy(n)= x(n)として出力する。そしてＬｏｃｋ信号が"
H" の場合には係数更新を開始する。以上の構成によ
り、搬送波再生回路１１１の引き込み動作に悪影響を及
ぼさず、複素信号中の非線形歪の補償を行うことができ
る。
【０２５１】また、図１０の非線形歪補償用係数更新回
路２０２及び図１１の非線形歪補償用係数更新回路２２
１は、高Ｃ／Ｎ時のみ係数更新を行う構成としてもよ
い。実施の形態１と同様に、図９の非線形歪等化回路２
０１中にＣ／Ｎ算出回路１１６を設ける。そして、Ｃ／
Ｎ算出回路１１６はＣ／Ｎを算出して平均化し、その結
果をＣＮＲ信号として図１０の非線形歪補償用係数更新
回路２０２及び図１１の非線形歪補償用係数更新回路２
２１に出力する。
【０２５２】図１０の非線形歪補償用係数更新回路２０
２及び図１１の非線形歪補償用係数更新回路２２１は、
実施の形態１と同様にＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定し
た閾値以下の場合にはa3(n) = ０とし、非線形歪補償用
複素信号変換回路１０２がy(n)= x(n)として出力する。
ＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが、設定した閾値以上の場合に
は係数更新を行う。以上の構成により、低Ｃ／Ｎ時に悪
影響を及ぼさず、複素信号中の非線形歪の補償を行うこ
とができる。
【０２５３】なお本実施の形態において、式（１−
１）、式（２−１）に示すように非線形歪で支配的な３
次歪のみを除去する構成としたが、実施の形態１と同様
に式（１−１１）を用いて２次歪以上の任意の高次非線
形歪を補償する構成としてもよい。この場合の係数更新
式は次数のようになる。 a m (n+1) = a m (n) + ue(n)[x m (n)]* e -jP(n) ・・式（２−４） なお、x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とする。
【０２５４】図１２に２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線
形歪を補償する非線形歪補償用係数更新回路２３１の構
成を示す。なお図中の非線形歪補償用複素信号変換回路
１６１は実施の形態１の場合と同一である。非線形歪補
償用係数更新回路２３１は、図８に示す非線形歪補償用
係数更新回路１６２において、位相回転補正回路２１１
を加えた構成である。
【０２５５】このような構成の非線形歪補償用複素信号
変換回路２３１の動作を説明する。検波出力x(n)が入力
されると、実施の形態１と同様にx K (n-M) として｜ x
K-1(n-M) ｜ x(n-M) を生成し、x2(n-M) として｜ x(n
-M) ｜ x(n-M) を生成し、ＬＭＳ回路１３０に出力す
る。一方、位相回転信号e jP(n) と誤差信号e(n)が入力
されると、位相回転補正回路２１１は図１０の場合と同
様に搬送波再生回路１１１で行われる位相回転を補正
し、e(n)e -jP(n)をＬＭＳ回路１３０に出力する。
【０２５６】このような２系統の信号により、ＬＭＳ回
路１３０は係数更新を行い、Ｋ次歪補償用係数a K (n)
と２次歪補償用係数a2(n) とを非線形歪補償用複素信号
変換回路１６１に出力する。他の次数についても同様
に、x m (n) として｜ x m-1(n) ｜ x(n) を生成し、Ｌ
ＭＳ回路１３０がこの信号とe(n)e -jP(n)を用いて係数
更新を行い、ｍ次歪補償用係数a m (n) を非線形歪補償
用複素信号変換回路１６１に出力する。また非線形歪補
償用複素信号変換回路１６１は実施の形態１で説明した
と同様の構成で、式（１−１１）で示すy(n)を出力す
る。以上の動作により、２次歪以上の任意の高次非線形
歪の補償を行う。
【０２５７】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成の場合においても、同様に２次歪
以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができる。
この場合、非線形歪補償用係数更新回路２３１において
各次数の遅延素子１２９を削除し、複素Ｋ乗回路１６
３、複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路の
後段にルートロールオフコサインフィルタ１０３を追加
した構成にする。
【０２５８】なお図１２では、各次数毎に遅延素子１２
９を有する場合を示したが、１つの遅延素子１２９で共
用化し、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及
び各次数の複素ｍ乗回路に出力信号を分配する構成とし
てもよい。
【０２５９】また上記の例では、複素Ｋ乗回路１６３、
複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれ
ぞれ有する場合を示したが、例えばＩ、Ｑ軸成分のべき
乗を次の高い次数に順次出力することにより、回路の共
用化を図ってもよく、他の共用化方法を用いてもよい。
【０２６０】（実施の形態３）次に本発明の実施の形態
３における非線形歪等化回路について、図面を参照しな
がら説明する。図１３は本実施の形態における非線形歪
等化回路３０１の構成を示すブロック図である。図１３
に示すように、この非線形歪等化回路３０１は、実施の
形態１の非線形歪等化回路１０１と比較して、非線形歪
補償用係数更新回路３０２の構成が異なり、線形歪補償
用複素信号変換回路３０３と線形歪補償用係数更新回路
３０４がルートロールオフコサインフィルタ１０３の後
段に加えられたことが特徴である。準同期検波回路１０
８と搬送波再生回路１１１は図１の場合と同一であり、
非線形歪等化回路３０１中のその他の各ブロックは図１
の非線形歪等化回路１０１の各ブロックと同一である。
【０２６１】図示しないアンテナで受信された変調信号
に対して、実施の形態１と同様に準同期検波回路１０８
はＩ軸、Ｑ軸データの検波を行う。そして搬送波再生回
路１１１が検波出力の位相誤差e -jP(n)を除去し、位相
同期が確立した信号x(n)を生成し、非線形歪等化回路３
０１に出力する。
【０２６２】このように構成された非線形歪等化回路３
０１の動作を説明する。非線形歪補償用係数更新回路３
０２で生成される３次歪補償用係数a3(n) を用いて、非
線形歪補償用複素信号変換回路１０２は実施の形態１と
同様に、x(n)に含まれる３次歪を除去する。そしてルー
トロールオフコサインフィルタ１０３はナイキスト帯域
幅の信号のみを通過させ、帯域制限信号v(n)を出力す
る。線形歪補償用複素信号変換回路３０３は、線形歪補
償用係数更新回路３０４で生成される各タップ係数Ck
LEQ (n) を用いて、v(n)に含まれる線形歪を除去した信
号w(n)を出力する。
【０２６３】実施の形態１と同様に誤差算出回路１０４
は、誤差信号e(n)を算出するとともに、この信号w(n)と
最も近い符号点d(n)を復調信号として図示しない誤り訂
正部に出力する。なお誤り訂正部が軟判定復号を行う場
合には、誤差算出回路１０４の入力w(n)を復調信号とし
て誤り訂正部に出力する。線形歪補償用係数更新回路３
０４はこの誤差信号e(n)とv(n)とを用いて、ＬＭＳアル
ゴリズムによりCkLEQ(n) を更新する。また非線形歪補
償用係数更新回路３０２はこの誤差信号e(n)とx(n)とを
用いて、ＬＭＳアルゴリズムによりa 3 (n) を更新す
る。
【０２６４】図１４に線形歪補償用複素信号変換回路３
０３の構成を示し、図１５に線形歪補償用係数更新回路
３０４の構成を示す。図１４の線形歪補償用複素信号変
換回路３０３は、遅延素子３１１〜３１２と、複素乗算
器３１３〜３１４〜３１５と、複素加算器３１６とを有
している。また図１５の線形歪補償用係数更新回路３０
４は、遅延素子３１７〜３１８と、（Ｎ＋Ｌ＋１）個の
ＬＭＳ回路１３０とを有している。
【０２６５】なお図１４に示すように、前ゴースト補償
用をＮタップとし、後ゴースト補償用をＬタップとす
る。従って、線形歪補償用複素信号変換回路３０３と線
形歪補償用係数更新回路３０４における遅延素子はそれ
ぞれ合計（Ｎ＋Ｌ）個で構成される。また、線形歪補償
用複素信号変換回路３０３における複素乗算器は合計
（Ｎ＋Ｌ＋１）個で構成される。そして遅延はセンタタ
ップまでのＮシンボルとなる。なお、線形歪補償用複素
信号変換回路３０３と線形歪補償用係数更新回路３０４
に設けられた合計（Ｎ＋Ｌ）個の遅延素子は共用化して
もよい。
【０２６６】線形歪補償用複素信号変換回路３０３の動
作を説明する。図１４において、帯域制限信号v(n)が入
力されると、（Ｎ＋Ｌ）個の遅延素子によって１シンボ
ルずつシフトする。合計（Ｎ＋Ｌ＋１）個の複素乗算器
は、線形歪補償用係数更新回路３０４で生成される各タ
ップ係数CkLEQ (n) とタップ入力v(n-k)とを複素乗算す
る。複素加算器３１６がその結果を全て複素加算して、
v(n)からゴーストを除去した信号w(n)を出力する。以上
より、w(n)は次式で表される。但し、初期値Ck LEQ (0)
= ０である。 w(n)= ΣCkLEQ (n) v(n-k)・・式（３−１）
【０２６７】このように構成された線形歪補償用係数更
新回路３０４の動作を説明する。帯域制限信号v(n)が入
力されると、（Ｎ＋Ｌ）個の遅延素子によって１シンボ
ルずつシフトされる。合計（Ｎ＋Ｌ＋１）個のＬＭＳ回
路１３０は、誤差信号e(n)とタップ入力v(n-k)とを用い
てＬＭＳアルゴリズムにより、各タップ係数CkLEQ (n)
を生成し、線形歪補償用複素信号変換回路３０３に出力
する。ここでステップパラメータをλとすると、CkLEQ
(n) は次式で表される。 CkLEQ (n+1) = CkLEQ (n) + λe(n)v(n) *・・式（３−２）
【０２６８】次に図１６に非線形歪補償用係数更新回路
３０２の構成を示す。この非線形歪補償用係数更新回路
３０２は、実施の形態１の非線形歪補償用係数更新回路
１０５において、遅延素子１２９が遅延素子３２１に置
き換わった構成である。その他の各ブロックは図３と同
一である。ここで図１３に示すように、ルートロールオ
フコサインフィルタ１０３の遅延がＭシンボルであり、
線形歪補償用複素信号変換回路３０３の遅延がＮシンボ
ルであり、誤差算出回路１０４の遅延がないものと仮定
している。遅延素子３２１により、y(n)から誤差信号e
(n)を算出するまでの（Ｍ＋Ｎ）シンボル分の遅延合わ
せを行っている。
【０２６９】次に非線形歪補償用係数更新回路３０２の
動作を説明する。位相同期が確立した信号x(n)が入力さ
れると、遅延素子３２１が（Ｍ＋Ｎ）シンボル分の遅延
を行う。そして複素３乗回路１２１は｜ x2(n-M-N)｜ x
(n-M-N) をx3(n-M-N) として出力する。ＬＭＳ回路１３
０はこの信号と誤差信号e(n)とを用いて、ＬＭＳアルゴ
リズムにより、３次歪補償用係数a3(n) を生成し、非線
形歪補償用複素信号変換回路１０２に出力する。
【０２７０】非線形歪補償用係数更新回路３０２の係数
更新アルゴリズムは、式（１−８）で表される。一方、
図１６よりa 3 (n) は次式で表される。 a3(n) = a3(n-1) + ue(n-M-N) [ ｜x2(n-M-N) ｜x(n-M-N) ] * ・・式（３−３） x(n)を（Ｍ＋Ｎ）シンボル遅延させたと見なせる信号w
(n)から誤差信号e(n)を生成しているので、式（３−
３）においては[ ｜x2(n-M-N) ｜x(n-M-N) ] *（=[x 3
(n-M-N)] *）として遅延合わせを行っている。
【０２７１】誤差信号についてはこの（Ｍ＋Ｎ）シンボ
ル遅延を考慮して、e(n-M-N)と表現される。また式（３
−３）においてはa3(n) がe(n)、x(n)と比較して１シン
ボル遅延しているが、ＬＭＳアルゴリズムは係数更新の
収束速度が比較的遅いため、実用上問題ない。以上の動
作により、線形歪を補償するとともに、複素信号中の非
線形歪の補償を行う。
【０２７２】なお本実施の形態において、非線形歪補償
用複素信号変換回路１０２の出力y(n)がルートロールオ
フコサインフィルタ１０３を通過することを考慮して、
より精度高く複素信号中の非線形歪を補償する構成とし
てもよい。
【０２７３】図１７にルートロールオフコサインフィル
タ１０３を通過することを考慮した場合の非線形歪補償
用係数更新回路３３１の構成を示す。この非線形歪補償
用係数更新回路３３１は、図１６の非線形歪補償用係数
更新回路３０２において遅延素子３２１を遅延素子３３
２に置き換え、複素３乗回路１２１の後段にルートロー
ルオフコサインフィルタ１０３が加わった構成を特徴と
する。その後段のＬＭＳ回路１３０については図１６に
示すものと同一である。
【０２７４】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路３３１の動作を説明する。図１７において、位相同
期が確立した信号x(n)が入力されると、遅延素子３３２
がＮシンボル分の遅延を行い、複素３乗回路１２１が｜
x2(n-N)｜ x(n-N) をx3(n-N) として出力する。そして
ルートロールオフコサインフィルタ１０３が帯域制限を
行い、ΣCkFIL ｜ x2(n-N-k)｜ x(n-N-k) を生成し、Ｌ
ＭＳ回路１３０に出力する。ここでCkFIL はルートロー
ルオフコサインフィルタ１０３の各係数であり、遅延が
Ｍシンボルであるので、遅延素子３２１を遅延素子３３
２に置き換えて、ルートロールオフコサインフィルタ１
０３の出力までの遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとして
いる。
【０２７５】ＬＭＳ回路１３０は、ルートロールオフコ
サインフィルタ１０３の出力と誤差信号e(n)とを用い
て、ＬＭＳアルゴリズムにより３次歪補償用係数a3(n)
の更新を行い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２
に出力する。よってa3(n) は式（１−１０）で表され
る。このような動作により、複素信号中の非線形歪の補
償をより精度高く行う。
【０２７６】また非線形歪補償用複素信号変換回路１０
２の出力y(n)が線形歪補償用複素信号変換回路３０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成としてもよい。図１８に線形歪補
償用複素信号変換回路３０３を通過することを考慮した
場合の非線形歪補償用係数更新回路３４１の構成を示
す。
【０２７７】図１８に示すように、非線形歪補償用係数
更新回路３４１は、図１６の非線形歪補償用係数更新回
路３０２において遅延素子３２１を遅延素子１２９に置
き換え、複素３乗回路１２１の後段に線形歪補償用複素
信号変換回路３０３が加わった構成であることを特徴と
する。その後段のＬＭＳ回路１３０については図１６の
場合と同一である。
【０２７８】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路３４１の動作を説明する。位相同期が確立した信号
x(n)が入力されると、遅延素子１２９がＭシンボル分の
遅延を行い、複素３乗回路１２１が｜ x2(n-M)｜ x(n-
M) をx3(n-M) として出力する。線形歪補償用複素信号
変換回路３０３がその出力を変形し、ΣCkLEQ (n) ｜ x
2 (n-M-k) ｜ x(n-M-k) をＬＭＳ回路１３０に出力す
る。
【０２７９】線形歪補償用複素信号変換回路３０３の遅
延がＮシンボルであるので、遅延素子３２１を遅延素子
１２９に置き換えて、線形歪補償用複素信号変換回路３
０３出力までの遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとしてい
る。ＬＭＳ回路１３０は線形歪補償用複素信号変換回路
３０３の出力信号と誤差信号e(n)とを用いて、ＬＭＳア
ルゴリズムにより３次歪補償用係数a3(n) の更新を行
い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に出力す
る。この場合a3(n) とa3(n+1) との関係は次式で表され
る。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCkLEQ (n) x3(n-k)] * ・・式（３−４）
【０２８０】このような動作により、複素信号中の非線
形歪の補償をより精度高く行う。また非線形歪補償用複
素信号変換回路１０２の出力y(n)が、ルートロールオフ
コサインフィルタ１０３と線形歪補償用複素信号変換回
路３０３の両方を通過することを考慮して、より精度高
く複素信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０２８１】ルートロールオフコサインフィルタ１０３
と線形歪補償用複素信号変換回路３０３の両方を通過す
ることを考慮した場合の非線形歪補償用係数更新回路３
５１の構成を図１９に示す。この非線形歪補償用係数更
新回路３５１は、図１６の非線形歪補償用係数更新回路
３０２において遅延素子３２１を削除し、複素３乗回路
１２１の後段にルートロールオフコサインフィルタ１０
３と線形歪補償用複素信号変換回路３０３が加わった構
成であることを特徴とする。その後段のＬＭＳ回路１３
０については図１６の場合と同一である。
【０２８２】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路３５１の動作を説明する。図１９において、位相同
期が確立した信号x(n)が入力されると、複素３乗回路１
２１が｜ x2(n)｜ x(n) をx3(n) として出力する。そし
てルートロールオフコサインフィルタ１０３が帯域制限
を行い、z(n) =ΣCkFIL ｜ x2(n-k)｜ x(n-k) を生成
し、線形歪補償用複素信号変換回路３０３に出力する。
線形歪補償用複素信号変換回路３０３はこの出力を変形
し、ΣCiLEQ (n) z(n-i)をＬＭＳ回路１３０に出力す
る。
【０２８３】ここでルートロールオフコサインフィルタ
１０３の遅延がＭシンボルであり、線形歪補償用複素信
号変換回路３０３の遅延がＮシンボルであるので、遅延
素子３２１を削除して、線形歪補償用複素信号変換回路
３０３の出力までの遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとし
ている。ＬＭＳ回路１３０は線形歪補償用複素信号変換
回路３０３の出力信号と誤差信号e(n)とを用いて、ＬＭ
Ｓアルゴリズムにより３次歪補償用係数a3(n) の更新を
行い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に出力す
る。この場合、a3(n) とa3(n+1) との関係は次式で表さ
れる。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCiLEQ (n) z(n-i)] * ・・式（３−５） z(n) =ΣCkFIL x3(n-k) ・・式（３−６） このような動作により、複素信号中の非線形歪の補償を
より精度高く行うことができる。
【０２８４】また、図１６の非線形歪補償用係数更新回
路３０２、図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３
１、図１８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び
図１９の非線形歪補償用係数更新回路３５１が、それぞ
れ位相同期の確立後に係数更新を開始する構成としても
よい。実施の形態１と同様に、図１３において搬送波再
生回路１１１中の低域通過フィルタ１１３がフィルタ出
力を観測し、出力が安定している場合に位相同期が確立
したとしてＬｏｃｋ信号を"H" とする。
【０２８５】図１６の非線形歪補償用係数更新回路３０
２、図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３１、図１
８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び図１９の
非線形歪補償用係数更新回路３５１は、実施の形態１と
同様にＬｏｃｋ信号が"L" の場合にはa3(n) = ０とし、
非線形歪補償用複素信号変換回路１０２がy(n)= x(n)と
して出力する。Ｌｏｃｋ信号が"H" の場合には係数更新
を開始する。このような動作により、搬送波再生回路１
１１の引き込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の
非線形歪の補償を行う。
【０２８６】また、図１６の非線形歪補償用係数更新回
路３０２、図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３
１、図１８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び
図１９の非線形歪補償用係数更新回路３５１が線形歪補
償の収束後に係数更新を開始する構成としてもよい。図
１５に示すように、非線形歪補償用係数更新回路３０４
中にセンタタップ係数監視回路３１９を設け、この回路
がセンタタップ係数を観測し、係数が安定している場合
に線形歪補償が収束したとして収束信号を"H" とする。
【０２８７】図１３に示すように、この収束信号は非線
形歪補償用係数更新回路３０２に入力される。図１６の
非線形歪補償用係数更新回路３０２は収束信号が"L" の
場合には、ＬＭＳ回路１３０中のステップパラメータ制
御回路１３３がステップパラメータu = ０とすることに
よりa3(n) = ０として、非線形歪補償用複素信号変換回
路１０２がy(n)= x(n)として出力する。収束信号が"H"
の場合には、ステップパラメータ制御回路１３３はステ
ップパラメータu に所定値を代入し、係数更新を開始す
る。
【０２８８】図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３
１、図１８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び
図１９の非線形歪補償用係数更新回路３５１についても
同様である。以上の動作により、線形歪補償の収束動作
に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線形歪の補償を行
うことができる。
【０２８９】また、図１６の非線形歪補償用係数更新回
路３０２、図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３
１、図１８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び
図１９の非線形歪補償用係数更新回路３５１が、高Ｃ／
Ｎ時のみ係数更新を行う構成としてもよい。実施の形態
１と同様に、図１３において非線形歪等化回路３０１中
にＣ／Ｎ算出回路１１６を設け、Ｃ／Ｎ算出回路１１６
がＣ／Ｎを算出して平均化し、その結果をＣＮＲ信号と
して出力する。
【０２９０】図１６の非線形歪補償用係数更新回路３０
２、図１７の非線形歪補償用係数更新回路３３１、図１
８の非線形歪補償用係数更新回路３４１、及び図１９の
非線形歪補償用係数更新回路３５１は実施の形態１と同
様に、ＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以下の場
合にはa3(n) = ０とし、非線形歪補償用複素信号変換回
路１０２がy(n)= x(n)として出力する。ＣＮＲ信号が示
すＣ／Ｎが設定した閾値以上の場合には係数更新を行
う。以上の動作により、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、複素信号中の非線形歪の補償を行う。
【０２９１】なお本実施の形態において、式（１−
１）、式（１−８）に示すように非線形歪で支配的な３
次歪のみを除去する構成としたが、実施の形態１と同様
に式（１−１１）を用いて２次歪以上の任意の高次非線
形歪を補償する構成としてもよい。この場合の係数更新
式はそれぞれの次数において式（１−１２）を適用し、
x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。
【０２９２】２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形歪を補
償する非線形歪補償用係数更新回路３６１の構成を図２
０に示す。なお非線形歪補償用複素信号変換回路１６１
は図７に示す実施の形態１の場合と同一である。図２０
の非線形歪補償用係数更新回路３６１は、図８に示す非
線形歪補償用係数更新回路１６２における各次数の遅延
素子１２９を遅延素子３２１に置き換えた構成である。
【０２９３】非線形歪補償用複素信号変換回路３６１の
動作は、位相同期が確立した信号x(n)が入力されると、
各次数の遅延素子３２１が（Ｍ＋Ｎ）シンボル分遅延さ
せる以外は実施の形態１と同一である。また非線形歪補
償用複素信号変換回路１６１は実施の形態１で説明した
と同様に式（１−１１）で示すy(n)を出力する。以上の
動作により、２次歪以上の任意の高次非線形歪の補償を
行うことができる。
【０２９４】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成の場合においても、２次歪以上の
任意の高次非線形歪の補償を同様に行うことができる。
この場合、非線形歪補償用係数更新回路３６１において
各次数の遅延素子３２１を遅延素子３３２に置き換え、
複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各次数
の複素ｍ乗回路の後段にルートロールオフコサインフィ
ルタ１０３を追加した構成となる。
【０２９５】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)が線形歪補償用複素信号変換回路３０３を通過
することを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形
歪を補償する構成の場合においても、２次歪以上の任意
の高次非線形歪の補償を同様に行うことができる。この
場合、非線形歪補償用係数更新回路３６１において各次
数の遅延素子３２１を遅延素子１２９に置き換え、複素
Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各次数の複
素ｍ乗回路の後段に線形歪補償用複素信号変換回路３０
３を追加した構成となる。
【０２９６】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３と
線形歪補償用複素信号変換回路３０３の両方を通過する
ことを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形歪を
補償する構成の場合においても、２次歪以上の任意の高
次非線形歪の補償を同様に行うことができる。この場
合、非線形歪補償用係数更新回路３６１において各次数
の遅延素子３２１を削除し、複素Ｋ乗回路１６３、複素
２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路の後段にル
ートロールオフコサインフィルタ１０３と線形歪補償用
複素信号変換回路３０３とを追加した構成となる。
【０２９７】なお上記の例では各次数毎に遅延素子を有
する場合を示したが、１つの遅延素子で共用化し、複素
Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各次数の複
素ｍ乗回路に出力信号を分配する構成としてもよい。
【０２９８】また上記の例では、複素Ｋ乗回路１６３、
複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれ
ぞれ有する場合を示したが、例えばＩ、 Ｑ軸成分のべき
乗を次の高い次数に順次出力することにより、回路の共
用化を図ってもよく、他の共用化方法を用いてもよい。
【０２９９】（実施の形態４）次に本発明の実施の形態
４における非線形歪等化回路について、図面を参照しな
がら説明する。図２１は本実施の形態における非線形歪
等化回路４０１の構成を示すブロック図である。この非
線形歪等化回路４０１は、実施の形態３の非線形歪等化
回路３０１において非線形歪補償用係数更新回路３０２
と線形歪補償用係数更新回路３０４の構成が変わり、非
線形歪等化回路３０１の前段にあった搬送波再生回路１
１１が非線形歪等化回路４０１中の線形歪補償用複素信
号変換回路３０３の後段に設けられたことが特徴であ
る。準同期検波回路１０８は図１３に示すものと同一で
あり、非線形歪等化回路４０１中のその他の各ブロック
は図１３の非線形歪等化回路３０１の各ブロックと同一
である。
【０３００】図示しないアンテナで受信された変調信号
に対して、実施の形態１と同様に準同期検波回路１０８
はＩ軸、Ｑ軸データの検波を行って、検波出力x(n)を非
線形歪等化回路４０１に与える。
【０３０１】非線形歪等化回路４０１の動作を説明す
る。非線形歪補償用係数更新回路４０２で生成される３
次歪補償用係数a3(n) を用いて、実施の形態１と同様に
非線形歪補償用複素信号変換回路１０２がx(n)に含まれ
る３次歪を除去する。そしてルートロールオフコサイン
フィルタ１０３はナイキスト帯域幅の信号のみを通過さ
せ、帯域制限信号v(n)を出力する。実施の形態３と同様
に、線形歪補償用複素信号変換回路３０３は線形歪補償
用係数更新回路４０３で生成される各タップ係数CkLEQ
(n) を用いて、v(n)に含まれる線形歪を除去した信号w
(n)を出力する。
【０３０２】搬送波再生回路１１１はw(n)の位相誤差e
-jP(n)を除去し、位相同期が確立した信号s(n)を誤差算
出回路１０４に出力する。誤差算出回路１０４はこの信
号s(n)と最も近い符号点d(n)との誤差を算出するととも
に、d(n)を復調信号として誤り訂正部に出力する。なお
図示しない誤り訂正部が軟判定復号を行う場合には、誤
差算出回路１０４の入力s(n)を復調信号として誤り訂正
部に出力する。非線形歪補償用係数更新回路４０２はこ
の誤差信号e(n)と搬送波再生回路１１１で生成される位
相回転信号e jP(n) とx(n)を用い、ＬＭＳアルゴリズム
によりa3(n) を更新する。更に線形歪補償用係数更新回
路４０３はe(n)とe jP(n) とv(n)を用い、ＬＭＳアルゴ
リズムによりCkLEQ (n) を更新する。
【０３０３】線形歪補償用係数更新回路４０３の構成を
図２２に示す。この線形歪補償用係数更新回路４０３
は、実施の形態３の線形歪補償用係数更新回路３０４に
おいて位相回転補正回路２１１が加わったことが特徴で
ある。線形歪補償用係数更新回路４０３のその他の各ブ
ロックは図１５の線形歪補償用係数更新回路３０４の各
ブロックと同一である。なお、線形歪補償用複素信号変
換回路３０３と線形歪補償用係数更新回路４０３とにお
いて、それぞれに設けられた合計（Ｎ＋Ｌ）個の遅延素
子は共用化してもよい。
【０３０４】このような構成の線形歪補償用係数更新回
路４０３の動作を以下に説明する。図２２において帯域
制限信号v(n)が入力されると、実施の形態３と同様に
（Ｎ＋Ｌ）個の遅延素子によって１シンボルずつシフト
される。一方、位相回転信号e jP(n) が入力されると、
位相回転補正回路２１１は搬送波再生回路１１１で行わ
れる位相回転を補正し、e(n)e -jP(n)を（Ｎ＋Ｌ＋１）
個のＬＭＳ回路１３０に出力する。
【０３０５】ＬＭＳ回路１３０はv(n-k)とe(n)e -jP(n)
とを入力としてＬＭＳアルゴリズムにより、各タップ係
数CkLEQ (n) を線形歪補償用複素信号変換回路３０３に
出力する。ここでステップパラメータをλとすると、Ck
LEQ (n) は次式で表される。 CkLEQ (n+1) = CkLEQ (n) + λe(n)v(n)* e -jP(n)・・式（４−１）
【０３０６】非線形歪補償用係数更新回路４０２の構成
を図２３に示す。この非線形歪補償用係数更新回路４０
２は、実施の形態３の非線形歪補償用係数更新回路３０
２において位相回転補正回路２１１が加わったことを特
徴とする。非線形歪補償用係数更新回路４０２のその他
の各ブロックは図１６に示す各ブロックと同一である。
【０３０７】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路４０２の動作を説明する。検波出力x(n)が入力され
ると、実施の形態３と同様に遅延素子３２１、複素３乗
回路１２１により｜x2(n-M-N) ｜ x(n-M-N) がx3(n-M-
N) としてＬＭＳ回路１３０に出力される。一方、誤差
信号e(n)と位相回転信号e jP(n) とが入力されると、位
相回転補正回路２１１は搬送波再生回路１１１で行われ
る位相回転を補正し、e(n)e -jP(n)をＬＭＳ回路１３０
に出力する。ＬＭＳ回路１３０は｜ x2(n-M-N)｜x(n-M-
N) とe(n)e -jP(n)とを入力として、実施の形態１と同
様に係数更新を行い、３次歪補償用係数a3(n) を非線形
歪補償用複素信号変換回路１０２に出力する。
【０３０８】非線形歪補償用係数更新回路４０２の係数
更新アルゴリズムは、式（２−１）で表される。一方、
図２３よりa3(n) は次式で表される。 a3(n) = a3(n-1) + ue(n-M-N) [ ｜x2(n-M-N) ｜x(n-M-N) ] * e -jP(n-M-N) ・・式（４−２） x(n)を（Ｍ＋Ｎ）シンボル遅延させた信号と見なせるs
(n)から誤差信号e(n)を生成しているので、式（４−
２）においては[ ｜x2(n-M-N) ｜x(n-M-N) ] *（=[x 3
(n-M-N)] *として遅延合わせを行っている。
【０３０９】誤差信号と位相回転補正とについては、こ
の（Ｍ＋Ｎ）シンボル遅延を考慮して、それぞれe(n-M-
N)、e -jP(n-M-N)と表現される。また式（４−２）にお
いてはa3(n) がe(n)、x(n)、e -jP(n)と比較して１シン
ボル遅延しているが、ＬＭＳアルゴリズムは係数更新の
収束速度が比較的遅いため、実用上問題ない。
【０３１０】以上の動作により、非線形歪補償用複素信
号変換回路１０２と誤差算出回路１０４との間に位相同
期を確立する搬送波再生回路１１１が存在する場合、搬
送波再生回路１１１で行われる位相回転を補正すること
により、線形歪を補償するとともに、複素信号中の非線
形歪の補償を行うことができる。
【０３１１】なお本実施の形態の非線形歪等化回路にお
いて、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の出力y
(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３を通過
することを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形
歪を補償する構成としてもよい。
【０３１２】ルートロールオフコサインフィルタ１０３
を通過することを考慮した場合の非線形歪補償用係数更
新回路４１１の構成を図２４に示す。この非線形歪補償
用係数更新回路４１１は、図２３の非線形歪補償用係数
更新回路４０２において遅延素子３２１を遅延素子３３
２に置き換え、複素３乗回路１２１の後段にルートロー
ルオフコサインフィルタ１０３が加わったことを特徴と
する。その後段のＬＭＳ回路１３０と、ＬＭＳ回路１３
０のもう一方の入力を生成する位相回転補正回路２１１
については、図２３に示すものと同一である。
【０３１３】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路４１１の動作を説明する。図２４において、検波出
力x(n)が入力されると、遅延素子３３２がＮシンボルの
遅延を行い、複素３乗回路１２１が｜ x2(n-N)｜ x(n-
N) をx3(n-N) として出力する。そしてルートロールオ
フコサインフィルタ１０３が帯域制限を行い、ΣCkFIL
｜ x2(n-N-k)｜ x(n-N-k) をＬＭＳ回路１３０に出力す
る。ここでCkFIL はルートロールオフコサインフィルタ
１０３の各係数である。
【０３１４】ルートロールオフコサインフィルタ１０３
の遅延がＭシンボルであるので、遅延素子３３２を用い
てルートロールオフコサインフィルタ１０３出力までの
遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとしている。一方、位相
回転信号e jP(n) と誤差信号e(n)とが入力されると、図
２３の場合と同様に位相回転補正回路２１１は搬送波再
生回路１１１で行われる位相回転を補正し、e(n)e
-jP(n)をＬＭＳ回路１３０に出力する。この２つの信号
によりＬＭＳ回路１３０が３次歪補償用係数a3(n)の更
新を行い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に出
力する。よってa3(n) は次式で表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCkFIL x3(n-k)]* e -jP(n) ・・式（４−３） このような動作により、複素信号中の非線形歪の補償を
より精度高く行うことができる。
【０３１５】また非線形歪補償用複素信号変換回路１０
２の出力y(n)が線形歪補償用複素信号変換回路３０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成としてもよい。
【０３１６】線形歪補償用複素信号変換回路３０３を通
過することを考慮した場合の非線形歪補償用係数更新回
路４２１の構成を図２５に示す。この非線形歪補償用係
数更新回路４２１は、図２３の非線形歪補償用係数更新
回路４０２において遅延素子３２１を遅延素子１２９に
置き換え、複素３乗回路１２１の後段に線形歪補償用複
素信号変換回路３０３が加わったことを特徴とする。そ
の後段のＬＭＳ回路１３０と、ＬＭＳ回路１３０のもう
一方の入力を生成する位相回転補正回路２１１について
は、図２３に示すものと同一である。
【０３１７】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路４２１の動作を説明する。図２５において、検波出
力x(n)が入力されると、遅延素子１２９がＭシンボル分
の遅延を行い、複素３乗回路１２１が｜ x2(n-M)｜ x(n
-M) をx3(n-M) として出力する。線形歪補償用複素信号
変換回路３０３がその出力を変形し、ΣCkLEQ (n) ｜x2
(n-M-k)｜ x(n-M-k) をＬＭＳ回路１３０に出力する。
線形歪補償用複素信号変換回路３０３の遅延がＮシンボ
ルであるので、遅延素子３２１を遅延素子１２９に置き
換えて、線形歪補償用複素信号変換回路３０３出力まで
の遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとしている。
【０３１８】一方、位相回転信号e jP(n) と誤差信号e
(n)とが入力されると、位相回転補正回路２１１が搬送
波再生回路１１１で行われる位相回転を補正し、e(n)e
-jP(n)をＬＭＳ回路１３０に出力する。この２つの信号
を用いて、ＬＭＳ回路１３０がＬＭＳアルゴリズムによ
り３次歪補償用係数a3(n) の更新を行い、非線形歪補償
用複素信号変換回路１０２に出力する。よってa3(n) は
次式で表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCkLEQ (n) x3(n-k)]* e -jP(n) ・・式（４−４） このような動作により、複素信号中の非線形歪の補償を
より精度高く行うことができる。
【０３１９】また非線形歪補償用複素信号変換回路１０
２の出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０
３と線形歪補償用複素信号変換回路３０３の両方を通過
することを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形
歪を補償する構成としてもよい。
【０３２０】ルートロールオフコサインフィルタ１０３
と線形歪補償用複素信号変換回路３０３の両方を通過す
ることを考慮した場合の非線形歪補償用係数更新回路４
３１の構成を図２６に示す。この非線形歪補償用係数更
新回路４３１は、図２３の非線形歪補償用係数更新回路
４０２において遅延素子３２１を削除し、複素３乗回路
１２１の後段にルートロールオフコサインフィルタ１０
３と線形歪補償用複素信号変換回路３０３が加わったこ
とを特徴とする。その後段のＬＭＳ回路１３０と、ＬＭ
Ｓ回路１３０のもう一方の入力を生成する位相回転補正
回路２１１とについては、図２３に示すものと同一であ
る。
【０３２１】このような構成の非線形歪補償用係数更新
回路４３１の動作を説明する。検波出力x(n)が入力され
ると、複素３乗回路１２１が｜ x2(n)｜ x(n) をx3(n)
として出力する。ルートロールオフコサインフィルタ１
０３が帯域制限を行い、z(n)=ΣCkFIL ｜ x2(n-k)｜ x
(n-k) を線形歪補償用複素信号変換回路３０３に出力す
る。線形歪補償用複素信号変換回路３０３はこの出力を
変形し、ΣCiLEQ (n)z(n-i)をＬＭＳ回路１３０に出力
する。ここでルートロールオフコサインフィルタ１０
３、線形歪補償用複素信号変換回路３０３の遅延がそれ
ぞれＭ、Ｎシンボルであるので、遅延素子３２１を削除
して、線形歪補償用複素信号変換回路３０３の出力まで
の遅延を合計（Ｍ＋Ｎ）シンボルとしている。
【０３２２】一方、位相回転信号e jP(n) と誤差信号e
(n)とが入力されると、位相回転補正回路２１１が搬送
波再生回路１１１で行われる位相回転を補正し、e(n)e
-jP(n)をＬＭＳ回路１３０に出力する。この２つの信号
を用いて、ＬＭＳ回路１３０がＬＭＳアルゴリズムによ
り３次歪補償用係数a3(n) の更新を行い、非線形歪補償
用複素信号変換回路１０２に出力する。よってa 3 (n)
は次式で表される。 a3(n+1) = a3(n) + ue(n)[ΣCiLEQ (n) z(n-i)] * e -jP(n) ・・式（４−５） z(n) =ΣCkFIL x3(n-k) ・・式（４−６） このような動作により、複素信号中の非線形歪の補償を
より精度高く行う。
【０３２３】また、図２３の非線形歪補償用係数更新回
路４０２、図２４の非線形歪補償用係数更新回路４１
１、図２５の非線形歪補償用係数更新回路４２１、及び
図２６の非線形歪補償用係数更新回路４３１が、位相同
期の確立後に係数更新を開始する構成としてもよい。実
施の形態１と同様に、図２１において搬送波再生回路１
１１中の低域通過フィルタ１１３がフィルタ出力を観測
し、出力が安定している場合に位相同期が確立したとし
てＬｏｃｋ信号を"H" とする。
【０３２４】図２３の非線形歪補償用係数更新回路４０
２、図２４の非線形歪補償用係数更新回路４１１、図２
５の非線形歪補償用係数更新回路４２１、及び図２６の
非線形歪補償用係数更新回路４３１は実施の形態１と同
様にＬｏｃｋ信号が"L" の場合にはa3(n) = ０とし、非
線形歪補償用複素信号変換回路１０２がy(n)= x(n)とし
て出力する。Ｌｏｃｋ信号が"H" の場合には係数更新を
開始する。このような動作により、搬送波再生回路１１
１の引き込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非
線形歪の補償を行う。
【０３２５】また、図２３の非線形歪補償用係数更新回
路４０２、図２４の非線形歪補償用係数更新回路４１
１、図２５の非線形歪補償用係数更新回路４２１、及び
図２６の非線形歪補償用係数更新回路４３１が線形歪補
償の収束後に係数更新を開始する構成としてもよい。実
施の形態３と同様に、係数が安定している場合に線形歪
補償が収束したとして、図２１に示す収束信号を"H" と
する。図２１に示すように、この収束信号は非線形歪補
償用係数更新回路４０２に入力される。
【０３２６】図２１に非線形歪補償用係数更新回路４０
２は、収束信号が"L" の場合には、実施の形態３と同様
にa3(n) = ０として、非線形歪補償用複素信号変換回路
１０２がy(n)= x(n)として出力する。収束信号が"H" の
場合には、ステップパラメータ制御回路１３３はステッ
プパラメータu に所定値を代入し、係数更新を開始す
る。図２４の非線形歪補償用係数更新回路４１１、図２
５の非線形歪補償用係数更新回路４２１、及び図２６の
非線形歪補償用係数更新回路４３１についても同様であ
る。このような動作により、線形歪補償の収束動作に悪
影響を及ぼさず、複素信号中の非線形歪の補償を行う。
【０３２７】また、図２３の非線形歪補償用係数更新回
路４０２、図２４の非線形歪補償用係数更新回路４１
１、図２５の非線形歪補償用係数更新回路４２１、及び
図２６の非線形歪補償用係数更新回路４３１が高Ｃ／Ｎ
時のみ係数更新を行う構成としてもよい。
【０３２８】実施の形態１と同様に、図２１において非
線形歪等化回路４０１中にＣ／Ｎ算出回路１１６を設
け、Ｃ／Ｎ算出回路１１６がＣ／Ｎを算出して平均化
し、その結果をＣＮＲ信号として出力する。図２３の非
線形歪補償用係数更新回路４０２、図２４の非線形歪補
償用係数更新回路４１１、図２５の非線形歪補償用係数
更新回路４２１、及び図２６の非線形歪補償用係数更新
回路４３１は実施の形態１と同様に、ＣＮＲ信号が示す
Ｃ／Ｎが設定した閾値以下の場合にはa3(n) = ０とし、
非線形歪補償用複素信号変換回路１０２がy(n)= x(n)と
して出力する。ＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値
以上の場合には係数更新を行う。このような動作によ
り、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線
形歪の補償を行うことができる。
【０３２９】なお本実施の形態において、式（１−
１）、式（２−１）に示すように非線形歪で支配的な３
次歪のみを除去する構成としたが、実施の形態１と同様
に式（１−１１）を用いて２次歪以上の任意の高次非線
形歪を補償する構成としてもよい。この場合の係数更新
式はそれぞれの次数において式（２−４）が成立し、x
m(n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。
【０３３０】２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形歪を補
償する非線形歪補償用係数更新回路４４１の構成を図２
７に示す。非線形歪補償用複素信号変換回路１６１は図
７に示す実施の形態１の場合と同一である。図２７に示
すように、非線形歪補償用係数更新回路４４１は、図１
２の非線形歪補償用係数更新回路２３１における各次数
の遅延素子１２９を遅延素子３２１に置き換えたことを
特徴とする。非線形歪補償用複素信号変換回路４４１の
動作は、検波出力x(n)が入力されると、各次数の遅延素
子３２１が（Ｍ＋Ｎ）シンボル分遅延させること以外
は、実施の形態２と同一である。また非線形歪補償用複
素信号変換回路１６１は実施の形態１で説明したと同様
の構成で、式（１−１１）で示すy(n)を出力する。この
ような動作により、２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。
【０３３１】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３を
通過することを考慮して、より精度高く複素信号中の非
線形歪を補償する構成の場合においても、同様に２次歪
以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができる。
この場合、非線形歪補償用係数更新回路４４１におい
て、各次数の遅延素子３２１を遅延素子３３２に置き換
え、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各
次数の複素ｍ乗回路の後段にルートロールオフコサイン
フィルタ１０３を追加した構成となる。
【０３３２】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)が線形歪補償用複素信号変換回路３０３を通過
することを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形
歪を補償する構成の場合においても、２次歪以上の任意
の高次非線形歪の補償を同様に行うことができる。この
場合、非線形歪補償用係数更新回路４４１において、各
次数の遅延素子３２１を遅延素子１２９に置き換え、複
素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各次数の
複素ｍ乗回路の後段に線形歪補償用複素信号変換回路３
０３を追加した構成となる。
【０３３３】非線形歪補償用複素信号変換回路１６１の
出力y(n)がルートロールオフコサインフィルタ１０３と
線形歪補償用複素信号変換回路３０３の両方を通過する
ことを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形歪を
補償する構成の場合においても、２次歪以上の任意の高
次非線形歪の補償を同様に行うことができる。この場
合、非線形歪補償用係数更新回路４４１において各次数
の遅延素子３２１を削除し、複素Ｋ乗回路１６３、複素
２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路の後段にル
ートロールオフコサインフィルタ１０３と線形歪補償用
複素信号変換回路３０３を追加した構成となる。
【０３３４】なお上記の例では各次数毎に遅延素子を有
する場合を示したが、１つの遅延素子で共用化し、複素
Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４、及び各次数の複
素ｍ乗回路に出力信号を分配する構成としてもよい。
【０３３５】また上記の例では、複素Ｋ乗回路１６３、
複素２乗回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれ
ぞれ有する場合を示したが、例えばＩ、 Ｑ軸成分のべき
乗を次の高い次数に順次出力することにより、回路の共
用化を図ってもよく、他の共用化方法を用いてもよい。
【０３３６】（実施の形態５）本発明の実施の形態５に
おける非線形歪等化回路について、図面を参照しながら
説明する。図２８は本実施の形態における非線形歪等化
回路５０１の構成を示すブロック図である。図２８にお
いて非線形歪等化回路５０１は、非線形歪補償用複素信
号変換回路１０２と、ＦＦＴ回路５０２と、同期復調回
路５０３と、誤差算出回路１０４と、非線形歪補償用係
数更新回路５０６とを有している。同期復調回路５０３
は、伝送路特性算出回路５０４と、複素除算器５０５と
を有している。また図２８には、非線形歪等化回路５０
１の前段ブロックである準同期検波回路１０８も図示し
ている。
【０３３７】同期キャリア変調されたOFDM変調信号は図
示しないアンテナで受信される。実施の形態１と同様に
準同期検波回路１０８がＩ軸、Ｑ軸データの検波を行っ
て、検波出力x(n)を生成する。
【０３３８】非線形歪等化回路５０１の動作を以下に説
明する。非線形歪補償用係数更新回路５０６で生成され
る３次歪補償用係数a3(n) を用いて、非線形歪補償用複
素信号変換回路１０２がx(n)に含まれる３次歪を除去す
る。ＦＦＴ回路５０２はＦＦＴ変換を行って、周波数軸
上の信号f(n)を同期復調回路５０３に出力する。図２８
に示すように、ＦＦＴ回路５０２はL ポイントのＦＦＴ
変換を行うものとし、処理遅延を2Lサンプルと仮定して
いる。なお、前述した実施の形態１〜４においてはn で
表す各時刻をシンボルと呼んでいたが、I ＦＦＴ変換の
L ポイントを集めたOFDMシンボルと区別するため、本実
施の形態以降では各時刻をサンプルと呼ぶ。
【０３３９】同期復調回路５０３では、伝送路特性算出
回路５０４がf(n)に含まれるパイロット信号などにより
伝送路特性H(k)を算出する。複素除算器５０５がf(n)を
H(k)で複素除算することにより同期復調を行って、信号
q(n)を誤差算出回路１０４に出力する。誤差算出回路１
０４がこの信号q(n)と最も近い符号点d(n)との誤差を算
出すると共に、d(n)を復調信号として図示しない誤り訂
正部に出力する。なお誤り訂正部が軟判定復号を行う場
合には、誤差算出回路１０４の入力q(n)を復調信号とし
て誤り訂正部に出力する。非線形歪補償用係数更新回路
５０６はこの誤差信号e(n)とx(n)を用いて、LMS アルゴ
リズムによりa3(n) を更新する。
【０３４０】図２９に非線形歪補償用係数更新回路５０
６の構成を示す。図２９において非線形歪補償用係数更
新回路５０６は、複素３乗回路１２１と、ＦＦＴ回路５
０２と、ＬＭＳ回路１３０とを有している。
【０３４１】非線形歪補償用係数更新回路５０６の動作
を以下に説明する。準同期検波された信号x(n)が入力さ
れると、複素３乗回路１２１が｜ x2(n)｜ x(n) をx
3(n) として出力する。ＦＦＴ回路５０２がx3(n) のＦ
ＦＴ変換を行って、周波数軸上の信号X3 g (k) をＬＭＳ
回路１３０に出力する。ＬＭＳ回路１３０はX3 g (k) と
e(n)を入力として実施の形態１と同様に係数更新を行
い、３次歪補償用係数a3(n)を非線形歪補償用複素信号
変換回路１０２に出力する。
【０３４２】ここで図２８に示すように、同期復調回路
５０３と誤差算出回路１０４の遅延がないものと仮定す
ると、y(n)から誤差信号e(n)を算出するまでの遅延はＦ
ＦＴ回路５０２の2Lサンプル分となる。非線形歪補償用
係数更新回路５０６中の遅延もＦＦＴ回路５０２の2Lサ
ンプルと相当であり、処理遅延が等しくなっている。以
上の構成により、同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行う。
【０３４３】本実施の形態における非線形歪補償用係数
更新回路５０６の係数更新アルゴリズムについて、以下
説明する。図２８より誤差信号e(n)は、 e(n)＝ d(n) − q(n) ・・式（５−１） である。ここで、 q(n)＝ f(n) ／H(k)・・式（５−２） f(n)＝ FFT( y(n) )・・式（５−３） を式（５−１）に代入すると、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( y(n) )／H(k)・・式（５−４） 但し、FFT( y(n) ) はy(n)のＦＦＴ変換を表す。この式
に式（１−１）を代入すると、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) + a3(n)x3(n) ) ／H(k)・・式（５−５） LMS アルゴリズムは係数更新の収束速度が比較的遅いた
め、a3(n) を定数と見なすと、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) )／H(k) + a3(n)・FFT( x3(n) )／H(k) ・・式（５−６）
【０３４４】ここで式（５−６）を式（１−５）に代入
して偏微分を行うと、次式が得られる。 dJ(a3)／da3(n)＝ 2 [e(n)・de(n) ／da3(n)] ＝−2e(n) [ FFT( x3(n) )／H(k) ]* ・・式（５−７） u = 2 αと置き、式（５−７）を式（１−６）に代入すると、 a3(n+1) ＝ a3(n) + ue(n) [ FFT( x3(n) ) ／H(k) ]* ・・式（５−８） となる。
【０３４５】一方、図２９よりa3(n) は次式で表され
る。 a3(n) ＝ a3(n-1) + ue(n) [ FFT( ｜x2(n) ｜x(n) )／H(k) ]* ・・式（５− ９） 式（５−９）においてはa3(n) がe(n)、x(n)、H(k)と比
較して１サンプル遅延しているが、LMS アルゴリズムは
係数更新の収束速度が比較的遅いため、実用上問題な
い。
【０３４６】なお以下の数式において、関数F( xi ）の
パラメータｉについて、i=A からi=B までの関数F(
xi ) の累積加算値ΣF( xi ) を「Σ i=A to B F( xi )
」と表記し、円周率πを指数関数上で「pie 」と表記
する。
【０３４７】ここで伝送路特性が受信周波数帯域でほぼ
一定、すなわちH(k) = 1と見なすと、式（５−８）は次
のような式が得られる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + ue(n) [ FFT( x3(n) ) ] * ・・式（５−１０） 上述した非線形歪等化回路の構成と動作は、式（５−１
０）によるものである。
【０３４８】ＦＦＴ回路５０２が時刻n ＝T から動作を
開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… )・・式（５−１1 ） とするとき、この期間におけるx3(n) のＦＦＴ変換をX3
g (k) と表すと、次のようになる。 X3 g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x3(j) WL k(j-T-gL) , WL = e -j2pie/L ( k = 0, 1, …, L-1 ) ・・式（５−１２） 式（５−８）、式（５−１０）においてFFT(x3(n))をX3
g (k) で表し、k = n-T-gLとおくと、それぞれ a 3 (n+1) = a 3 (n) + ue(n)[ X3 g (n-T-gL) ] *・・式（５−１３） a 3 (n+1) = a 3 (n) + ue(n) [ X 3 g (n-T-gL)／H(n-T-gL) ] * ・・式（５−１４） が得られる。
【０３４９】ＦＦＴ回路５０２の動作について、以下に
説明する。例としてＦＦＴのポイント数L ＝4 の場合を
考える。簡単のためT = 0 とし、g = 0 とすると、式
（５−１1 ）、式（５−１２）はそれぞれ、 0 ≦ n≦ 3・・式（５−１５） X3 0(k) =Σj=0 to 3 x3(j) W4 kj W4 = e -j2pie/4 ( k = 0, 1, 2, 3 )・・式（５−１６） となる。
【０３５０】図３０に、式（５−１６）を実現するバタ
フライ演算回路５２１の構成を示す。図３０においてバ
タフライ演算回路５２１は、８個の複素加算器５２２
と、５個の回転演算子５２３とを有している。
【０３５１】図３１にＦＦＴ回路５０２の構成を示す。
図３１においてＦＦＴ回路５０２は、Ｓ／Ｐ（Serial t
o Parallel）変換回路５３１と、バタフライ演算回路５
２１と、Ｐ／Ｓ（Parallel to Serial）変換回路５３２
とを有している。図３２にＦＦＴ回路５０２の動作の様
子を示し、横軸が時刻n を表す。Ｓ／Ｐ変換回路５３１
は４サンプル毎にＳ／Ｐ変換を行って、並列データを出
力する。バタフライ演算回路５２１は前記並列データの
バタフライ演算を行う。Ｐ／Ｓ変換回路５３２はバタフ
ライ演算結果を並べ替えてＰ／Ｓ変換を行い、ＦＦＴ変
換の結果を出力する。図３２の例では、処理遅延が８
（＝２L ）サンプルである。なお図３２はx3(n) のＦＦ
Ｔ変換について示しているが、y(n)のＦＦＴ変換につい
ても同様である。
【０３５２】以上が本実施の形態における非線形歪等化
回路の構成と動作である。非線形歪等化回路５０１中の
ＦＦＴ回路５０２の出力f(n)が同期復調回路５０３を通
過することを考慮して、式（５−８）に従って、より精
度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中
の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０３５３】図３３にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路５４１の構成を示す。図３３において非線形歪補
償用係数更新回路５４１は、図２９の非線形歪補償用係
数更新回路５０６において、ＬＭＳ回路１３０の前段に
複素除算器５０５が加わった構成である。非線形歪補償
用係数更新回路５４１の動作は、ＦＦＴ回路５０２の出
力X3 g (k) を複素除算器５０５を用いて伝送路特性H(k)
で複素除算して、X3 g(k) ／H(k)をＬＭＳ回路１３０に
出力する。これ以外は、図２９の非線形歪補償用係数更
新回路５０６と同一である。
【０３５４】以上の構成により、式（５−８）に従って
より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバンド
信号中の非線形歪の補償を行う。また、非線形歪補償用
係数更新回路５０６（図２９）、５４１（図３３）中の
ＦＦＴ回路５０２の出力の内、例えば２ポイント毎に１
ポイントを用いて代表値とし、残りの１ポイントを代表
値として補間する構成としてもよい。例として、ＦＦＴ
のポイント数が４の場合を考える。式（５−１６）にお
いて、k = 0 、2 を代表値とし、残りのk = 1、3 につ
いてはＰ／Ｓ変換回路５３２が X3 0(1) = X3 0(0), X3 0(3) = X3 0(2) ・・式（５−１７） として補間を行う。
【０３５５】この場合、図３０のバタフライ演算回路５
２１は破線で囲まれた部分のみで実現でき、回路規模を
約１／2 にすることができる。また、非線形歪補償用係
数更新回路５０６（図２９）、５４１（図３３）中のＦ
ＦＴ回路５０２の入力の内、例えば２ポイント毎に１ポ
イントを用いて１／2 のポイント数のＦＦＴ変換を行っ
て代表値とする。そして、残りの１ポイントを代表値と
して補間する構成としてもよい。例として、ＦＦＴのポ
イント数L ＝4 で、簡単のためT = 0 とし、g= 0 の場
合を考える。n = 0 、2 を用いて2 ポイントのＦＦＴ変
換を行うと、次式が得られる。 X3 0( 2(p-1) ) ' = Σs=1 to 2 x3( 2(s-1) ) W2 (p-1)(s-1)， W2 = e-j2pie/2 ( p = 1, 2 )・・式（５−１８）
【０３５６】式（５−１８）のk = 0 、2 を代表値と
し、残りのk = 1 、3 については X3 0(1)' = X3 0(0)', X3 0(3)' = X3 0(2)' ・・式（５−１９） として補間を行う。
【０３５７】図３４に式（５−１８）と式（５−１９）
を実現するバタフライ演算回路５５１の構成を示す。図
３４においてバタフライ演算回路５５１は、２つの複素
加算器５２２と、１つの回転演算子５２３とを有してい
る。この場合、図３４のバタフライ演算回路５５１は、
図３０のバタフライ演算回路５２１と比較して、回路規
模を約１／４にすることができる。
【０３５８】図３５にこの場合のＦＦＴ回路５６１の構
成を示す。図３５においてＦＦＴ回路５６１は、Ｓ／Ｐ
変換回路５６２と、バタフライ演算回路５５１と、Ｐ／
Ｓ変換回路５６３とを有している。図３６にＦＦＴ回路
５６１の動作の様子を示し、横軸が時刻n を表す。Ｓ／
Ｐ変換回路５６２は４サンプル毎にＳ／Ｐ変換を行っ
て、４サンプル中の１番目と３番目のデータを並列に出
力する。バタフライ演算回路５５１は並列データのバタ
フライ演算を行い、Ｐ／Ｓ変換回路５６３はバタフライ
演算結果のＰ／Ｓ変換を行うとともに、式（５−１９）
の補間処理を行って、ＦＦＴ変換の結果を出力する。図
３６の例では、処理遅延が８（＝２L ）サンプルであ
る。
【０３５９】また、図２９における非線形歪補償用係数
更新回路５０６中のＦＦＴ回路５０２を削除し、図２８
における非線形歪等化回路５０１中のＦＦＴ回路５０２
に時間多重する構成としてもよい。
【０３６０】図３７にこの場合の非線形歪等化回路５７
１の構成を示す。図３７の非線形歪等化回路５７１は、
図２８の非線形歪等化回路５０１において、ＦＦＴ回路
５７２と非線形歪補償用係数更新回路５７３とに置き換
わった構成である。
【０３６１】また図３８に非線形歪補償用係数更新回路
５７３の構成を示す。図３８において非線形歪補償用係
数更新回路５７３は、図２９の非線形歪補償用係数更新
回路５０６において、ＦＦＴ回路５０２を削除した構成
である。
【０３６２】以下、非線形歪等化回路５７１の動作を説
明する。非線形歪補償用係数更新回路５７３中の複素３
乗回路１２１よりx3(n) を演算し、ＦＦＴ回路５７２に
出力する。ＦＦＴ回路５７２がy(n)とx3(n) を時間多重
してそれぞれのＦＦＴ変換を行い、f(n)を同期復調回路
５０３に出力し、X3 g (k) を非線形歪補償用係数更新回
路５７３に出力する。非線形歪補償用係数更新回路５７
３中のＬＭＳ回路１３０は、X3 g (k) とe(n)とを入力し
て実施の形態１と同様に係数更新を行う。そして３次歪
補償用係数a3(n) を非線形歪補償用複素信号変換回路１
０２に出力する。その他の動作については、図２８の非
線形歪等化回路５０１と同じである。
【０３６３】図３９にＦＦＴ回路５７２の構成を示す。
図３９においてＦＦＴ回路５７２は、Ｓ／Ｐ変換回路５
８１、５８２と、バタフライ演算回路５２１と、Ｐ／Ｓ
変換回路５８３、５８４と、セレクタ５８５とを有して
いる。図４０〜図４３にＦＦＴ回路５７２の動作の様子
を示し、横軸が時刻n を表す。例として、ＦＦＴのポイ
ント数L ＝4 の場合を考える。図４０及び図４１に示す
ようにＳ／Ｐ変換回路５８１、及び５８２は４サンプル
毎にＳ／Ｐ変換を行って、並列データを出力する。但
し、Ｓ／Ｐ変換回路５８２はＳ／Ｐ変換回路５８１より
（１／２）OFDMシンボル分、すなわち２サンプル分出力
を遅延させる。
【０３６４】図４２に示すようにセレクタ５８５がＳ／
Ｐ変換回路５８１、及び５８２の出力を選択し、バタフ
ライ演算回路５２１に出力する。バタフライ演算回路５
２１は、図３２の場合より２倍速いクロックで並列デー
タのバタフライ演算を行う。図４３に示すようにＰ／Ｓ
変換回路５８３、及び５８４はそれぞれバタフライ演算
結果f(n)、X3 g (k) を並べ替えてＰ／Ｓ変換を行い、Ｆ
ＦＴ変換の結果を出力する。但し、Ｐ／Ｓ変換回路５８
３はバタフライ演算の完了後、（１／２）OFDMシンボル
分、すなわち２サンプル分出力を遅延させる。図４０〜
図４３の例では、処理遅延が８（＝２L ）サンプルであ
る。以上の構成により、１つのＦＦＴ回路を時間多重し
て動作させ、より小さな回路規模で同期キャリア変調さ
れたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行う。
【０３６５】また、図３７における非線形歪等化回路５
７１中のＦＦＴ回路５７２の出力f(n)が、同期復調回路
５０３を通過することを考慮して、式（５−８）に従っ
て、より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０３６６】図４４にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路５９１の構成を示す。図４４において非線形歪補
償用係数更新回路５９１は、図３８の非線形歪補償用係
数更新回路５７３において、ＬＭＳ回路１３０の前段に
複素除算器５０５が加わった構成である。非線形歪補償
用係数更新回路５９１の動作は、ＦＦＴ回路５７２の出
力X3 g (k) を、複素除算器５０５を用いて伝送路特性H
(k)で複素除算して、X3 g (k) ／H(k)をＬＭＳ回路１３
０に出力する。このこと以外は、図３８の非線形歪補償
用係数更新回路５７３と同一である。以上の構成によ
り、１つのＦＦＴ回路を時間多重して動作させ、より小
さな回路規模で式（５−８）に従って、同期キャリア変
調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪のより精度
高く補償を行う。
【０３６７】また、図２８における非線形歪等化回路５
０１中の同期復調回路５０３で生成した伝送路特性H(k)
を、ＦＦＴ回路５０２に時間多重することにより、遅延
プロファイルh'(n) を算出する構成としてもよい。
【０３６８】遅延プロファイルとは、希望波の電力に対
する遅延波の電力の遅延時間を示すものである。一般に
OFDMではマルチパス干渉による遅延時間を考慮して、設
定したガード・インターバル分だけ、送信シンボル長を
長くする。受信側では、干渉が予想されるガード・イン
ターバルのデータを無視して、受信信号にウインドウを
かけてその一部を切り出して有効シンボルとする。ＦＦ
Ｔはこの有効シンボルだけに施す。このような遅延プロ
ファイルを用いると、希望波の電力に対する遅延波の電
力の遅延時間が正確に判るため、前後のシンボルの干渉
を回避することができる有効シンボルの時間的位置が判
る。このため遅延波の影響を除去する能力を格段に高め
ることができる。
【０３６９】図４５にこの場合の非線形歪等化回路６０
１の構成を示す。図４５において非線形歪等化回路６０
１は、図２８の非線形歪等化回路５０１において、ＦＦ
Ｔ回路５７２に置き換わった構成である。
【０３７０】以下、非線形歪等化回路６０１の動作を説
明する。ＦＦＴ回路５７２がy(n)とH(k)を時間多重して
それぞれのＦＦＴ変換を行い、f(n)を同期復調回路５０
３に出力するとともに、遅延プロファイルh'(n) も出力
する。その他の動作については、図２８の非線形歪等化
回路５０１と同じである。
【０３７１】遅延プロファイルの算出について以下に説
明する。例として、ＦＦＴのポイント数L ＝4 で、簡単
のためT = 0 とし、g = 0 の場合を考える。遅延プロフ
ァイルh(n)はH(k)のＩＦＦＴ変換として次式で与えられ
る。 h(n) = (1/4)Σk=0 to 3 H(k) W4 -kn , W4 = e -j2pie/4 ( n = 0, 1, 2, 3 )・・式（５−２０） 一方、H(k)のＦＦＴ変換h'(n) は次式で与えられる。 h'(n) = Σk=0 to 3 H(k) W4 kn W4 = e-j2pie/4 ( n = 0, 1, 2, 3 )・・式（５−２１）
【０３７２】式（５−２１）において、n ( n = 1, 2,
3 ) を4 −n に置き換えると、次式が得られる。 h'(4-n) = Σk=0 to 3 H(k) W4 k(4-n) =Σk=0 to 3H(k) W4 -kn (W4 4) k = Σk=0 to 3 H(k) W4 -kn = 4h(n)・・式（５−２２）
【０３７３】式（５−２２）にn = 3, 2, 1 を代入する
と、次式が得られる。 h'(1) = 4h(3) 、h'(2) = 4h(2) 、h'(3) = 4h(1) ・・式（５−２３） また、式（５−２０）と式（５−２１）より、次式が得
られる。 h'(0) = 4h(0) ・・式（５−２４）
【０３７４】以上を図示したのが図４６及び図４７であ
る。図４６に示すように、周波数軸信号である伝送路特
性H(k)をＩＦＦＴ変換すると、時間軸信号である遅延プ
ロファイルh(n)が算出される。一方、図４７に示すよう
に、周波数軸信号である伝送路特性H(k)をＦＦＴする
と、h'(n) が算出される。式（５−２３）と式（５−２
４）より、４倍の係数を無視すると、h'(n) はn ≧ 1で
は時間軸信号である遅延プロファイルh(n)の逆順とな
る。h'(n) は式（５−２０）の定義とは異なるが、以上
の関係を認識していれば、遅延プロファイルとして利用
することができるので特に問題は生じない。以上の構成
により、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追加
することなく遅延プロファイルを算出する。
【０３７５】また、図２８における非線形歪等化回路５
０１中の同期復調回路５０３で生成した伝送路特性H(k)
を非線形歪補償用係数更新回路５０６中のＦＦＴ回路に
時間多重することにより、遅延プロファイルh'(n) を算
出する構成としてもよい。
【０３７６】図４８にこの場合の非線形歪等化回路６１
１の構成を示す。図４８において非線形歪等化回路６１
１は、図２８の非線形歪等化回路５０１において、非線
形歪補償用係数更新回路６１２に置き換わった構成であ
る。
【０３７７】図４９に非線形歪補償用係数更新回路６１
２の構成を示す。図４９において非線形歪補償用係数更
新回路６１２は、図２９の非線形歪補償用係数更新回路
５０６において、ＦＦＴ回路５０２をＦＦＴ回路５７２
に置き換えた構成である。非線形歪補償用係数更新回路
６１２の動作は、ＦＦＴ回路５７２が複素３乗回路１２
１の出力x3(n) と、H(k)とを時間多重してそれぞれのＦ
ＦＴ変換を行う。そしてX3 g (k) をＬＭＳ回路１３０に
出力するとともに、遅延プロファイルh'(n) も出力す
る。その他の動作については、図２９の非線形歪補償用
係数更新回路５０６と同じである。
【０３７８】また、非線形歪等化回路６１１のその他の
動作については、図２８の非線形歪補償用係数更新回路
６０１と同じである。以上の構成により、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を
行うとともに、新たな回路を追加することなく遅延プロ
ファイルを算出する。
【０３７９】また、図４８の非線形歪等化回路６１１中
のＦＦＴ回路５０２における出力f(n)が同期復調回路５
０３を通過することを考慮して、式（５−８）に従っ
て、より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０３８０】図５０にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路６２１の構成を示す。図５０において非線形歪補
償用係数更新回路６２１は、図４９の非線形歪補償用係
数更新回路６１２において、ＬＭＳ回路１３０の前段に
複素除算器５０５が加わった構成である。非線形歪補償
用係数更新回路６１２の動作は、ＦＦＴ回路５７２の出
力X3 g (k) を、複素除算器５０５を用いて伝送路特性H
(k)で複素除算して、X3 g (k) ／H(k)をＬＭＳ回路１３
０に出力すこと以外は、図４９の非線形歪補償用係数更
新回路６１２と同一である。
【０３８１】以上の構成により、式（５−８）に従っ
て、より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな回
路を追加することなく遅延プロファイルを算出する。
【０３８２】また、非線形歪補償用係数更新回路５０６
（図２９）、５４１（図３３）、５７３（図３８）、５
９１（図４４）、６１２（図４９）、６２１（図５０）
が、例えば2OFDM シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数
更新を行う構成としてもよい。
【０３８３】図２９の非線形歪補償用係数更新回路５０
６において、係数更新制御回路５１１を設ける。係数更
新制御回路５１１は2OFDM シンボル毎に1OFDM シンボル
のみ"H" となる係数更新制御信号を出力し、複素３乗回
路１２１、ＦＦＴ回路５０２、及びＬＭＳ回路１３０
は、係数更新制御信号が"L" の期間は動作を停止する。
【０３８４】同様に、非線形歪補償用係数更新回路５４
１（図３３）、５７３（図３８）、５９１（図４４）、
６１２（図４９）、６２１（図５０）においても、係数
更新制御回路５１１を設ける。係数更新制御信号が"L"
の期間は、前記非線形歪補償用係数更新回路中の各回路
は動作を停止する。以上の構成により、３次歪補償用係
数の収束時間は若干長くなるが、非線形歪補償用係数更
新回路の消費電力を約１／２に削減することができる。
【０３８５】また、図４８の非線形歪等化回路６１１中
の非線形歪補償用係数更新回路６１２が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行い、係数
更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファイルh'
(n) を算出する構成としてもよい。
【０３８６】図５１にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路６３１の構成を示す。図５１において非線形歪補
償用係数更新回路６３１は、図４９の非線形歪補償用係
数更新回路６１２において、ＦＦＴ回路５７２がＦＦＴ
回路５０２に置き換わり、ＦＦＴ回路５０２の前段にセ
レクタ６３２が加わった構成である。動作は以下の通り
である。
【０３８７】係数更新制御回路５１１は2OFDM シンボル
毎に1OFDM シンボルのみ"H" となる係数更新制御信号を
出力し、複素３乗回路１２１、及びＬＭＳ回路１３０は
係数更新制御信号が"L" の期間は動作を停止する。また
セレクタ６３２は係数更新制御信号が"H" の期間は複素
３乗回路１２１の出力x3(n) を出力し、"L" の期間にH
(k)を選択してＦＦＴ回路５０２に出力する。ＦＦＴ回
路５０２は前記選択された信号をＦＦＴ変換し、ＬＭＳ
回路１３０と外部とに出力する。ＦＦＴ回路５０２の出
力は1OFDM シンボル毎に交互にX3 g (k) と遅延プロファ
イルh'(n) を出力するが、ＬＭＳ回路１３０は遅延プロ
ファイルh'(n) が出力されるOFDMシンボルでは動作を停
止する。また外部への出力は、遅延プロファイルh'(n)
が出力されるOFDMシンボルのみ値が有効となる。
【０３８８】以上の構成により、同期キャリア変調され
たOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとと
もに、セレクタを追加するのみで消費電力を増加させる
ことなく、遅延プロファイルを算出する。
【０３８９】また、図４８の非線形歪等化回路６１１中
のＦＦＴ回路５０２における出力f(n)が同期復調回路５
０３を通過することを考慮して、式（５−８）に従っ
て、より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪を補償する構成としてもよい。
【０３９０】図５２にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路６４１の構成を示す。図５２の非線形歪補償用係
数更新回路６４１は、図５１の非線形歪補償用係数更新
回路６３１において、ＬＭＳ回路１３０の前段に複素除
算器５０５が加わった構成である。非線形歪補償用係数
更新回路６４１の動作は、ＦＦＴ回路５０２の出力X3 g
(k) を、複素除算器５０５を用いて伝送路特性H(k)で複
素除算して、X3 g (k)／H(k)をＬＭＳ回路１３０に出力
する。このこと以外は、図５１の非線形歪補償用係数更
新回路６３１と同一である。
【０３９１】以上の構成により、式（５−８）に従っ
て、より精度高く同期キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、セレクタ
を追加するのみで消費電力を増加させることなく、遅延
プロファイルを算出する。
【０３９２】また、図３７の非線形歪等化回路５７１中
の非線形歪補償用係数更新回路５７３が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行う。そし
て係数更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファ
イルh ’(n) を算出する場合は、非線形歪等化回路５７
１中のＦＦＴ回路５７２に時間多重する構成としてもよ
い。
【０３９３】図５３にこの場合の非線形歪等化回路６５
１の構成を示す。図５３において非線形歪等化回路６５
１は、図３７の非線形歪等化回路５７１において、セレ
クタ６３２を追加した構成である。
【０３９４】以下、非線形歪等化回路６５１の動作を説
明する。非線形歪補償用係数更新回路５７３は係数更新
制御回路で生成する係数更新制御信号により、2OFDM シ
ンボル毎に1OFDM シンボルのみ動作を行う。そして複素
３乗回路１２１がx3(n) をセレクタ６３２に出力する。
セレクタ６３２は係数更新制御信号が"H" の期間はx
3(n) を選択し、"L" の期間はH(k)を選択し、ＦＦＴ回
路５７２に出力する。
【０３９５】ＦＦＴ回路５７２はy(n)とセレクタ６３２
の出力を時間多重してそれぞれのＦＦＴ変換を行い、f
(n)を同期復調回路５０３に出力し、セレクタ６３２の
ＦＦＴ変換値を非線形歪補償用係数更新回路５７３と外
部とに出力する。ＦＦＴ回路５７２はセレクタ６３２の
ＦＦＴ変換値として、1OFDM シンボル毎に交互にX
3 g (k) と遅延プロファイルh'(n) とを出力する。しか
し、非線形歪補償用係数更新回路５７３は、遅延プロフ
ァイルh'(n) が出力されるOFDMシンボルでは動作が停止
し、また外部への出力は遅延プロファイルh'(n) が出力
されるOFDMシンボルのみ値が有効となる。その他の動作
については、図３７の非線形歪等化回路５７１と同じで
ある。
【０３９６】以上の構成により、１つのＦＦＴ回路のみ
を時間多重して動作させ、より小さな回路規模で同期キ
ャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の
補償を行う。またセレクタを追加するのみで消費電力を
増加させることなく、遅延プロファイルを算出する。
【０３９７】また、図５３の非線形歪等化回路６５１に
おいて、ＦＦＴ回路５７２の出力f(n)が同期復調回路５
０３を通過することを考慮する。この場合、式（５−
８）に従って、より精度高く同期キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号中の非線形歪を補償する構成として
もよい。
【０３９８】図５４にこの場合の非線形歪等化回路６６
１の構成を示す。図５４の非線形歪等化回路６６１は、
図５３の非線形歪等化回路６５１において、非線形歪補
償用係数更新回路５９１に置き換わった構成である。非
線形歪等化回路６６１の動作は、ＦＦＴ回路５７２の出
力X3 g (k) を、非線形歪補償用係数更新回路５９１にお
いて複素除算器５０５を用いて伝送路特性H(k)で複素除
算して、X3 g (k) ／H(k)をＬＭＳ回路１３０に出力する
こと以外は、図５３の非線形歪等化回路６５１と同一で
ある。
【０３９９】以上の構成により、１つのＦＦＴ回路のみ
を時間多重して動作させ、より小さな回路規模で、式
（５−８）に従って、同期キャリア変調されたOFDMベー
スバンド信号中の非線形歪の補償を行う。そして、セレ
クタを追加するのみで消費電力を増加させることなく、
遅延プロファイルを算出する。
【０４００】また、非線形歪補償用係数更新回路５０６
（図２９）、５４１（図３３）、５７３（図３８）、５
９１（図４４）、６１２（図４９）、６２１（図５
０）、６３１（図５１）、６４１（図５２）が、高Ｃ／
Ｎ時のみ係数更新を行う構成としてもよい。実施の形態
１と同様に、非線形歪等化回路５０１（図２８）、５７
１（図３７）、６０１（図４５）、６１１（図４８）、
６５１（図５３）、６６１（図５４）にＣ／Ｎ算出回路
１１６を設ける。Ｃ／Ｎ算出回路１１６はＣ／Ｎを算出
して平均化し、その結果をＣＮＲ信号として出力する。
実施の形態１と同様に、非線形歪補償用係数更新回路
は、ＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以下の場合
にはa3(n) ＝０とし、非線形歪補償用複素信号変換回路
１０２がy(n)＝x(n) として出力する。ＣＮＲ信号が示
すＣ／Ｎが設定した閾値以上の場合には、係数更新を行
う。以上の構成により、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の
非線形歪の補償を行う
【０４０１】なお本実施の形態において、式（１−１）
に示すように非線形歪で支配的な３次歪のみを除去する
構成としたが、式（１−１１）を用いて２次歪以上の任
意の高次非線形歪を補償する構成としてもよい。この場
合の係数更新式はそれぞれの次数において、H(k) = 1と
見なすと、次式が得られる。 a m (n+1) ＝ am (n) + ue(n) [ FFT( xm (n) ) ] * (m > 1) ・・式（５−２５） f(n)が同期復調回路５０３を通過することを考慮する
と、次式が得られる。 a m (n+1) ＝ am (n) + ue(n) [ FFT( xm (n) ) ／H(k) ]* (m > 1) ・・式（５−２６） ここでx m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。
【０４０２】非線形歪等化回路５０１（図２８）、６０
１（図４５）の構成において、式（５−２５）を用いて
２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形歪を補償する非線形
歪補償用係数更新回路６７１の構成を図５５に示す。図
５５において非線形歪補償用係数更新回路６７１は、複
素Ｋ乗回路１６３と、複素２乗回路１６４と、次数分だ
けの複数のＦＦＴ回路５０２と、次数分だけの複数のＬ
ＭＳ回路１３０とを有している。非線形歪補償用複素信
号変換回路１６１は図７に示すものと同一である。
【０４０３】非線形歪補償用係数更新回路６７１の動作
を以下に説明する。準同期検波された信号x(n)が入力さ
れると、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路１６４はそ
れぞれx K (n) として｜ x K-1(n) ｜ x(n) を生成し、
x2(n) として｜ x(n) ｜ x(n) を生成する。各次数のＦ
ＦＴ回路５０２がそれぞれx K (n) 、x2(n) のＦＦＴ変
換を行って、周波数軸上の信号X K g (k) 、X2 g (k) を
それぞれ各次数のＬＭＳ回路１３０に出力する。各次数
のＬＭＳ回路１３０は前記信号と誤差信号e(n)を用いて
係数更新を行い、Ｋ次歪補償用係数a K (n) と２次歪補
償用係数a2(n)とを非線形歪補償用複素信号変換回路１
６１に出力する。
【０４０４】他の次数についても同様にして、複素m 乗
回路によってx m (n) として｜ x m -1(n) ｜ x(n) を生
成する。そして、ＬＭＳ回路１３０が前記信号と誤差信
号e(n)を用いて係数更新を行い、ｍ次歪補償用係数a m
(n) を非線形歪補償用複素信号変換回路１６１に出力す
る。また非線形歪補償用複素信号変換回路１６１は実施
の形態１で説明したと同様の構成で、式（１−１１）で
示すy(n)を出力する。以上の構成により、２次歪以上の
任意の高次非線形歪の補償を行う。
【０４０５】また、非線形歪等化回路５０１（図２
８）、６０１（図４５）中の非線形歪補償用係数更新回
路５０６を、図３３の非線形歪補償用係数更新回路５４
１に置き換えた構成においても、同様に２次歪以上の任
意の高次非線形歪の補償を行うことができる。この場合
の係数更新式はそれぞれの次数において、式（５−２
６）を用いる。
【０４０６】図５６にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路６８１の構成を示す。この回路は図５５の非線形
歪補償用係数更新回路６７１において、各次数のＬＭＳ
回路１３０の前段に複素除算器５０５をそれぞれ追加し
た構成となる。
【０４０７】また、非線形歪等化回路５７１（図３
７）、６５１（図５３）の構成においても、同様に２次
歪以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができ
る。この場合の係数更新式はそれぞれの次数において、
式（５−２５）を用いる。
【０４０８】図５７に、この場合の非線形歪補償用係数
更新回路６９１の構成を示す。図５７において非線形歪
補償用係数更新回路６９１は、複素Ｋ乗回路１６３と、
複素２乗回路１６４と、次数分だけの複数のＬＭＳ回路
１３０とを有している。また、図３７及び図５３におけ
るＦＦＴ回路５７２はＦＦＴ回路６９２に置き換えら
れ、非線形歪補償用複素信号変換回路１６１は、図７と
同一である。
【０４０９】以下、非線形歪補償用係数更新回路６９１
の動作を説明する。複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路
１６４はそれぞれx K (n) 、x2(n) を外部のＦＦＴ回路
６９２に出力する。ＦＦＴ回路６９２がy(n)とx K (n)
、x2(n) を時間多重してそれぞれのＦＦＴ変換を行
い、f(n)を同期復調回路５０３に出力し、X K g (k) 、
X2 g (k) をそれぞれ各次数のＬＭＳ回路１３０に出力す
る。各次数のＬＭＳ回路１３０は前記信号と誤差信号e
(n)を用いて係数更新を行い、Ｋ次歪補償用係数a K(n)
と２次歪補償用係数a2(n) を非線形歪補償用複素信号変
換回路１６１に出力する。また非線形歪補償用複素信号
変換回路１６１は実施の形態１で説明したと同様の構成
で、式（１−１１）で示すy(n)を出力する。
【０４１０】図５８にＦＦＴ回路６９２の構成を示す。
図５８においてＦＦＴ回路６９２は、Ｓ／Ｐ変換回路７
０１、７０２、７０３と、バタフライ演算回路５２１
と、Ｐ／Ｓ変換回路７０４、７０５、７０６と、セレク
タ７０７とを有している。
【０４１１】図５９〜図６２にＦＦＴ回路６９２の動作
の様子を示し、横軸が時刻n を表す。例として、ＦＦＴ
のポイント数L ＝4 の場合を考える。図５９及び図６０
に示すように、Ｓ／Ｐ変換回路７０１、７０２、及び７
０３は４サンプル毎にＳ／Ｐ変換を行って並列データを
出力する。但し、Ｓ／Ｐ変換回路７０２、７０３はＳ／
Ｐ変換回路７０１よりそれぞれ１サンプル分、２サンプ
ル分出力を遅延させる。図６１に示すようにセレクタ７
０７がＳ／Ｐ変換回路７０１、７０２、及び７０３の出
力を選択し、バタフライ演算回路５２１に出力する。
【０４１２】図６１に示すようにバタフライ演算回路５
２１は、図３２の場合より４倍速いクロックで、並列デ
ータのバタフライ演算を行う。図６２に示すようにＰ／
Ｓ変換回路７０４、７０５、及び７０６はそれぞれバタ
フライ演算結果f(n)、X2 g (k) 、X K g (k) を並べ替え
てＰ／Ｓ変換を行い、ＦＦＴ変換の結果を出力する。但
し、Ｐ／Ｓ変換回路７０５、７０６はバタフライ演算の
完了後、それぞれ２サンプル分、１サンプル分出力を遅
延させる。図５９〜図６２の例では、処理遅延が８（＝
２L ）サンプルである。
【０４１３】以上の構成により、１つのＦＦＴ回路を時
間多重して動作させ、より小さな回路規模で２次歪以上
の任意の高次非線形歪の補償を行う。他の次数の非線形
歪を補償する場合には、その次数ｍの複素m 乗回路とＬ
ＭＳ回路１３０を追加し、必要に応じてＦＦＴ回路７９
２の多重度を上げれば良い。
【０４１４】また、非線形歪等化回路５７１（図３
７）、６５１（図５３）中の非線形歪補償用係数更新回
路５７３を、図４４の非線形歪補償用係数更新回路５９
１に置き換えた構成においても、同様に２次歪以上の任
意の高次非線形歪の補償を行うことができる。この場合
の係数更新式はそれぞれの次数において、式（５−２
６）を用いる。
【０４１５】図６３にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路７１１の構成を示す。この回路は図５７の非線形
歪補償用係数更新回路６９１において、各次数のＬＭＳ
回路１３０の前段にそれぞれ複素除算器５０５を追加し
た構成となる。
【０４１６】また、図４８における非線形歪等化回路６
１１の構成においても、同様に２次歪以上の任意の高次
非線形歪の補償を行うことができる。この場合の係数更
新式はそれぞれの次数において、式（５−２５）を用い
る。図６４にこの場合の非線形歪補償用係数更新回路７
２１の構成を示す。図６４において非線形歪補償用係数
更新回路７２１は、複素Ｋ乗回路１６３と、複素２乗回
路１６４と、ＦＦＴ回路６９２と、次数分だけの複数の
ＬＭＳ回路１３０とを有している。また、非線形歪補償
用複素信号変換回路１６１は、図７に示すものと同一で
ある。
【０４１７】以下、非線形歪補償用係数更新回路７２１
の動作を説明する。複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗回路
１６４はそれぞれx K (n) 、x2(n) をＦＦＴ回路６９２
に出力する。ＦＦＴ回路６９２がx K (n) 、x2(n) とH
(k)を時間多重してそれぞれのＦＦＴ変換を行い、X K
g (k) 、X2 g (k) をそれぞれ各次数のＬＭＳ回路１３０
に出力するとともに、遅延プロファイルh'(n) も出力す
る。各次数のＬＭＳ回路１３０は前記信号と誤差信号e
(n)を用いて係数更新を行い、Ｋ次歪補償用係数a K (n)
と２次歪補償用係数a2(n) を非線形歪補償用複素信号変
換回路１６１に出力する。
【０４１８】また非線形歪補償用複素信号変換回路１６
１は実施の形態１で説明したと同様の構成で、式（１−
１１）で示すy(n)を出力する。以上の構成により、２次
歪以上の任意の高次非線形歪の補償を行うとともに、新
たな回路を追加することなく遅延プロファイルを算出す
る。他の次数の非線形歪を補償する場合には、その次数
ｍの複素m 乗回路とＬＭＳ回路１３０を追加し、必要に
応じてＦＦＴ回路６９２の多重度を上げれば良い。
【０４１９】また、図４８における非線形歪等化回路６
１１中の非線形歪補償用係数更新回路６１２を、図５０
の非線形歪補償用係数更新回路６２１に置き換えた構成
においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。この場合の係数更新式はそれ
ぞれの次数において、式（５−２６）を用いる。この回
路は図６５に示すように、この場合の非線形歪補償用係
数更新回路７３１は図６４の非線形歪補償用係数更新回
路７２１において、各次数のＬＭＳ回路１３０の前段に
それぞれ複素除算器５０５を追加した構成となる。
【０４２０】また、図４８における非線形歪等化回路６
１１中の非線形歪補償用係数更新回路６１２を、図５１
の非線形歪補償用係数更新回路６３１に置き換えた構成
においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。この場合の係数更新式はそれ
ぞれの次数において、式（５−２５）を用いる。
【０４２１】図６６にこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路７４１の構成を示す。図６６において非線形歪補
償用係数更新回路７４１は、複素Ｋ乗回路１６３と、複
素２乗回路１６４と、セレクタ７４２と、ＦＦＴ回路５
０２と、次数分だけの複数のＬＭＳ回路１３０とを有し
ている。また、非線形歪補償用複素信号変換回路１６１
は、図７に示すものと同一である。
【０４２２】以下、非線形歪補償用係数更新回路７４１
の動作を説明する。係数更新制御回路５１１は例えば各
4OFDM シンボル周期において、第1OFDM シンボルでは
１、第3OFDM シンボルでは2 、第２及び第4OFDM シンボ
ルでは0 となる係数更新制御信号をそれぞれ出力する。
複素Ｋ乗回路１６３とＫ乗歪補償用のＬＭＳ回路１３０
は係数更新制御信号が１の期間のみ動作する。そして、
複素２乗回路１６４と２乗歪補償用のＬＭＳ回路１３０
は係数更新制御信号が２の期間のみ動作する。
【０４２３】セレクタ７４２は係数更新制御信号が１の
期間は複素Ｋ乗回路１６３の出力x K (n) を選択し、２
の期間は複素２乗回路１６４の出力x2(n) を選択し、０
の期間はH(k)を選択し、ＦＦＴ回路５０２に出力する。
ＦＦＴ回路５０２は前記選択された信号をＦＦＴ変換
し、変換結果を各次数のＬＭＳ回路１３０と外部とに出
力する。ＦＦＴ回路５０２の出力は各4OFDM シンボル周
期において、第1OFDM シンボルではX K g (k) を出力
し、第3OFDM シンボルではX2 g (k) を出力し、第２及び
第4OFDM シンボルでは遅延プロファイルh'(n) を出力す
る。Ｋ乗歪補償用及び２乗歪補償用のＬＭＳ回路１３０
はそれぞれ第1 、第3OFDM シンボルのみ動作し、また外
部の出力は遅延プロファイルh'(n) が出力される第２及
び第4OFDM シンボルのみ値が有効となる。
【０４２４】以上の構成により、２次歪以上の任意の高
次非線形歪の補償を行うとともに、セレクタを追加する
のみで消費電力を増加させることなく、遅延プロファイ
ルを算出する。他の次数の非線形歪を補償する場合に
は、その次数ｍの複素m 乗回路とＬＭＳ回路１３０を追
加し、必要に応じて係数更新制御回路５１１で生成する
係数更新制御信号を変更し、セレクタ７４２の多重度を
上げれば良い。
【０４２５】また、図４８における非線形歪等化回路６
１１中の非線形歪補償用係数更新回路６１２を、図５２
の非線形歪補償用係数更新回路６４１に置き換えた構成
においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。この場合の係数更新式はそれ
ぞれの次数において、式（５−２６）を用いる。図６７
にこの場合の非線形歪補償用係数更新回路７５１の構成
を示す。この回路は図６６の非線形歪補償用係数更新回
路７４１において、各次数のＬＭＳ回路１３０の前段に
それぞれ複素除算器５０５を追加した構成となる。
【０４２６】なお上記の２次歪以上の任意の高次非線形
歪を補償する各例では、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗
回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれぞれ有す
る場合を示したが、実施の形態１と同様に、例えばＩ、
Ｑ軸成分のべき乗を次の高い次数に順次出力することに
より、回路の共用化を図ってもよく、他の共用化方法を
用いてもよい。
【０４２７】（実施の形態６）本発明の実施の形態６に
おける非線形歪等化回路について、図面を参照しながら
説明する。図６８は本実施の形態における非線形歪等化
回路８０１の構成を示すブロック図である。図６８にお
いて非線形歪等化回路８０１は、図２８の非線形歪等化
回路５０１において、非線形歪補償用係数更新回路５４
１に置き換わり、同期復調回路５０３が差動復調回路８
０２に置き換わった構成である。差動復調回路８０２
は、１シンボル遅延回路８０３と複素除算器５０５とを
有している。
【０４２８】差動キャリア変調されたOFDM変調信号は図
示しないアンテナで受信される。実施の形態１と同様に
準同期検波回路１０８がＩ軸、Ｑ軸データの検波を行っ
て、検波出力x(n)を生成する。
【０４２９】非線形歪等化回路８０１の動作を以下に説
明する。非線形歪補償用係数更新回路５４１で生成され
る３次歪補償用係数a3(n) を用いて、非線形歪補償用複
素信号変換回路１０２がx(n)に含まれる３次歪を除去す
る。そして、ＦＦＴ回路５０２がＦＦＴ変換を行って、
周波数軸上の信号f(n)を差動復調回路８０２に出力す
る。
【０４３０】図６８に示すようにL ポイントのＦＦＴ変
換を行うものとし、処理遅延を2Lサンプルと仮定してい
る。差動復調回路８０２では、１シンボル遅延回路８０
３がf(n)を１OFDMシンボル遅延させてf(n-L)を出力し、
複素除算器５０５がf(n)をf(n-L)で複素除算することに
より差動復調を行って、信号q(n)を誤差算出回路１０４
に出力する。誤差算出回路１０４がこの信号q(n)と最も
近い符号点d(n)との誤差を算出するとともに、d(n)を復
調信号として誤り訂正部に出力する。なお誤り訂正部が
軟判定復号を行う場合には、誤差算出回路１０４の入力
q(n)を復調信号として誤り訂正部に出力する。
【０４３１】非線形歪補償用係数更新回路５４１はこの
誤差信号e(n)とx(n)、f(n-L)を用いて、LMS アルゴリズ
ムによりa3(n) を更新する。非線形歪補償用係数更新回
路５４１の構成は図３３に示す通りであり、複素除算器
５０５への入力H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみであ
る。ここで図６８に示すように、差動復調回路８０２と
誤差算出回路１０４の遅延がないものと仮定すると、y
(n)から誤差信号e(n)を算出するまでの遅延はＦＦＴ回
路５０２の2Lサンプル分となる。非線形歪補償用係数更
新回路５４１中の遅延もＦＦＴ回路５０２の2Lサンプル
と相当であり、処理遅延が等しくなっている。以上の構
成により、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪の補償を行う。
【０４３２】本実施の形態における非線形歪補償用係数
更新回路５４１の係数更新アルゴリズムについて以下に
説明する。図６８より、誤差信号e(n)は式（５−１）で
表され、 q(n)＝ f(n) ／f(n-L)・・式（６−１） と、式（５−３）と、を式（５−１）に代入すると、次
式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( y(n) )／f(n-L)・・式（６−２） この式に式（１−１）を代入すると、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) + a3(n)x3(n) ) ／f(n-L)・・式（６−３）
【０４３３】LMS アルゴリズムは係数更新の収束速度が
比較的遅いため、a3(n) を定数と見なすと、次式が得ら
れる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) )／f(n-L) + a3(n)・FFT( x3(n) )／f(n-L) ・・式（６−４） ここで式（６−４）を式（１−５）に代入して偏微分を
行うと、次式が得られる。 dJ(a3)／da3(n)＝ 2 [e(n)・de(n) ／da3(n)] ＝−2e(n) [ FFT( x3(n) )／f(n-L) ]* ・・式（６−５）
【０４３４】u = 2 αと置き、式（６−５）を式（１−
６）に代入すると、次式が得られる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + ue(n) [ FFT( x3(n) ) ／f(n-L) ]* ・・式（６−６） 一方、図３３よりa3(n) は次式で表される。 a3(n) ＝ a3(n-1) + ue(n) [ FFT( ｜x2(n) ｜x(n) )／f(n-L) ]* ・・式（６−７） 式（６−７）においてはa3(n) がe(n)、x(n)、f(n-L)と
比較して１サンプル遅延しているが、LMS アルゴリズム
は係数更新の収束速度が比較的遅いため、実用上問題な
い。
【０４３５】実施の形態５と同様に、ＦＦＴ回路５０２
が時刻n ＝T から動作を開始し、nの範囲を式（５−１1
）とするとき、この期間におけるy(n)、x3(n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X3 g (k) と表すと、 Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L k(j-T-gL) , W L = e -j2pie/L ( k = 0, 1, …, L-1 ) ・・式（６−８） となり、X3 g (k) は式（５−１２）と同じになる。
【０４３６】f(n-L) = FFT( y(n-L) )・・式（６−９） であり、式（６−６）においてf(n-L)、FFT(x3(n))をそ
れぞれY g (k')、X3 g (k) で表し、k' = n'-T-gL (n' =
n- L)、 k = n-T-gL とおくと、次式が得られる。 a 3 (n+1) = a 3 (n) + ue(n) [ X 3 g (n-T-gL)／Y g-1( n'-T-(g-1)L) ] * ・・式（６−１０）
【０４３７】以上が本実施の形態における非線形歪等化
回路の構成と動作であるが、実施の形態５と同様に、図
３３の非線形歪補償用係数更新回路５４１中のＦＦＴ回
路５０２の出力の内、例えば２ポイント毎に１ポイント
を用いて代表値とし、残りの１ポイントを代表値として
補間する構成としてもよい。この場合、実施の形態５と
同じく、図３０のバタフライ演算回路５２１は破線で囲
まれた部分のみで実現でき、回路規模を約１／２にする
ことができる。
【０４３８】また、実施の形態５と同様に、図３３の非
線形歪補償用係数更新回路５４１中のＦＦＴ回路５０２
の入力の内、例えば２ポイント毎に１ポイントを用いて
１／２のポイント数のＦＦＴ変換を行って代表値とし、
残りの１ポイントを代表値として補間する構成としても
よい。この場合、実施の形態５と同じく、非線形歪補償
用係数更新回路５４１において、図３１のＦＦＴ回路５
０２が図３５のＦＦＴ回路５６１に置き換えられる。そ
の結果、図３０のバタフライ演算回路５２１は図３４の
バタフライ演算回路５５１に置き換えられ、図３０のバ
タフライ演算回路５２１と比較して、回路規模を約１／
４にすることができる。
【０４３９】また、図３３における非線形歪補償用係数
更新回路５４１中のＦＦＴ回路５０２を削除し、図６８
における非線形歪等化回路８０１中のＦＦＴ回路５０２
に時間多重する構成としてもよい。
【０４４０】図６９にこの場合の非線形歪等化回路８１
１の構成を示す。図６９において非線形歪等化回路８１
１は、図３７の非線形歪等化回路５７１において、非線
形歪補償用係数更新回路５９１に置き換わり、同期復調
回路５０３が差動復調回路８０２に置き換わった構成で
ある。動作は以下の通りである。
【０４４１】差動復調回路８０２では、f(n)をf(n-L)で
複素除算することにより差動復調を行って、信号q(n)を
誤差算出回路１０４に出力する。差動復調回路８０２内
の非線形歪補償用係数更新回路５９１がx(n)、X3 g (k)
、e(n)とf(n-L)を入力として係数更新を行い、３次歪
補償用係数a3(n) を非線形歪補償用複素信号変換回路１
０２に出力する。その他の動作については、図３７の非
線形歪等化回路５７１と同じである。
【０４４２】非線形歪補償用係数更新回路５９１の構成
は図４４に示す通りであり、複素除算器５０５への入力
H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみである。以上の構成
により、１つのＦＦＴ回路を時間多重して動作させ、よ
り小さな回路規模で差動キャリア変調されたOFDMベース
バンド信号中の非線形歪の補償を行う。
【０４４３】また、図６８における非線形歪等化回路８
０１中の差動復調回路８０２で伝送路特性H(k)を生成
し、H(k)をＦＦＴ回路５０２に時間多重することによ
り、遅延プロファイルh'(n) を算出する構成としてもよ
い。
【０４４４】図７０にこの場合の非線形歪等化回路８２
１の構成を示す。図７０において非線形歪等化回路８２
１は、図４５の非線形歪等化回路６０１において、非線
形歪補償用係数更新回路５４１に置き換わり、同期復調
回路５０３が差動復調回路８０２に置き換わった構成で
ある。動作は以下の通りである。
【０４４５】差動復調回路８０２では、f(n)をf(n-L)で
複素除算することにより差動復調を行って、信号q(n)を
誤差算出回路１０４に出力する。そして、伝送路特性算
出回路５０４がf(n)に含まれるパイロット信号などによ
り伝送路特性H(k)を算出してＦＦＴ回路５７２に出力す
る。非線形歪補償用係数更新回路５４１はx(n)、e(n)と
f(n-L)を入力として係数更新を行い、３次歪補償用係数
a3(n) を非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に出力
する。その他の動作については、図４５の非線形歪等化
回路６０１と同じである。非線形歪補償用係数更新回路
５４１の構成は図３３に示す通りであり、複素除算器５
０５への入力H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみであ
る。
【０４４６】以上の構成により、差動キャリア変調され
たOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとと
もに、新たな回路を追加することなく遅延プロファイル
を算出する。
【０４４７】また、図６８における非線形歪等化回路８
０１中の差動復調回路８０２で伝送路特性H(k)を生成
し、H(k)を非線形歪補償用係数更新回路５４１中のＦＦ
Ｔ回路５０２に時間多重することにより、遅延プロファ
イルh'(n) を算出する構成としてもよい。
【０４４８】図７１にこの場合の非線形歪等化回路８３
１の構成を示す。図７１において非線形歪等化回路８３
１は、図４８の非線形歪等化回路６１１において、非線
形歪補償用係数更新回路６２１に置き換わり、同期復調
回路５０３が差動復調回路８０２に置き換わった構成で
ある。動作は以下の通りである。
【０４４９】差動復調回路８０２では、f(n)をf(n-L)で
複素除算することにより差動復調を行って、信号q(n)を
誤差算出回路１０４に出力するとともに、伝送路特性算
出回路５０４がf(n)に含まれるパイロット信号などによ
り伝送路特性H(k)を算出して、非線形歪補償用係数更新
回路６２１に出力する。非線形歪補償用係数更新回路６
２１はx(n)、e(n)とf(n-L)を入力として係数更新を行
い、３次歪補償用係数a3(n) を非線形歪補償用複素信号
変換回路１０２に出力するとともに、H(k)を入力として
遅延プロファイルh'(n) を生成して出力する。
【０４５０】その他の動作については、図４８の非線形
歪等化回路６１１と同じである。非線形歪補償用係数更
新回路６２１の構成は図５０に示す通りであり、複素除
算器５０５への入力H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみ
である。以上の構成により、差動キャリア変調されたOF
DMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うととも
に、新たな回路を追加することなく遅延プロファイルを
算出する。
【０４５１】また、非線形歪補償用係数更新回路５４１
（図３３）、５９１（図４４）、６２１（図５０）が、
例えば2OFDM シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行う構成としてもよい。
【０４５２】実施の形態５と同様に、非線形歪補償用係
数更新回路５４１（図３３）、５９１（図４４）、６２
１（図５０）において、係数更新制御回路５１１を設け
る。係数更新制御信号が"L" の期間は、前記非線形歪補
償用係数更新回路中の各回路は動作を停止する。以上の
構成により、３次歪補償用係数の収束時間は若干長くな
るが、非線形歪補償用係数更新回路の消費電力を約１／
２に削減することができる。
【０４５３】また、図７１の非線形歪等化回路８３１中
の非線形歪補償用係数更新回路６２１が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行い、係数
更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファイルh'
(n) を算出する構成としてもよい。
【０４５４】前述した図５２がこの場合の非線形歪補償
用係数更新回路６４１の構成であり、複素除算器５０５
への入力H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみである。動
作は実施の形態５と同じである。以上の構成により、差
動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形
歪の補償を行うとともに、セレクタを追加するのみで消
費電力を増加させることなく、遅延プロファイルを算出
する。
【０４５５】また、図６９の非線形歪等化回路８１１中
の非線形歪補償用係数更新回路５９１が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行い、係数
更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファイルh
’(n) を算出する。この場合、非線形歪等化回路８１
１中のＦＦＴ回路５７２に時間多重する構成としてもよ
い。
【０４５６】図７２にこの場合の非線形歪等化回路８４
１の構成を示す。図７２において非線形歪等化回路８４
１は、図５４の非線形歪等化回路６６１において、同期
復調回路５０３が差動復調回路８０２に置き換わった構
成である。動作は以下の通りである。
【０４５７】差動復調回路８０２では、f(n)をf(n-L)で
複素除算することにより差動復調を行って、信号q(n)を
誤差算出回路１０４に出力する。そして、差動復調回路
８０２内の伝送路特性算出回路５０４がf(n)に含まれる
パイロット信号などにより伝送路特性H(k)を算出して、
セレクタ６３２に出力する。非線形歪補償用係数更新回
路５９１がx(n)、X g (k) 、e(n)とf(n-L)を入力として
係数更新を行い、３次歪補償用係数a3(n) を非線形歪補
償用複素信号変換回路１０２に出力する。その他の動作
については、図５４の非線形歪等化回路６６１と同じで
ある。
【０４５８】非線形歪補償用係数更新回路５９１の構成
は図４４に示す通りであり、複素除算器５０５への入力
H(k)がf(n-L)に置き換えられ、x3(n) は複素３乗回路１
２１からセレクタ６３２に出力される構成に変わるのみ
である。セレクタ６３２は係数更新制御信号によりx
3(n) とH(k)から一方を選択して、ＦＦＴ回路５７２に
出力する。
【０４５９】以上の構成により、１つのＦＦＴ回路のみ
を時間多重して動作させ、より小さな回路規模で差動キ
ャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の
補償を行う。そして、セレクタを追加するのみで消費電
力を増加させることなく、遅延プロファイルを算出す
る。
【０４６０】また、非線形歪補償用係数更新回路５４１
（図３３）、５９１（図４４）、６２１（図５０）、６
４１（図５２）が、高Ｃ／Ｎ時のみ係数更新を行う構成
としてもよい。実施の形態１と同様に、非線形歪等化回
路８０１（図６８）、８１１（図６９）、８２１（図７
０）、８３１（図７１）、８４１（図７２）にＣ／Ｎ算
出回路１１６を設け、Ｃ／Ｎ算出回路１１６はＣ／Ｎを
算出して平均化し、その結果をＣＮＲ信号として出力す
る。
【０４６１】実施の形態１と同様に、非線形歪補償用係
数更新回路はＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以
下の場合にはa3(n) ＝０とし、非線形歪補償用複素信号
変換回路１０２がy(n)＝ x(n) として出力する。ＣＮＲ
信号の示すＣ／Ｎが設定した閾値以上の場合には係数更
新を行う。以上の構成により、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及
ぼさず、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪の補償を行う。
【０４６２】なお本実施の形態において、式（１−１）
に示すように非線形歪で支配的な３次歪のみを除去する
構成としたが、式（１−１１）を用いて２次歪以上の任
意の高次非線形歪を補償する構成としてもよい。この場
合の係数更新式はそれぞれの次数において、次式が成立
する。 a m (n+1) ＝ am (n) + ue(n) [ FFT( xm (n) ) ／f(n-L) ]* (m > 1) ・・式（６−１１） なおx m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。
【０４６３】非線形歪等化回路８０１（図６８）、８２
１（図７０）の構成において、式（６−１１）を用いて
２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形歪を補償する非線形
歪補償用係数更新回路６８１の構成は図５６に示す通り
である。即ち複素除算器５０５への入力H(k)がf(n-L)に
置き換えられるのみである。動作は実施の形態５と同じ
である。以上の構成により、２次歪以上の任意の高次非
線形歪の補償を行う。
【０４６４】また、非線形歪等化回路８１１（図６
９）、８４１（図７２）の構成においても、同様に２次
歪以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができ
る。この場合の非線形歪補償用係数更新回路７１１の構
成は図６３に示す通りである。即ち複素除算器５０５へ
の入力H(k)がf(n-L)に置き換えられるのみである。
【０４６５】また、図７１における非線形歪等化回路８
３１においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形
歪の補償を行うことができる。この場合の非線形歪補償
用係数更新回路７３１の構成は図６５に示す通りであ
る。即ち複素除算器５０５への入力H(k)がf(n-L)に置き
換えられるのみである。
【０４６６】また、図７１における非線形歪等化回路８
３１中の非線形歪補償用係数更新回路７２１を、図５２
の非線形歪補償用係数更新回路６４１に置き換えた構成
においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。この場合の非線形歪補償用係
数更新回路７５１の構成は図６７に示す通りである。即
ち複素除算器５０５への入力H(k)がf(n-L)に置き換えら
れるのみである。
【０４６７】なお上記の２次歪以上の任意の高次非線形
歪を補償する各例では、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗
回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれぞれ有す
る場合を示した。しかし、実施の形態１と同様に、例え
ばＩ、 Ｑ軸成分のべき乗を次の高い次数に順次出力する
ことにより回路の共用化を図ってもよく、他の共用化方
法を用いてもよい。
【０４６８】（実施の形態７）本発明の実施の形態７に
おける非線形歪等化回路について、図面を参照しながら
説明する。図７３は本実施の形態における非線形歪等化
回路９０１の構成を示すブロック図である。図７３にお
いて非線形歪等化回路９０１は、図６８の非線形歪等化
回路８０１において、差動復調回路９０２と非線形歪補
償用係数更新回路９０５とに置き換わった構成である。
差動復調回路９０２は、１シンボル遅延回路８０３と、
複素共役回路９０３と、複素乗算器９０４とを有してい
る。複素共役回路９０３はＱ軸データのみを正負反転し
て、複素共役を生成する回路である。
【０４６９】差動キャリア変調されたOFDM変調信号は図
示しないアンテナで受信される。そして実施の形態１と
同様に準同期検波回路１０８がＩ軸、Ｑ軸データの検波
を行って、検波出力x(n)を生成する。
【０４７０】非線形歪等化回路９０１の動作を以下に説
明する。差動復調回路９０２では、１シンボル遅延回路
８０３がf(n)を１OFDMシンボル遅延させてf(n-L)を出力
し、複素共役回路９０３がf(n-L)の複素共役 f(n-L) *
を生成する。複素乗算器９０４がf(n)とf(n-L)* の複素
乗算を行うことにより差動復調を行って、信号q(n)を誤
差算出回路１０４に出力する。その他の動作について
は、非線形歪補償用係数更新回路９０５の構成を除いて
は、図６８の非線形歪等化回路８０１と同じである。
【０４７１】図７４に非線形歪補償用係数更新回路９０
５の構成を示す。図７４において非線形歪補償用係数更
新回路９０５は、図３３の非線形歪補償用係数更新回路
５４１において、複素除算器５０５が複素乗算器９０４
に置き換えられた構成で、複素乗算器９０４への入力H
(k)がf(n-L)* に置き換えられているのみである。
【０４７２】ここで図７３に示すように、差動復調回路
９０２と誤差算出回路１０４の遅延がないものと仮定す
ると、y(n)から誤差信号e(n)を算出するまでの遅延はＦ
ＦＴ回路５０２の2Lサンプル分となる。非線形歪補償用
係数更新回路９０５中の遅延もＦＦＴ回路５０２の2Lサ
ンプルに相当し、処理遅延が等しくなっている。以上の
構成により、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド
信号中の非線形歪の補償を行う。
【０４７３】本実施の形態における非線形歪補償用係数
更新回路９０５の係数更新アルゴリズムについて、以下
に説明する。図７３より誤差信号e(n)は式（５−１）で
表され、 q(n)＝ f(n) ・f(n-L)* ・・式（7 −１） とする。式（7 −１）と式（５−３）とを式（５−１）
に代入すると、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( y(n) )・f(n-L)* ・・式（７−２） この式に式（１−１）を代入すると、次式が得られる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) + a3(n)x3(n) ) ・f(n-L)* ・・式（７−３）
【０４７４】LMS アルゴリズムは係数更新の収束速度が
比較的遅いため、a3(n) を定数と見なすと、次式が得ら
れる。 e(n)＝ d(n) − FFT( x(n) )・f(n-L)* + a3(n) ・FFT( x3(n) )・f(n-L)* ・・式（７−４） ここで式（７−４）を式（１−５）に代入して偏微分を
行うと、次式が得られる。 dJ(a3)／da3(n)＝ 2 [e(n)・de(n) ／da3(n)] ＝−2e(n) [ FFT( x3(n) )・f(n-L)* ] * ・・式（７−５）
【０４７５】u = 2 αと置き、式（７−５）を式（１−
６）に代入すると、次式が得られる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + ue(n) [ FFT(x3(n)) ・f(n-L)* ] * ・・式（７−６）
【０４７６】一方、図７４よりa3(n) は次式で表され
る。 a3(n) ＝ a3(n-1) + ue(n) [ FFT(x3(n)) ・f(n-L)* ] * ・・式（７−７） 式（７−７）においてはa3(n) がe(n)、x(n)、f(n-L)*
と比較して１サンプル遅延しているが、LMS アルゴリズ
ムは係数更新の収束速度が比較的遅いため、実用上問題
ない。
【０４７７】実施の形態５と同様に、ＦＦＴ回路５０２
が時刻n ＝T から動作を開始し、nの範囲を式（５−１1
）とするとき、この期間におけるy(n)、x3(n) のＦＦ
Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X3 g (k) と表すと、Y
g (k) は式（６−８）となり、X3 g (k) は式（５−１
２）となる。
【０４７８】f(n-L)は式（６−９）で表現され、式（７
−６）においてf(n-L)、FFT(x3(n))をそれぞれY
g (k')、X3 g (k) で表し、k' = n'-T-gL (n' = n- L)、
k =n-T-gLとおくと、次式が得られる。 a 3 (n+1) = a 3 (n) + ue(n) [ X 3 g (n-T-gL)・Y g-1( n'-T-(g-1)L )* ] * ・・式（７−８）
【０４７９】以上が本実施の形態における非線形歪等化
回路の構成と動作であるが、実施の形態５と同様に、図
７４の非線形歪補償用係数更新回路９０５中のＦＦＴ回
路５０２の出力の内、例えば２ポイント毎に１ポイント
を用いて代表値とし、残りの１ポイントを前記代表値と
して補間する構成としてもよい。この場合、実施の形態
５と同じく、図３０のバタフライ演算回路５２１は破線
で囲まれた部分のみで実現でき、回路規模を約１／２に
することができる。
【０４８０】また、実施の形態５と同様に、図７４の非
線形歪補償用係数更新回路９０５中のＦＦＴ回路５０２
の入力の内、例えば２ポイント毎に１ポイントを用いて
１／２のポイント数のＦＦＴ変換を行って代表値とし、
残りの１ポイントを代表値として補間する構成としても
よい。この場合、実施の形態５と同じく、非線形歪補償
用係数更新回路９０５において、図３１のＦＦＴ回路５
０２が図３５のＦＦＴ回路５６１に置き換えられる。そ
の結果、図３０のバタフライ演算回路５２１は図３４の
バタフライ演算回路５５１に置き換えられ、図３０のバ
タフライ演算回路５２１と比較して、回路規模を約１／
４にすることができる。
【０４８１】また、図７３における非線形歪補償用係数
更新回路９０５中のＦＦＴ回路５０２を削除し、図７３
における非線形歪等化回路９０１中のＦＦＴ回路５０２
に時間多重する構成としてもよい。
【０４８２】図７５にこの場合の非線形歪等化回路９１
１の構成を示す。図７５において非線形歪等化回路９１
１は、図６９の非線形歪等化回路８１１において、差動
復調回路９０２と非線形歪補償用係数更新回路９１２と
に置き換わった構成である。動作は以下の通りである。
【０４８３】差動復調回路９０２では、f(n)とf(n-L)*
の複素乗算を行うことにより差動復調を行って、信号q
(n)を誤差算出回路１０４に出力する。その他の動作に
ついては、非線形歪補償用係数更新回路９１２の構成を
除いては、図６９の非線形歪等化回路８１１と同じであ
る。
【０４８４】図７６に非線形歪補償用係数更新回路９１
２の構成を示す。図７６において非線形歪補償用係数更
新回路９１２は、図４４の非線形歪補償用係数更新回路
５９１において、複素除算器５０５が複素乗算器９０４
に置き換えられた構成であり、複素乗算器９０４への入
力H(k)がf(n-L)* に置き換えられている。以上の構成に
より、１つのＦＦＴ回路を時間多重して動作させ、より
小さな回路規模で差動キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行う。
【０４８５】また、図７３における非線形歪等化回路９
０１中の差動復調回路９０２で伝送路特性H(k)を生成
し、H(k)をＦＦＴ回路５０２に時間多重することによ
り、遅延プロファイルh'(n) を算出する構成としてもよ
い。
【０４８６】図７７にこの場合の非線形歪等化回路９２
１の構成を示す。図７７において非線形歪等化回路９２
１は、図７０の非線形歪等化回路８２１において、差動
復調回路９０２と非線形歪補償用係数更新回路９０５と
に置き換わった構成である。動作は以下の通りである。
【０４８７】差動復調回路９０２では、f(n)とf(n-L)*
の複素乗算を行うことにより差動復調を行って、信号q
(n)を誤差算出回路１０４に出力するとともに、差動復
調回路９０２内の伝送路特性算出回路５０４がf(n)に含
まれるパイロット信号などにより伝送路特性H(k)を算出
して、ＦＦＴ回路５７２に出力する。その他の動作につ
いては、非線形歪補償用係数更新回路９０５の構成を除
いては、図７０の非線形歪等化回路８２１と同じであ
る。
【０４８８】非線形歪補償用係数更新回路９０５の構成
は図７４に示す通りである。以上の構成により、差動キ
ャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の
補償を行うとともに、新たな回路を追加することなく遅
延プロファイルを算出する。
【０４８９】また、図７３における非線形歪等化回路９
０１中の差動復調回路９０２で伝送路特性H(k)を生成
し、H(k)を非線形歪補償用係数更新回路９０５中のＦＦ
Ｔ回路５０２に時間多重することにより、遅延プロファ
イルh'(n) を算出する構成としてもよい。
【０４９０】図７８にこの場合の非線形歪等化回路９３
１の構成を示す。図７８において非線形歪等化回路９３
１は、図７１の非線形歪等化回路８３１において、差動
復調回路９０２と非線形歪補償用係数更新回路９３２と
に置き換わった構成である。動作は以下の通りである。
【０４９１】差動復調回路９０２では、f(n)とf(n-L)*
の複素乗算を行うことにより差動復調を行って、信号q
(n)を誤差算出回路１０４に出力するとともに、伝送路
特性算出回路５０４がf(n)に含まれるパイロット信号な
どにより伝送路特性H(k)を算出して、非線形歪補償用係
数更新回路９３２に出力する。その他の動作について
は、非線形歪補償用係数更新回路９３２の構成を除いて
は、図７１の非線形歪等化回路８３１と同じである。
【０４９２】図７９に非線形歪補償用係数更新回路９３
２の構成を示す。図７９において非線形歪補償用係数更
新回路９３２は、図５０の非線形歪補償用係数更新回路
６２１において、複素除算器５０５が複素乗算器９０４
に置き換えられた構成であり、複素乗算器９０４への入
力H(k)がf(n-L)* に置き換えられている。以上の構成に
より、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中
の非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追加す
ることなく遅延プロファイルを算出する。
【０４９３】また、非線形歪補償用係数更新回路９０５
（図７４）、９１２（図７６）、９３２（図７９）が、
例えば2OFDM シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行う構成としてもよい。
【０４９４】実施の形態５と同様に、非線形歪補償用係
数更新回路９０５（図７４）、９１２（図７６）、９３
２（図７９）において、係数更新制御回路５１１を設け
る。実施の形態５と同様に、係数更新制御信号が"L" の
期間は、前記非線形歪補償用係数更新回路中の各回路は
動作を停止する。以上の構成により、３次歪補償用係数
の収束時間は若干長くなるが、非線形歪補償用係数更新
回路の消費電力を約１／２に削減することができる。
【０４９５】また、図７８の非線形歪等化回路９３１中
の非線形歪補償用係数更新回路９３２が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行い、係数
更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファイルh'
(n) を算出する構成としてもよい。
【０４９６】図８０がこの場合の非線形歪補償用係数更
新回路９４１の構成であり、図５２の非線形歪補償用係
数更新回路６４１において、複素除算器５０５が複素乗
算器９０４に置き換えられた構成であり、複素乗算器９
０４への入力H(k)がf(n-L)*に置き換えられている。以
上の構成により、差動キャリア変調されたOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、セレクタ
を追加するのみで消費電力を増加させることなく、遅延
プロファイルを算出する。
【０４９７】また、図７５の非線形歪等化回路９１１中
の非線形歪補償用係数更新回路９１２が、例えば2OFDM
シンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新を行い、係数
更新を行わないOFDMシンボル期間で遅延プロファイルh
’(n) を算出する場合、非線形歪等化回路９１１中の
ＦＦＴ回路５７２に時間多重する構成としてもよい。
【０４９８】図８１にこの場合の非線形歪等化回路９５
１の構成を示す。図８１において非線形歪等化回路９５
１は、図７２の非線形歪等化回路８４１において、差動
復調回路９０２と非線形歪補償用係数更新回路９１２と
に置き換わった構成である。動作は以下の通りである。
【０４９９】差動復調回路９０２では、f(n)とf(n-L)*
の複素乗算を行うことにより差動復調を行って、信号q
(n)を誤差算出回路１０４に出力するとともに、伝送路
特性算出回路５０４がf(n)に含まれるパイロット信号な
どにより伝送路特性H(k)を算出して、セレクタ６３２に
出力する。その他の動作については、非線形歪補償用係
数更新回路９１２の構成を除いては、図７２の非線形歪
等化回路８４１と同じである。
【０５００】非線形歪補償用係数更新回路９１２の構成
は図７６に示す通りであり、x3(n)が複素３乗回路１２
１からセレクタ６３２に出力される構成に変わるのみで
ある。セレクタ６３２は係数更新制御信号によりx3(n)
とH(k)からどちらかを選択してＦＦＴ回路５７２に出力
する。
【０５０１】以上の構成により、１つのＦＦＴ回路のみ
を時間多重して動作させ、より小さな回路規模で差動キ
ャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の
補償を行うとともに、セレクタを追加するのみで消費電
力を増加させることなく、遅延プロファイルを算出す
る。
【０５０２】また、非線形歪補償用係数更新回路９０５
（図７４）、９１２（図７６）、９３２（図７９）、９
４１（図８０）が、高Ｃ／Ｎ時のみ係数更新を行う構成
としてもよい。実施の形態１と同様に、非線形歪等化回
路９０１（図７３）、９１１（図７５）、９２１（図７
７）、９３１（図７８）、９５１（図８１）にＣ／Ｎ算
出回路１１６を設け、Ｃ／Ｎ算出回路１１６はＣ／Ｎを
算出して平均化し、その結果をＣＮＲ信号として出力す
る。
【０５０３】実施の形態１と同様に、非線形歪補償用係
数更新回路はＣＮＲ信号が示すＣ／Ｎが設定した閾値以
下の場合にはa3(n) ＝０とし、非線形歪補償用複素信号
変換回路１０２がy(n)＝ x(n) として出力する。ＣＮＲ
信号の示すＣ／Ｎが、設定した閾値以上の場合には係数
更新を行う。以上の構成により、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を
及ぼさず、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪の補償を行う。
【０５０４】なお本実施の形態において、式（１−１）
に示すように非線形歪で支配的な３次歪のみを除去する
構成としたが、式（１−１１）を用いて２次歪以上の任
意の高次非線形歪を補償する構成としてもよい。この場
合の係数更新式はそれぞれの次数において、次式が得ら
れる。 a m (n+1) ＝ am (n) + ue(n) [ FFT( xm (n) ) ・f(n-L)* ] * (m > 1) ・・式（７−９） ここでx m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。
【０５０５】非線形歪等化回路９０１（図７３）、９２
１（図７７）の構成において、式（７−９）を用いて、
２次歪以上Ｋ次歪以下の高次非線形歪を補償する非線形
歪補償用係数更新回路９６１の構成を図８２に示す。図
８２において非線形歪補償用係数更新回路９６１は、図
５６の非線形歪補償用係数更新回路６８１において、複
素除算器５０５が複素乗算器９０４に置き換えられた構
成であり、複素乗算器９０４への入力H(k)がf(n-L)* に
置き換えられている。以上の構成により、２次歪以上の
任意の高次非線形歪の補償を行う。
【０５０６】また、非線形歪等化回路９１１（図７
５）、９５１（図８１）の構成においても、同様に２次
歪以上の任意の高次非線形歪の補償を行うことができ
る。この場合の非線形歪補償用係数更新回路９７１の構
成を図８３に示す。図８３において非線形歪補償用係数
更新回路９７１は、図６３の非線形歪補償用係数更新回
路７１１において、複素除算器５０５が複素乗算器９０
４に置き換えられた構成であり、複素乗算器９０４への
入力H(k)がf(n-L)* に置き換えられている。
【０５０７】また、図７８における非線形歪等化回路９
３１においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形
歪の補償を行うことができる。この場合の非線形歪補償
用係数更新回路９８１の構成を図８４に示す。図８４に
おいて非線形歪補償用係数更新回路９８１は、図６５の
非線形歪補償用係数更新回路７３１において、複素除算
器５０５が複素乗算器９０４に置き換えられた構成であ
り、複素乗算器９０４への入力H(k)がf(n-L)* に置き換
えられている。
【０５０８】また、図７８における非線形歪等化回路９
３１中の非線形歪補償用係数更新回路９３２を、図８０
の非線形歪補償用係数更新回路９４１に置き換えた構成
においても、同様に２次歪以上の任意の高次非線形歪の
補償を行うことができる。この場合の非線形歪補償用係
数更新回路９９１の構成を図８５に示す。図８５におい
て非線形歪補償用係数更新回路９９１は、図６７の非線
形歪補償用係数更新回路７５１において、複素除算器７
０５が複素乗算器９０４に置き換えられた構成であり、
複素乗算器９０４への入力H(k)がf(n-L)* に置き換えら
れている。
【０５０９】なお上記の２次歪以上の任意の高次非線形
歪を補償する各例では、複素Ｋ乗回路１６３、複素２乗
回路１６４、及び各次数の複素ｍ乗回路をそれぞれ有す
る場合を示した。しかし、実施の形態１と同様に、例え
ばＩ、 Ｑ軸成分のべき乗を次の高い次数に順次出力する
ことにより回路の共用化を図ってもよく、他の共用化方
法を用いてもよい。
【０５１０】なお実施の形態１〜７において非線形歪補
償用複素信号変換回路の変換式を式（１−１）、式（１
−１１）としたが、これは一例であり他の変換式を用い
てもよい。また実施の形態１〜７においてx m (n) = ｜
x m-1(n)｜ x(n) (m > 1)とし、特にx3(n) ＝｜ x2(n)
｜ x(n) としたが、x m (n) 及びx3(n) (m > 1)を表す
式として他の式を用いてもよい。
【０５１１】また本実施の形態１において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（１−８）、式
（１−１０）、式（１−１２）を用いたが、d シンボル
毎に係数更新を行ってもよく（d は２以上の整数）、最
急勾配法以外のLMS アルゴリズムやLMS 以外のアルゴリ
ズムを用いてもよい。
【０５１２】また本実施の形態２において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（２−１）、式
（２−３）、式（２−４）を用いたが、d シンボル毎に
係数更新を行ってもよく（d は２以上の整数）、最急勾
配法以外のLMS アルゴリズムやLMS 以外のアルゴリズム
を用いてもよい。
【０５１３】また本実施の形態３において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（１−８）、式
（１−１０）、式（３−４）〜式（３−６）、式（１−
１２）を用いたが、d シンボル毎に係数更新を行っても
よく（d は２以上の整数）、最急勾配法以外のLMS アル
ゴリズムやLMS 以外のアルゴリズムを用いてもよい。
【０５１４】また本実施の形態４において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（２−１）、式
（４−３）〜式（４−６）、式（２−４）を用いたが、
d シンボル毎に係数更新を行ってもよく（d は２以上の
整数）、最急勾配法以外のLMS アルゴリズムやLMS 以外
のアルゴリズムを用いてもよい。
【０５１５】また本実施の形態５において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（５−８）、式
（５−１０）、式（５−２５）、式（５−２６）を用い
たが、d サンプル毎に係数更新を行ってもよく（d は２
以上の整数）、最急勾配法以外のLMS アルゴリズムやLM
S 以外のアルゴリズムを用いてもよい。
【０５１６】また本実施の形態６において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（６−６）、式
（６−１１）を用いたが、d サンプル毎に係数更新を行
ってもよく（d は２以上の整数）、最急勾配法以外のLM
S アルゴリズムやLMS 以外のアルゴリズムを用いてもよ
い。
【０５１７】また本実施の形態７において、非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式として式（７−６）、式
（７−９）を用いたが、d サンプル毎に係数更新を行っ
てもよく（d は２以上の整数）、最急勾配法以外のLMS
アルゴリズムやLMS 以外のアルゴリズムを用いてもよ
い。
【０５１８】また本実施の形態１〜４において変調方式
について特に明記しなかったが、本発明の非線形歪等化
回路が適用される変調方式は特定の方式に制限されるも
のではなく、ＯＦＤＭ、ＱＡＭ、ＶＳＢ、ＰＳＫなどあ
らゆる変調方式が可能である。
【０５１９】また本実施の形態１〜７における非線形歪
補償用係数更新回路のステップパラメータu を各次数共
通としたが、次数毎にステップパラメータu m を割り当
ててそれぞれ可変としてもよい。
【０５２０】また本実施の形態１〜４で示した位相同期
確立の判定方法、Ｃ／Ｎ算出方法、及び本実施の形態
３、 ４における線形歪補償収束判定方法は一例であり、
他の方法を用いてもよい。
【０５２１】また本実施の形態５〜７で示したＣ／Ｎ算
出方法は一例であり、他の方法を用いてもよい。
【０５２２】また本実施の形態１〜４では、非線形歪等
化回路中の低域通過フィルタとしてロールオフコサイン
フィルタを用いる場合を示したが、他の低域通過フィル
タを用いてもよい。
【０５２３】また本実施の形態３において、線形歪補償
用係数更新回路係数更新式として式（３−２）を用いた
が、最急勾配法以外のLMS アルゴリズムやLMS 以外のア
ルゴリズムを用いてもよい。
【０５２４】また本実施の形態４において、線形歪補償
用係数更新回路係数更新式として式（４−１）を用いた
が、最急勾配法以外のLMS アルゴリズムやLMS 以外のア
ルゴリズムを用いてもよい。
【０５２５】また本実施の形態５において、図２８に図
示する同期復調回路５０３を用いて同期復調を行った
が、これは一例である。
【０５２６】また本実施の形態６、７において、それぞ
れ図６８に図示する差動復調回路８０２、図７３に図示
する差動復調回路９０２を用いて差動復調を行ったが、
これは一例である。
【０５２７】また本実施の形態５〜７において、ＦＦＴ
回路５０２の動作の説明で、例としてＦＦＴのポイント
数L ＝4 の場合を考え、簡単のためＦＦＴ回路５０２が
時刻n ＝T ＝0 から動作を開始し、g = 0 の場合を考え
たが、これは一例である。
【０５２８】また本実施の形態５〜７において、ＦＦＴ
回路５０２、５６１、５７２、６９２の構成をそれぞれ
図３１、図３５、図３９、図５８とし、動作をそれぞれ
図３２、図３６、図４０〜図４３、図５９〜図６２で示
し、処理遅延を2Lサンプルとしたが、一例であり、これ
に限らない。
【０５２９】また本実施の形態５における非線形歪補償
用係数更新回路５０６（図２９）、５７３（図３８）、
６１２（図４９）、６３１（図５１）、及び本実施の形
態５、６における非線形歪補償用係数更新回路５４１
（図３３）、５９１（図４４）、６２１（図５０）、６
４１（図５２）、及び本実施の形態７における非線形歪
補償用係数更新回路９０５（図７４）、９１２（図７
６）、９３２（図７９）、９４１（図８０）で、係数更
新制御回路５１１が2OFDM シンボル毎に1OFDM シンボル
のみ"H" となる係数更新制御信号を出力する構成とし
た。しかし、f を2 以上の整数とし、f OFDMシンボル毎
に1OFDM シンボルのみ"H" となる係数更新制御信号を出
力し、"L" のシンボルでは前記非線形歪補償用係数更新
回路中の各回路が動作を停止する構成としてもよい。
【０５３０】また本実施の形態５における非線形歪補償
用係数更新回路６３１（図５１）、及び本実施の形態
５、６における非線形歪補償用係数更新回路６４１（図
５２）、及び本実施の形態７における非線形歪補償用係
数更新回路９４１（図８０）で、係数更新制御信号が"
L" の全シンボルでＦＦＴ回路を動作させて遅延プロフ
ァイルh'(n) を算出する構成とした。しかし、消費電力
を削減するため、f を2 以上の整数とし、係数更新制御
信号が"L" の全シンボル中でf OFDMシンボル毎に1OFDM
シンボルのみ遅延プロファイルh'(n) を算出する構成と
してもよい。その場合、残りの(f- 1)OFDMシンボル期間
ではＦＦＴ回路を停止することができる。
【０５３１】また本実施の形態５における非線形歪等化
回路６１２（図４５）と非線形歪等化回路６１２中で非
線形歪補償用係数更新回路５４１に置き換えた構成とし
た。また本実施の形態６における非線形歪等化回路８２
１（図７０）、及び本実施の形態７における非線形歪補
償用係数更新回路９２１（図７７）で、通常の２倍速で
ＦＦＴ回路５７２を動作させることにより、全シンボル
における遅延プロファイルh'(n) を算出する構成とし
た。しかし、消費電力を削減するため、f を2 以上の整
数とし、f OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ遅延プ
ロファイルh'(n)を算出する構成としてもよい。その場
合、残りの(f- 1)OFDMシンボル期間ではＦＦＴ回路５７
２中の遅延プロファイルに関する回路を停止することが
できる。
【０５３２】また本実施の形態５における非線形歪補償
用係数更新回路６１２（図４９）、及び本実施の形態
５、６における非線形歪補償用係数更新回路６２１（図
５０）、及び本実施の形態７における非線形歪補償用係
数更新回路９３２（図７９）で、通常の２倍速でＦＦＴ
回路５７２を動作させることにより、全シンボルにおけ
る遅延プロファイルh'(n) を算出する構成とした。しか
し、消費電力を削減するため、f を2 以上の整数とし、
f OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ遅延プロファイ
ルh'(n) を算出する構成としてもよい。その場合、残り
の(f- 1)OFDMシンボル期間ではＦＦＴ回路５７２中の遅
延プロファイルに関する回路を停止することができる。
【０５３３】また本実施の形態５における非線形歪補償
用係数更新回路７４１（図６６）、及び本実施の形態
５、６における非線形歪補償用係数更新回路７５１（図
６７）、及び本実施の形態７における非線形歪補償用係
数更新回路９９１（図８５）で、係数更新制御信号が０
の全シンボルでＦＦＴ回路５０２を動作させて遅延プロ
ファイルh'(n) を算出する構成とした。しかし、消費電
力を削減するため、f を2 以上の整数とし、係数更新制
御信号が０の全シンボル中でf OFDMシンボル毎に1OFDM
シンボルのみ遅延プロファイルh'(n) を算出する構成と
してもよい。その場合、残りの(f- 1)OFDMシンボル期間
ではＦＦＴ回路５０２を停止することができる。他の次
数の非線形歪を補償する場合にも、同様にして、消費電
力を削減する構成にしてもよい。
【０５３４】また本実施の形態５における非線形歪補償
用係数更新回路６７１（図５５）、及び本実施の形態
５、６における非線形歪補償用係数更新回路６８１（図
５６）、及び本実施の形態７における非線形歪補償用係
数更新回路９４１（図８２）で、次数毎の複素のＦＦＴ
回路５０２を有する構成とした。しかし、例えば１つの
ＦＦＴ回路５７２（図３９）に置き換えて、通常の２倍
速で動作させることにより時間多重を行い、２次歪とＫ
次歪を補償する構成としてもよい。他の次数の非線形歪
を補償する場合には、必要に応じてＦＦＴ回路５７２の
多重度を上げれば良い。
【０５３５】また本実施の形態５〜７において、周波数
同期に関して特に触れなかったが、周波数同期が引き込
み過程では、 a3(n) ＝ 0とし、 非線形歪補償用係数更新回路が周波数同期確立後に動作
を開始する構成にしてもよい。
【０５３６】また本実施の形態５〜７において、非線形
歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ回路５０２の出力の
内、２ポイント毎に１ポイントを用いて代表値とし、残
りの１ポイントを前記代表値として補間し、補間式とし
て式（５−１７）を用いたが、これは一例である。ＦＦ
Ｔ変換のポイント数をL 、c を2 以上の整数、q を0 以
上c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数と
するとき、 X3 g ((p-1)c+q+b) = X3 g ((p-1)c+q) (p= 2, 3, …, (L/c-1)) ・・式（８−１） X3 g ((p-1)c+q+b) = X3 g ((p-1)c+q) (p=1かつ q+b≧0 ) ・・式（８−２） X3 g ((p-1)c+q+b) = X3 g ((p-1)c+q) (p=L/cかつ q+b≦c-1) ・・式（８−３） X3 g-1(L+q+b) = X3 g ((p-1)c+q) (p=1かつ q+b≦-1 ) ・・式（８−４） X3 g+1(q+b) = X3 g ((p-1)c+q) (p=L/cかつ q+b≧ c) ・・式（８−５） (b=r, r+1,…, r+(c-1)) としてＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイントを
用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを代表値とし
て補間してもよい。
【０５３７】式（８−１）〜式（８−５）について、以
下に説明する。例として、L = 16、c = 4 、3 次歪を補
償するm = 3 の場合を考える。図８６〜図９３に、式
（８−１）〜式（８−５）を用いた補間のパターンを示
す。図８６〜図９３はX3 g (k)に着目した図面で、横軸
はキャリア番号k であり、それぞれ 図８６、図８７： q = 0 図８８、図８９： q = 1 図９０、図９１： q = 2 図９２、図９３： q = 3 (a) r=0、(b) r=-1、(c) r=-2、(d) r=-3 の場合を示している。
【０５３８】図８６〜図９３において、各キャリア番号
を示す箱の内、斜線が代表値として用いるキャリア番号
を示し、その他は補間に用いるキャリア番号を数字で示
している。図８６〜図９３に示した通り、式（８−１）
〜式（８−５）における各文字は、 p ：各シンボル中のp 番目の代表値（1 ≦ p≦ c／L ） q ：代表値として用いる最小のキャリア番号（0 ≦ q≦
c-1） b ：代表値として用いるキャリア番号との差（r ≦ b≦
r+(c-1 ）） r ： bの最小値（-(c-1)≦ r≦ 0） を表す。
【０５３９】よって、 -(c-1)≦ q+b≦ 2(c-1) ・・式（８−６） の範囲となる。すなわち、q によって代表値として用い
るキャリア番号が決定され、r によってp 番目の代表値
を用いて補間を行うキャリア番号の範囲が決定される。
b については0 のときは代表値として用いるキャリア番
号そのものを示し、−、＋のときはそれぞれ代表値とし
て用いるキャリア番号より前、後のキャリア番号を示
す。
【０５４０】式（８−１）〜式（８−５）に、L = 16、
c = 4 を代入すると、以下の各式が得られる。 X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = X3 g (4(p-1)+q) (p= 2, 3) ・・式（８−７） X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = X3 g (4(p-1)+q) (p=1かつ q+b≧ 0) ・・式（８−８） X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = X3 g (4(p-1)+q) (p=4かつ q+b≦ 3) ・・式（８−９） X3 g-1(16+q+b) = X3 g (4(p-1)+q) (p=1かつ q+b≦ -1) ・・式（８−１０） X3 g+1(q+b) = X3 g (4(p-1)+q) (p=4かつ q+b≧ 4) ・・式（８−１１） ( b = r, r+1, …, r+3 )
【０５４１】各文字は p ： p番目の代表値（1 ≦ p≦ 4） q ：代表値として用いる最小のキャリア番号（0 ≦ q≦
3） b ：代表値として用いるキャリア番号との差（r ≦ b≦
r+3） r ： bの最小値（-3≦ r≦ 0） を表し、 -3≦ q+b≦ 6・・式（８−１２） となる。
【０５４２】式（８−７）〜式（８−９）はg 番目のOF
DMシンボル内で閉じて、補間を行う場合を示す。L = 16
より、キャリア番号k は 0 ≦ k≦ 15 ・・式（８−１３） の範囲である。式（８−１２）より、 1 ≦ 4(p-1)+q+b ≦ 14 （p = 2, 3）・・式（８−１４） -3 ≦ 4(p-1)+q+b ≦ 6 （p = 1 ）・・式（８−１５） 9 ≦ 4(p-1)+q+b ≦ 18 （p = 4 ）・・式（８−１６） の範囲となる。
【０５４３】p = 2, 3のとき、式（８−１４）より場合
分けは不要であり、式（８−７）のみで表される。一方
p = 1 のとき、q+b ≦ -1 で式（８−１３）の範囲を超
えるため、式（８−８）、式（８−１０）の通り場合分
けが必要である。q+b ≦ -1、すなわち式（８−１５）
で−の値になる場合、式（８−１０）に示すように1OFD
M シンボル前のデータを補間することになる。同様にp
= 4 のとき、q+b ≧ 4で式（８−１３）の範囲を超える
ため、式（８−９）、式（８−１１）の通り場合分けが
必要である。q+b ≧ 4、すなわち式（８−１６）で１６
以上の場合、式（８−１１）に示すように1OFDM シンボ
ル後のデータを補間することになる。
【０５４４】また本実施の形態５〜７において、非線形
歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ回路５０２の出力の
内、例えば２ポイント毎に１ポイントを用いて代表値と
し、残りの１ポイントを前記代表値として補間する構成
で、補間式として式（５−１７）を用いたが、例えば X3 0(1) = h1X3 0(0), X3 0(3) = h3X3 0(2) ・・式（８−１７） としてそれぞれ係数h1、h3を乗じてもよい。係数値とし
ては例えばh1X3 0(0)： X3 0(0) とX3 0(2)の平均値h3X
3 0(2)： X3 0(2) とX3 1(0)の平均値として直線補間とす
ることが考えられる。
【０５４５】3 次歪を補償するm = 3 の場合で、ＦＦＴ
変換のポイント数をL 、c を2 以上の整数、q を0 以上
c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数とす
るとき、 X3 g ( (p-1)c+q+b ) = h gpbX3 g ((p-1)c+q) (p= 2, 3, …, (L/c-1)) ・・式（８−１８） X3 g ( (p-1)c+q+b ) = h gpbX3 g ((p-1)c+q) (p=1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−１９） X3 g ( (p-1)c+q+b ) = h gpbX3 g ((p-1)c+q) (p=L/c かつ q+b≦ c-1 ) ・・式（８−２０） X3 g-1(L+q+b) = hgpb X3 g ((p-1)c+q) (p=1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−２１） X3 g+1(q+b) = hgpb X3 g ((p-1)c+q) (p=L/cかつ q+b≧ c ) ・・式（８−２２） ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、式（８−１）〜式（８−５）において係数h
gpb を乗じてもよい。係数値としては、例えば隣り合う
代表値を用いて直線補間とすることが考えられる。
【０５４６】例として、L = 16、c = 4 の場合を考える
と、 X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = h gpbX3 g (4(p-1)+q) (p= 2, 3) ・・式（８−２３） X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = h gpbX3 g (4(p-1)+q) (p=1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−２４） X3 g ( 4(p-1)+q+b ) = h gpbX3 g (4(p-1)+q) (p=4かつ q+b≦ 3 ) ・・式（８−２５） X3 g-1(16+q+b) = h gpb X3 g (4(p-1)+q) (p=1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−２６） X3 g+1(q+b) = hgpb X3 g ( 4(p-1)+q ) (p=4かつ q+b≧ 4 ) ・・式（８−２７） ( b = r, r+1, …, r+3 ) として、式（８−７）〜式（８−１１）において係数h
gpb を乗じてもよい。係数値としては、例えば隣り合う
代表値を用いて直線補間とすることが考えられる。
【０５４７】また本実施の形態５〜７において、非線形
歪補償用係数更新回路のＦＦＴ回路５０２の入力の内、
例えば式（５−１８）に従って２ポイント毎に１ポイン
トを用いて１／２のポイント数のＦＦＴ変換を行って代
表値とし、残りの１ポイントを代表値として補間し、補
間式として式（５−１９）を用いたが、これは一例であ
る。
【０５４８】3 次歪を補償するm = 3 の場合で、ＦＦＴ
変換のポイント数をL 、c を2 以上の整数、q を0 以上
c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数とす
るとき、 X3 g ( (p-1)c+q ) ' =Σs=1 to L/c x3(T+gL+(s-1)c+q) W L/c (p-1)(s-1) W L/c = e -j2pie/(L/c) ( p = 1, 2, …, L/c ) ・・式（８−２８） として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて1 ／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
代表値とする。
【０５４９】 X3 g ( (p-1)c+q+b )' = X3 g ((p-1)c+q)' (p= 2, 3,…, (L/c-1)) ・・式（８−２９） X3 g ( (p-1)c+q+b )' = X3 g ((p-1)c+q)' (p= 1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−３０） X3 g ( (p-1)c+q+b )' = X3 g ((p-1)c+q)' (p= L/cかつ q+b≦ c-1 ) ・・式（８−３１） X3 g-1(L+q+b)' = X3 g ((p-1)c+q)' (p= 1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−３２） X3 g+1(q+b)' = X3 g ((p-1)c+q)' (p= L/cかつ q+b≧ c ) ・・式（８−３３） ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントを代表値として補間して
もよい。
【０５５０】例として、L = 16、c = 4 の場合を考え
る。式（８−２９）〜式（８−３３）に、L = 16、c =
4 を代入すると、 X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = X3 g (4(p-1)+q)' (p= 2, 3 ) ・・式（８−３４） X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = X3 g (4(p-1)+q)' (p= 1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−３５） X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = X3 g (4(p-1)+q)' (p= 4かつ q+b≦ 3 ) ・・式（８−３６） X3 g-1(16+q+b)' = X3 g (4(p-1)+q)' (p= 1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−３７） X3 g+1(q+b)' = X3 g (4(p-1)+q)' (p= 4かつ q+b≧ 4 ) ・・式（８−３８） ( b = r, r+1, …, r+3 ) となる。式（８−３４）〜式（８−３８）の補間式は、
図８６〜図９３においてX3 g (k) がX3 g (k)'に置き換わ
ったのみである。
【０５５１】また本実施の形態５〜７において、非線形
歪補償用係数更新回路のＦＦＴ回路５０２の入力の内、
例えば２ポイント毎に１ポイントを用いて１／２のポイ
ント数のＦＦＴ変換を行って代表値とし、残りの１ポイ
ントを前記代表値として補間する構成において、補間式
として式（５−１９）を用いた。例えば X3 0(1)' = h1X3 0(0)', X3 0(3)' = h3X3 0(1)' ・・式（８−３９） としてそれぞれ係数h1、h3を乗じてもよい。
【０５５２】係数値としては例えば h1X3 0(0)' ： X3 0(0)'とX3 0(2)' の平均値 h3X3 0(1)' ： X3 0(2)'とX3 1(0)' の平均値 として直線補間とすることが考えられる。
【０５５３】3 次歪を補償するm = 3 の場合で、ＦＦＴ
変換のポイント数をL 、c を2 以上の整数、q を0 以上
c-1 以下の整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数とす
るとき、 X3 g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X3 g ((p-1)c+q)' (p= 2, 3,…, (L/c-1) ) ・・式（８−４０） X3 g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X3 g ((p-1)c+q)' (p= 1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−４１） X3 g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X3 g ((p-1)c+q)' (p= L/c かつ q+b≦ c-1 ) ・・式（８−４２） X3 g-1(L+q+b)' = h gpb X3 g ((p-1)c+q)' (p= 1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−４３） X3 g+1(q+b)' = h gpb X3 g ((p-1)c+q)' (p= L/cかつ q+b≧ c ) ・・式（８−４４） ( b = r, r+1,…, r+(c-1) ) として、式（８−２９）〜式（８−３３）において係数
h gpb を乗じてもよい。
【０５５４】係数値としては、例えば隣り合う代表値を
用いて直線補間とすることが考えられる。例として、L
= 16、c = 4 の場合を考えると、 X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = h gpb X3 g (4(p-1)+q)' (p= 2, 3 ) ・・式（８−４５） X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = h gpb X3 g (4(p-1)+q)' (p= 1かつ q+b≧ 0 ) ・・式（８−４６） X3 g ( 4(p-1)+q+b )' = h gpb X3 g (4(p-1)+q)' (p = 4 かつ q+b≦ 3 ) ・・式（８−４７） X3 g-1(16+q+b)' = hgpb X3 g (4(p-1)+q)' (p= 1かつ q+b≦ -1 ) ・・式（８−４８） X3 g+1(q+b)' = h gpb X3 g (4(p-1)+q)' (p= 4かつ q+b≧ 4 ) ・・式（８−４９） ( b = r, r+1, …, r+3 ) として、式（８−３４）〜式（８−３８）において係数
h gpb を乗じてもよい。係数値としては、例えば隣り合
う代表値を用いて直線補間とすることが考えられる。
【０５５５】また実施の形態５〜７において、評価関数
J(a3) を式（１−５）で定義することにより係数更新式
が得られた。図２８と図３３の非線形歪等化回路５０１
の主要構成要素を新たに整理したブロック図を図９７に
示す。伝送路の線形歪が小さく、同期復調回路５０３の
伝送路特性算出回路５０４の出力H(k)の大きさが１に近
い場合を考える。この場合は、図９７の非線形歪補償用
係数更新回路５４１の複素除算器５０５でのH(k)* での
除算は、図９８に示すように複素乗算器９０４でのH(k)
での乗算に近似的に置換可能である。（図９７、図９８
ともに、複素共役化処理部分は図示していない。）
【０５５６】この場合の係数更新式は次式で与えられ
る。 a3(n+1) ＝ a3 (n) + u ・[ FFT( x3(n) ) ]* ・H(k)・e(n) ・・式（８−５０） また、評価関数J(a3) を変更することにより、係数更新
式も変更されるのは明らかであり、実施の形態５〜７と
本質的な差はない。
【０５５７】実施の形態５において、式（１−５）の評
価関数J(a3) に対して、式（５−８）の係数更新式が得
られた。例えば、評価関数(a3)を次式で定義する。 J(a3) = ｜e(n)・H(k)｜2 ・・式（８−５１） この場合の係数更新式は次式で与えられる。この場合の
非線形歪等化回路のブロック図を図９９に示す。（複素
共役化処理部分は図示していない。） a3(n+1) ＝ a3(n) + u[ e(n)・H(k) ]・[ FFT( x3(n) ) ]* ・・式（８−５２） 非線形歪補償用係数更新回路５４１において、ＬＭＳ回
路１３０はＦＦＴ回路５０２の出力と複素乗算器９０４
の出力とを用いて３次歪補償用係数を生成し、非線形歪
補償用複素信号変換回路１０２に与える。
【０５５８】また例えば、評価関数J(a3) を次式で定義
する。 J(a3) = ｜IFFT( e(n)・H(k) )｜2 ・・式（８−５３） 但し、IFFT( e(n)・H(k) )はe(n)・H(k)のＦＦＴ変換を
表す。この場合の係数更新式は次式で与えられる。この
場合の非線形歪等化回路のブロック図をを図１００に示
す。（複素共役化処理部分は図示していない。） a3(n+1) ＝ a3(n) + u・IFFT( e(n)・H(k) )・x3(n) * ・・式（８−５４） 非線形歪補償用係数更新回路５４１において、ＦＦＴ回
路に代えてＩＦＦＴ回路１００１を複素乗算器９０４の
出力部に設ける。ＬＭＳ回路１３０は複素３乗回路１２
１の出力とＩＦＦＴ回路１００１の出力とを用いて３次
歪補償用係数を生成し、非線形歪み補償用複素信号変換
回路１０２に与える。
【０５５９】実施の形態６において、式（１−５）の評
価関数J(a3) に対して、式（６−６）の係数更新式が得
られた。例えば、評価関数J(a3) を次式で定義する。 J(a3) = ｜e(n)・f(n-L)｜2 ・・式（８−５５） この場合の係数更新式は次式で与えられる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + u[ e(n)・f(n-L) ]・[ FFT( x3(n) ) ]* ・・式（８−５６）
【０５６０】また例えば、評価関数J(a3) を次式で定義
する。 J(a3) = ｜IFFT( e(n)・f(n-L) )｜2 ・・式（８−５７） この場合の係数更新式は次式で与えられる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + u・IFFT( e(n)・f(n-L) )・x3(n) * ・・式（８−５８）
【０５６１】実施の形態７において、式（１−５）の評
価関数J(a3) に対して、式（７−６）の係数更新式が得
られた。例えば、評価関数J(a3) を次式で定義する。 J(a3) = ｜e(n)／f(n-L)* ｜2 ・・式（８−５９） この場合の係数更新式は次式で与えられる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + u[ e(n)／f(n-L)* ] ・[ FFT( x3(n) ) ]* ・・式（８−６０）
【０５６２】また例えば、評価関数J(a3) を次式で定義
する。 J(a3) = ｜IFFT( e(n)／f(n-L)* ) ｜2 ・・式（８−６１） この場合の係数更新式は次式で与えられる。 a3(n+1) ＝ a3(n) + u・IFFT( e(n)／f(n-L)* ) ・x3(n) * ・・式（８−６２）
【０５６３】また以上の実施の形態における非線形等化
方法をプログラムとしてプログラムメモリに記載し、Ｃ
ＰＵを用いて非線形等化処理をリアルタイム処理するこ
とにより、本発明の目的を実現することもできる。
【０５６４】本発明の効果をコンピュータシミュレーシ
ョンによって調べた。一次変調に16QAM を用いたOFDM−
16QAM 信号(1024 キャリア) を非線形増幅器に通し、非
線形増幅器を飽和領域で動作させた場合に対してバック
オフを変化させ、ステップパラメータμを調整して平均
ビット誤り率の測定を行った。
【０５６５】図９４にＣ／Ｎ＝ 17dB におけるシミュレ
ーション結果を示す。このグラフより、非線形歪による
ビット誤り率の劣化を防ぐには、補償なしでは約15dBの
バックオフが必要であり、補償有りでは約5dB のバック
オフで済むことが分かる。以上より、本発明の構成によ
りバックオフを10dB小さくできることが分かる。
【０５６６】
【発明の効果】以上のように本願の請求項１記載の発明
によれば、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）
によって変換する非線形歪補償用複素信号変換回路を設
けることにより、複素信号中の非線形歪を補償すること
ができる。
【０５６７】また本願の請求項２記載の発明によれば、
複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
換する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点と
の誤差を算出する誤差算出回路との間に、位相同期を確
立する搬送波再生回路が存在する場合、更に前記搬送波
再生回路で行われる位相回転を補正することにより、複
素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５６８】また請求項３記載の発明によれば、複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との誤差
を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み演算によっ
て線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路が存
在する場合において、線形歪を補償するとともに複素信
号中の非線形歪を補償することができる。
【０５６９】また請求項４記載の発明によれば、複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との誤差
を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み演算によっ
て線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路と位
相同期を確立する搬送波再生回路とが存在する場合、搬
送波再生回路で行われる位相回転を補正することによ
り、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線形歪を
補償することができる。
【０５７０】また請求項５記載の発明によれば、入力信
号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n における
値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1) を非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式として、複
素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５７１】また請求項６記載の発明によれば、入力信
号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値を
それぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータを
u 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式として、複
素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５７２】また請求項７記載の発明によれば、入力信
号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、搬送波再生回路での
位相回転の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a
m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメータをu 、及びd を
1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n) (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式として、複
素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換
する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との
誤差を算出する誤差算出回路との間に、位相同期を確立
する搬送波再生回路が存在する場合において、搬送波再
生回路で行われる位相回転を補正することにより、複素
信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５７３】また請求項８記載の発明によれば、入力信
号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値を
それぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータを
u 、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式として、複
素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換
する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との
誤差を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み演算に
よって線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路
が存在する場合において、線形歪を補償すするとともに
複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５７４】また請求項９記載の発明によれば、入力信
号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、搬送波再生回路での
位相回転の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a
m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメータをu 、及びd を
1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n) (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式として、複
素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換
する非線形歪補償用複素信号変換回路と理想受信点との
誤差を算出する誤差算出回路との間に、畳み込み演算に
よって線形歪を補償する線形歪補償用複素信号変換回路
と位相同期を確立する搬送波再生回路とが存在する場合
において、前記搬送波再生回路で行われる位相回転を補
正することにより、線形歪を補償するとともに複素信号
中の非線形歪を補償することができる。
【０５７５】また請求項１０記載の発明によれば、低域
通過フィルタの各係数をCkFIL とする時、非線形歪補償
用係数更新回路の係数更新式において、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えることにより、非線形歪補償用複素信号変換
回路の出力が低域通過フィルタを通過することを考慮し
て、より精度高く複素信号中の非線形歪を補償すること
ができる。
【０５７６】また請求項１１記載の発明によれば、線形
歪補償用係数更新回路の各係数の時刻n における値をCk
LEQ (n) とするとき、非線形歪補償用係数更新回路の係
数更新式において、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信
号変換回路と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回
路との間に、畳み込み演算によって線形歪を補償する線
形歪補償用複素信号変換回路が存在する場合において、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力が前記線形
歪補償用複素信号変換回路を通過することを考慮して、
より精度高く複素信号中の非線形歪を補償することがで
きる。
【０５７７】また請求項１２記載の発明によれば、低域
通過フィルタの各係数をCkFIL 、線形歪補償用係数更新
回路の各係数の時刻n における値をCkLEQ (n) とすると
き、非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式におい
て、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i), z(n) = ΣCkFIL x m (n
-k) に置き換えることにより、複素入力信号をＮ次関数変換
特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信
号変換回路と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回
路との間に、畳み込み演算によって線形歪を補償する線
形歪補償用複素信号変換回路が存在する場合において、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力が低域通過
フィルタと前記線形歪補償用複素信号変換回路を通過す
ることを考慮して、より精度高く複素信号中の非線形歪
を補償することができる。
【０５７８】また請求項１３記載の発明によれば、前記
非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式、及び非線形
歪補償用係数更新回路の係数更新式において、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) として複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５７９】また請求項１４記載の発明によれば、非線
形歪補償用複素信号変換回路が複素入力信号を３次関数
変換特性によって変換することにより、デジタル伝送に
おける非線形歪で支配的な３次歪を補償することができ
る。
【０５８０】また請求項１５記載の発明によれば、ｍ次
歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式におい
て、搬送波再生回路が引き込み過程では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が位相同期確
立後に動作を開始することにより、前記搬送波再生回路
の引き込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０５８１】また請求項１６記載の発明によれば、複素
入力信号のＣ／Ｎを算出するＣ／Ｎ算出回路を有し、ｍ
次歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式におい
て、Ｃ／Ｎ算出回路の算出したＣ／Ｎが閾値以下では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ時
のみ動作することにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼさ
ず、複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５８２】また請求項１７記載の発明によれば、ｍ次
歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式におい
て、線形歪補償用係数更新回路が引き込み過程では、 a m (n) = 0 として、前記非線形歪補償用係数更新回路が線形歪補償
の収束後に動作を開始することにより、前記線形歪補償
用係数更新回路の収束動作に悪影響を及ぼさず、複素信
号中の非線形歪を補償することができる。
【０５８３】また請求項１８記載の発明では、複素入力
信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換するこ
とにより、複素信号中の非線形歪を補償することができ
る。
【０５８４】また本願の請求項１９記載の発明によれ
ば、複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によっ
て変換する処理と理想受信点との誤差信号を算出する処
理との間に、位相同期の確立を行う搬送波再生処理を行
う場合、更に前記搬送波再生処理で行われる位相回転を
補正することにより、複素信号中の非線形歪を補償する
ことができる。
【０５８５】また請求項２０記載の発明によれば、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換す
る処理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間
に、畳み込み演算によって線形歪を補償する処理を行う
場合において、線形歪を補償するとともに複素信号中の
非線形歪を補償することができる。
【０５８６】また請求項２１記載の発明によれば、複素
入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換す
る処理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間
に、畳み込み演算によって線形歪を補償する処理と位相
同期の確立を行う搬送波再生処理を行う場合において、
前記搬送波再生処理で行われる位相回転を補正すること
により、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線形
歪を補償することができる。
【０５８７】また請求項２２記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n におけ
る値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m(n) (m > 1) をＮ次関数変換特性の変換式として、複素信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０５８８】また請求項２３記載の発明によれば、入力
信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値
をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータ
をu、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式として、複素信号中の
非線形歪を補償することができる。
【０５８９】また請求項２４記載の発明によれば、入力
信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、搬送波再生処理で
の位相回転の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、
a m(n) 、e jp(n) 、ステップパラメータをu 、及びd
を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n) (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。そして複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
処理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間
に、位相同期の確立を行う搬送波再生処理を行う場合、
更に前記搬送波再生処理で行われる位相回転を補正する
ことにより、複素信号中の非線形歪を補償することがで
きる。
【０５９０】また請求項２５記載の発明によれば、入力
信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値
をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパラメータ
をu、及びd を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。そして複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
処理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間
に、畳み込み演算によって線形歪を補償する処理を行う
場合において、線形歪を補償するとともに複素信号中の
非線形歪を補償することができる。
【０５９１】また請求項２６記載の発明によれば、入力
信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、搬送波再生処理で
の位相回転の時刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、
a m(n) 、e jp(n) 、ステップパラメータをu 、及びd
を1 以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n)]* e -jp(n) (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。そして複素入
力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する
処理と理想受信点との誤差信号を算出する処理との間
に、畳み込み演算によって線形歪を補償する処理と位相
同期の確立を行う搬送波再生処理を行う場合において、
前記搬送波再生処理で行われる位相回転を補正すること
により、線形歪を補償するとともに複素信号中の非線形
歪を補償することができる。
【０５９２】また請求項２７記載の発明によれば、低域
通過フィルタリング処理の各係数をCkFIL とするとき、
Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えることにより、非線形歪等化信号を前記低域
通過フィルタリング処理することを考慮して、より精度
高く複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５９３】また請求項２８記載の発明によれば、畳み
込み演算の各係数の時刻n における値をCkLEQ (n) とす
る時、Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換える。そして、複素入力信号をＮ次関数変換特
性（Ｎ＞１）によって変換する処理と理想受信点との誤
差信号を算出する処理との間に、畳み込み演算によって
線形歪を補償する処理を行う。この場合において、非線
形歪等化信号を畳み込み演算することを考慮して、より
精度高く複素信号中の非線形歪を補償することができ
る。
【０５９４】また請求項２９記載の発明によれば、低域
通過フィルタリング処理の各係数をCkFIL 、及び畳み込
み演算の各係数の時刻n における値をCkLEQ (n) とする
とき、Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i), z(n) = ΣCkFIL x m (n
-k) に置き換える。このことにより、複素入力信号をＮ次関
数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する処理と理想受信
点との誤差信号を算出する処理との間に、畳み込み演算
によって線形歪を補償する処理を行う。この場合におい
て、非線形歪等化信号を前記低域通過フィルタリング処
理し、前記畳み込み演算することを考慮して、より精度
高く複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５９５】また請求項３０記載の発明によれば、Ｎ次
関数変換特性の変換式、及び係数更新式において、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) として複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５９６】また請求項３１記載の発明によれば、複素
入力信号を３次関数変換特性によって変換することによ
り、デジタル伝送における非線形歪で支配的な３次歪を
補償することができる。
【０５９７】また請求項３２記載の発明によれば、ｍ次
歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、搬送波再
生処理が引き込み過程では、 a m (n) = 0 とする。そして前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を位相
同期確立後に開始することにより、前記搬送波再生処理
の引き込み動作に悪影響を及ぼさず、複素信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０５９８】また請求項３３記載の発明によれば、複素
入力信号のＣ／Ｎを算出し、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をa m (n) とするとき、Ｎ次関数変換特性の
係数更新式において、前記Ｃ／Ｎが閾値以下では、 a m (n) = 0 とする。そして前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ
／Ｎ時のみ行うことにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼ
さず、複素信号中の非線形歪を補償することができる。
【０５９９】また請求項３４記載の発明によれば、ｍ次
歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) とすると
き、Ｎ次関数変換特性の係数更新式において、畳み込み
演算が引き込み過程では、 a m (n) = 0 とする。そして前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を線形
歪補償の収束後に開始することにより、畳み込み演算に
よる線形歪補償の収束動作に悪影響を及ぼさず、複素信
号中の非線形歪を補償することができる。
【０６００】また請求項３５記載の発明によれば、非線
形歪等化方法を実行するための信号処理手順を記載した
非線形歪等化プログラムを実現することができる。
【０６０１】また請求項３６記載の発明によれば、同期
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変
換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素
信号変換回路と同期復調回路を設けることにより、同期
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号の非線形歪を
補償することができる。
【０６０２】また請求項３７記載の発明によれば、差動
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変
換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素
信号変換回路と差動復調回路を設ける。このことによ
り、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号の非
線形歪を補償することができる。
【０６０３】また請求項３８記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n におけ
る値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)xm (n) (m > 1) を非線形歪補償用複素信号変換回路の変換式として、OF
DMベースバンド信号中の非線形歪を補償することができ
る。
【０６０４】また請求項３９記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして、T + gL≦ n≦ T + (g
+1)L - 1 ( g = 0, 1,… )とする。この期間におけるx
m (n) のＦＦＴ変換をX m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) ,W L = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とする。こ
うすると、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪を補償することができる。
【０６０５】また請求項４０記載の発明によれば、同期
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、ＦＦＴ回路の出力をH(k)で除算することによっ
て同期復調を行う。こうすることにより、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号の非線形歪を補償する
ことができる。
【０６０６】また請求項４１記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そしてT + gL≦ n≦ T + (g+
1)L- 1 ( g = 0, 1, … )とする。この期間におけるx
m (n) のＦＦＴ変換をX m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) ,W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,
…, L-1 ) を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式とする。こ
うすると、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪を補償することができる。
【０６０７】また請求項４２記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を1OFDM シンボル遅延した
信号で、ＦＦＴ回路の出力を除算することによって差動
復調を行う。こうすることにより、差動キャリア変調さ
れたOFDMベースバンド信号の非線形歪を補償することが
できる。
【０６０８】また請求項４３記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦＴ変
換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y
g-1(n'-T-(g-1)L)] *( n'=n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) , WL = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) と
なる。 これらの式を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
として、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪を補償することができる。
【０６０９】また請求項４４記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を1OFDM シンボル遅延した
信号の複素共役と、ＦＦＴ回路の出力とを乗算すること
によって差動復調を行う。このことにより、差動キャリ
ア変調されたOFDMベースバンド信号の非線形歪を補償す
ることができる。
【０６１０】また請求項４５記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦＴ変
換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
(n'-T-(g-1)L ) * ] *( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) ,W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…,
L-1 ) となる。 これらの式を非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
として、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号
中の非線形歪を補償することができる。
【０６１１】また請求項４６記載の発明によれば、c を
2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-
(c-1)以上0 以下の整数とするとき、非線形歪補償用係
数更新回路の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1)) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) となる。 これらの式をＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイ
ントを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記
代表値として補間することに置き換えることにより、小
さな回路規模でOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補
償することができる。
【０６１２】また請求項４７記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ変換出力の補間式で、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の(c-
1) ポイントを補間することに置き換える。このことに
より、小さな回路規模で、かつ精度良くOFDMベースバン
ド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６１３】また請求項４８記載の発明によれば、c を
2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-
(c-1)以上0 以下の整数とするとき、非線形歪補償用係
数更新回路の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs=1 to L/c x m ( T+gL+(s-1)
c+q ) W L/c (p-1)(s-1) W L/c = e -j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L
/c )となる。そして、ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎
に１ポイントを用いて1 ／cのポイント数のＦＦＴ変換
を行って代表値とする。 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行う。そして X m g (k) を Xm g (k)' に置き換えることにより、小さな回路規模でOFDMベース
バンド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６１４】また請求項４９記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ変換出力の補間式で、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の(c-
1) ポイントを補間することに置き換える。このことに
より、小さな回路規模で、かつ精度良くOFDMベースバン
ド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６１５】また請求項５０記載の発明によれば、f を
2 以上の整数とするとき、前記非線形歪補償用係数更新
回路の係数更新式は、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行う。このことにより、小さな消費電力でOFDMベース
バンド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６１６】また請求項５１記載の発明によれば、非線
形歪補償用複素信号変換回路の変換式、及び非線形歪補
償用係数更新回路の係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とする。こうするとOFDMベースバンド信号中の非線形歪
を補償することができる。
【０６１７】また請求項５２記載の発明によれば、非線
形歪補償用複素信号変換回路がOFDMベースバンド信号を
３次関数変換特性によって変換することにより、デジタ
ル伝送における非線形歪で支配的な３次歪を補償するこ
とができる。
【０６１８】また請求項５３記載の発明によれば、OFDM
ベースバンド信号のＣ／Ｎを算出するＣ／Ｎ算出回路を
有し、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa m (n)
とするとき、非線形歪補償用係数更新回路の係数更新式
は、Ｃ／Ｎ算出回路の算出したＣ／Ｎが閾値以下では a m (n) = 0 とする。そして非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ
時のみ動作することにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響を及ぼ
さず、OFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償するこ
とができる。
【０６１９】また請求項５４記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ回路が非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をその
出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に非線形歪補
償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行う。こうすること
により、１つのＦＦＴ回路を時間多重して動作させ、小
さな回路規模でOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補
償を行うことができる。
【０６２０】また請求項５５記載の発明によれば、同期
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつＦＦＴ回路が非線形歪補償用複素信号変換
回路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き
時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行う。こうするこ
とにより、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追
加することなく遅延プロファイルを算出することができ
る。
【０６２１】また請求項５６記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつＦＦＴ回路が非線形歪補償用複素信号変換
回路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き
時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行う。こうするこ
とにより、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信
号中の非線形歪の補償を行うとともに、新たな回路を追
加することなく遅延プロファイルを算出することができ
る。
【０６２２】また請求項５７記載の発明によれば、同期
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつ非線形歪補償用係数更新回路がその入力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)の
ＦＦＴ変換を行う。こうすることにより、同期キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を
行うとともに、新たな回路を追加することなく遅延プロ
ファイルを算出することができる。
【０６２３】また請求項５８記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつ非線形歪補償用係数更新回路がその入力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)の
ＦＦＴ変換を行う。こうすることにより、差動キャリア
変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を
行うとともに、新たな回路を追加することなく遅延プロ
ファイルを算出することができる。
【０６２４】また請求項５９記載の発明によれば、同期
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつ非線形歪補償用係数更新回路が係数更新を
行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
う。こうすることにより、同期キャリア変調されたOFDM
ベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、
消費電力を増加させることなく、遅延プロファイルを算
出することができる。
【０６２５】また請求項６０記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつ非線形歪補償用係数更新回路が係数更新を
行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
う。こうすることにより、差動キャリア変調されたOFDM
ベースバンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、
消費電力を増加させることなく、遅延プロファイルを算
出することができる。
【０６２６】また請求項６１記載の発明によれば、同期
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつＦＦＴ回路が非線形歪補償用複素信号変換
回路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き
時間に非線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行
い、かつ係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行う。こうすることにより、１つのＦＦ
Ｔ回路のみを時間多重して動作させ、小さな回路規模で
同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪の補償を行うとともに、消費電力を増加させること
なく遅延プロファイルを算出することができる。
【０６２７】また請求項６２記載の発明によれば、差動
復調回路がＦＦＴ回路の出力を用いて伝送路特性H(k)を
算出し、かつＦＦＴ回路が非線形歪補償用複素信号変換
回路の出力をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き
時間に非線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行
い、かつ係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行う。こうすることにより、１つのＦＦ
Ｔ回路のみを時間多重して動作させ、小さな回路規模で
差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪の補償を行うとともに、消費電力を増加させること
なく遅延プロファイルを算出することができる。
【０６２８】また請求項６３記載の発明によれば、同期
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変
換特性（Ｎ＞１）によって変換し、同期復調処理を行う
ことにより、同期キャリア変調されたOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６２９】また請求項６４記載の発明によれば、差動
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関数変
換特性（Ｎ＞１）によって変換し、差動復調処理を行う
ことにより、差動キャリア変調されたOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６３０】また請求項６５記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n におけ
る値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、y(n)
= x(n) + Σa m (n)xm (n) (m > 1)をＮ次関数変換特
性の変換式として、OFDMベースバンド信号中の非線形歪
を補償することができる。
【０６３１】また請求項６６記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換をX m
g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L k(j-T-gL) , WL = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。こうすると、
同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０６３２】また請求項６７記載の発明によれば、同期
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、ＦＦＴ処理出力をH(k)で除算することによって同
期復調を行うことにより、同期キャリア変調されたOFDM
ベースバンド信号の非線形歪を補償することができる。
【０６３３】また請求項６８記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換をX m
g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L k(j-T-gL) , WL = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。こうすると、
同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０６３４】また請求項６９記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ回路の出力を1OFDM シンボル遅延した
信号で、ＦＦＴ処理出力を除算することによって差動復
調を行うことにより、差動キャリア変調されたOFDMベー
スバンド信号の非線形歪を補償することができる。
【０６３５】また請求項７０記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始する。そして、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦＴ変
換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) ] *( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k)= Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k)= Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) WL = e -j2pie/L(m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) をＮ次関数変換特性の係数更新式とする。こうすると、
差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線
形歪を補償することができる。
【０６３６】また請求項７１記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ処理出力を1OFDMシンボル遅延した信
号の複素共役と、ＦＦＴ回路の出力とを乗算することに
よって差動復調を行うことにより、差動キャリア変調さ
れたOFDMベースバンド信号の非線形歪を補償することが
できる。
【０６３７】また請求項７２記載の発明によれば、入力
信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n
における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m (n) 、ス
テップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数とし、y
(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で時刻n =
T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とする。この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦＴ変
換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
( n'-T-(g-1)L ) * ] *( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k)= Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
k(j-T-gL) Y g (k)= Σj=(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
k(j-T-gL) WL = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 )をＮ
次関数変換特性の係数更新式とする。こうすると、差動
キャリア変調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪
を補償することができる。
【０６３８】また請求項７３記載の発明によれば、c を
2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-
(c-1)以上0 以下の整数とするとき、Ｎ次関数変換特性
の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) となる。 そしてＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイントを
用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代表値
として補間することに置き換える。このことにより、少
ない処理量でOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償
することができる。
【０６３９】また請求項７４記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ変換出力の補間式で、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) とする。 そして代表値に係数h gpb を乗じて、代表値以外の(c-
1) ポイントを補間することに置き換える。このことに
より、少ない処理量で、かつ精度良くOFDMベースバンド
信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６４０】また請求項７５記載の発明によれば、c を
2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及びr を-
(c-1)以上0 以下の整数とするとき、Ｎ次関数変換特性
の係数更新式は、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs =1 to L/c x m ( T+gL+(s-
1)c+q ) W L/c (p-1)(s-1) WL/c = e -j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L
/c ) とする。そしてＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポ
イントを用いて1 ／c のポイント数のＦＦＴ変換を行っ
て代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) を得る。これらの式により残りの(c-1) ポイントの補間
を行い、 X m g (k) を Xm g (k)' に置き換える。このことにより、少ない処理量でOFDMベ
ースバンド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６４１】また請求項７６記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ変換出力の補間式で、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) を得る。これらの式を用い、代表値に係数h gpb を乗じ
て、代表値以外の(c-1)ポイントを補間することに置き
換える。このことにより、少ない処理量で、かつ精度良
くOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償することが
できる。
【０６４２】また請求項７７記載の発明によれば、f を
2 以上の整数とするとき、Ｎ次関数変換特性の係数更新
式は、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
を行う。このことにより、小さな処理頻度でOFDMベース
バンド信号中の非線形歪を補償することができる。
【０６４３】また請求項７８記載の発明によれば、Ｎ次
関数変換特性の変換式、及び係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) としてOFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償するこ
とができる。
【０６４４】また請求項７９記載の発明によれば、OFDM
ベースバンド信号を３次関数変換特性によって変換する
ことにより、デジタル伝送における非線形歪で支配的な
３次歪を補償することができる。
【０６４５】また請求項８０記載の発明によれば、OFDM
ベースバンド信号のＣ／Ｎを算出し、ｍ次歪補償用係数
の時刻n における値をa m (n) とするとき、Ｎ次関数変
換特性の係数更新式は、Ｃ／Ｎが閾値以下では a m (n) = 0 とする。そしてＮ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ／Ｎ
時のみ動作する。このことにより、低Ｃ／Ｎ時に悪影響
を及ぼさず、OFDMベースバンド信号中の非線形歪を補償
することができる。
【０６４６】また請求項８１記載の発明によれば、ＦＦ
Ｔ処理が非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦＦ
Ｔ変換し、空き時間にＮ次関数変換特性の係数更新処理
中のＦＦＴ変換を行う。このことにより、１つのＦＦＴ
処理を時間多重して行い、少ない処理量でOFDMベースバ
ンド信号中の非線形歪の補償を行うことができる。
【０６４７】また請求項８２記載の発明によれば、同期
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＦＦＴ処理が非線形歪等化信号をその出力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)の
ＦＦＴ変換を行う。このことにより、同期キャリア変調
されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行う
とともに、新たな処理を追加することなく遅延プロファ
イルを算出することができる。
【０６４８】また請求項８３記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＦＦＴ処理が非線形歪等化信号をその出力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)の
ＦＦＴ変換を行う。このことにより、差動キャリア変調
されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行う
とともに、新たな処理を追加することなく遅延プロファ
イルを算出することができる。
【０６４９】また請求項８４記載の発明によれば、同期
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＮ次関数変換特性の係数更新処理がその入力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行う。このことにより、同期キャリア変
調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行
うとともに、新たな処理を追加することなく遅延プロフ
ァイルを算出することができる。
【０６５０】また請求項８５記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＮ次関数変換特性の係数更新処理がその入力
速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)
のＦＦＴ変換を行う。このことにより、差動キャリア変
調されたOFDMベースバンド信号中の非線形歪の補償を行
うとともに、新たな処理を追加することなく遅延プロフ
ァイルを算出することができる。
【０６５１】また請求項８６記載の発明によれば、同期
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＮ次関数変換特性の係数更新処理が係数更新
を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
うことにより、同期キャリア変調されたOFDMベースバン
ド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、処理頻度を
増加させることなく、遅延プロファイルを算出すること
ができる。
【０６５２】また請求項８７記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＮ次関数変換特性の係数更新処理が係数更新
を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
う。このことにより、差動キャリア変調されたOFDMベー
スバンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、処理
頻度を増加させることなく、遅延プロファイルを算出す
ることができる。
【０６５３】また請求項８８記載の発明によれば、同期
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＦＦＴ処理が非線形歪等化信号をその出力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間にＮ次関数変換特性
の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を
行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
う。こうして、１つのＦＦＴ処理のみを時間多重して行
い、小さな処理量で同期キャリア変調されたOFDMベース
バンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、処理頻
度を増加させることなく遅延プロファイルを算出するこ
とができる。
【０６５４】また請求項８９記載の発明によれば、差動
復調処理がＦＦＴ処理出力を用いて伝送路特性H(k)を算
出し、かつＦＦＴ処理が非線形歪等化信号をその出力速
度より速くＦＦＴ変換し、空き時間にＮ次関数変換特性
の係数更新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を
行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
う。こうして、１つのＦＦＴ処理のみを時間多重して行
い、少ない処理量で差動キャリア変調されたOFDMベース
バンド信号中の非線形歪の補償を行うとともに、処理頻
度を増加させることなく遅延プロファイルを算出するこ
とができる。
【０６５５】また請求項９０記載の発明によれば、非線
形歪等化方法を実行するための信号処理手順を記載した
非線形歪等化プログラムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における非線形歪等化回
路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１における非線形歪補償用複素信号
変換回路の構成を示すブロック図である。
【図３】実施の形態１におけると非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態１における３次歪補償用係数a3(n)
更新の様子を示す説明図である。
【図５】実施の形態１におけるルートロールオフコサイ
ンフィルタの構成を示すブロック図である。
【図６】実施の形態１における非線形歪補償用係数更新
回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７】実施の形態１における非線形歪補償用複素信号
変換回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８】実施の形態１におけると非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態２における非線形歪等化回
路の全体構成を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態２における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】実施の形態２における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図１２】実施の形態２における非線形歪補償用複素信
号変換回路と非線形歪補償用係数更新回路の構成を示す
他の一例のブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態３における非線形歪等化
回路の全体構成を示すブロック図である。
【図１４】実施の形態３における線形歪補償用複素信号
変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】実施の形態３におけると線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図１６】実施の形態３における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】実施の形態３における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図１８】実施の形態３における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図１９】実施の形態３における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図２０】実施の形態３における線形歪補償用複素信号
変換回路と非線形歪補償用係数更新回路の構成を示す他
の一例のブロック図である。
【図２１】本発明の実施の形態４における非線形歪等化
回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２２】実施の形態４における線形歪補償用複素信号
変換回路と線形歪補償用係数更新回路の構成を示すブロ
ック図である。
【図２３】実施の形態４における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図２４】実施の形態４における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図２５】実施の形態４における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図２６】実施の形態４における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図２７】実施の形態４における非線形歪補償用複素信
号変換回路と非線形歪補償用係数更新回路の構成を示す
他の一例のブロック図である。
【図２８】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示すブロック図である。
【図２９】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図３０】実施の形態５におけるバタフライ演算回路の
構成を示すブロック図である。
【図３１】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の構成を示
すブロック図である。
【図３２】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作の一
例を示す説明図である。
【図３３】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図３４】実施の形態５におけるバタフライ演算回路の
構成を示す他の一例のブロック図である。
【図３５】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の構成を示
す他の一例のブロック図である。
【図３６】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図である。
【図３７】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図３８】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図３９】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の構成を示
す他の一例のブロック図である。
【図４０】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その１）である。
【図４１】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その２）である。
【図４２】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その３）である。
【図４３】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その４）である。
【図４４】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図４５】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図４６】実施の形態５における遅延プロファイル算出
方法を示す説明図（その１）である。
【図４７】実施の形態５における遅延プロファイル算出
方法を示す説明図（その２）である。
【図４８】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図４９】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５０】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５１】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５２】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５３】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５４】実施の形態５における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５５】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５６】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５７】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図５８】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の構成を示
す他の一例のブロック図である。
【図５９】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その１）である。
【図６０】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その２）である。
【図６１】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その３）である。
【図６２】実施の形態５におけるＦＦＴ回路の動作を示
す他の一例の説明図（その４）である。
【図６３】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図６４】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図６５】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図６６】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図６７】実施の形態５における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図６８】実施の形態６における非線形歪等化回路の全
体構成を示すブロック図である。
【図６９】実施の形態６における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７０】実施の形態６における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７１】実施の形態６における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７２】実施の形態６における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７３】実施の形態７における非線形歪等化回路の全
体構成を示すブロック図である。
【図７４】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示すブロック図である。
【図７５】実施の形態７における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７６】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７７】実施の形態７における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７８】実施の形態７における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図７９】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８０】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８１】実施の形態７における非線形歪等化回路の全
体構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８２】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８３】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８４】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８５】実施の形態７における非線形歪補償用係数更
新回路の構成を示す他の一例のブロック図である。
【図８６】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その１）である。
【図８７】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その２）である。
【図８８】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その３）である。
【図８９】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その４）である。
【図９０】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その５）である。
【図９１】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その６）である。
【図９２】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その７）である。
【図９３】実施の形態７におけるＦＦＴ変換の補間方法
を示す説明図（その８）である。
【図９４】本発明の効果を示すコンピュータシミュレー
ションの結果である。
【図９５】従来例による非線形補償等化器の全体構成を
示すブロック図である。
【図９６】従来例による非線形補償等化器の部分構成図
である。
【図９７】図２８と図３３の非線形歪等化回路５０１の
主要構成要素を整理したブロック図である。
【図９８】非線形歪等化回路５０１の第１の変形例を示
すブロック図である。
【図９９】非線形歪等化回路５０１の第２の変形例を示
すブロック図である。
【図１００】非線形歪等化回路５０１の第３の変形例を
示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１，２０１，３０１，４０１，５０１，５７１，６
０１，６１１，６５１，６６１，８０１，８１１，８２
１，８３１，８４１，９０１，９１１，９２１，９３
１，９４１，９５１，９６１，９７１，９８１，９９１
非線形歪等化回路 １０２，１６１ 非線形歪補償用複素信号変換回路 １０３ ルートロールオフコサインフィルタ １０４ 誤差算出回路 １０５，１５１，１６２，２０２，２２１，２３１，３
０２，３３１，３４１，３５１，３６１，４０２，４１
１，４２１，４３１，４４１，５０６，５４１，５７
３，５９１，６１２，６２１，６３１，６４１， ６７
１，６８１，６９１，７１１，７２１，７３１，７４
１，７５１，９０５，９１２，９３２ 非線形歪補償用
係数更新回路 １０６ スライサ １０７ 複素減算器 １０８ 準同期検波回路 １０９ 直交検波器 １１０ 基準搬送波発生器 １１１ 搬送波再生回路 １１２ 位相誤差検出器 １１３ 低域通過フィルタ １１４ 数値制御発振器 １１５，１２７，１３２，１４４，１４５，１４６，１
６５，１６６，２１３，３１３，３１４，３１５，９０
４ 複素乗算器 １１６ Ｃ／Ｎ算出回路 １２１ 複素３乗回路 １２２，１２３，１２５，１２６，１３４，１３５ 乗
算器 １２４，１３６，１３７ 加算器 １２８，１４７，１６７，３１６，５２２ 複素加算器 １２９，１３８，１３９，１４１，１４２，１４３，３
１１，３１２，３１７，３１８，３２１，３３２ 遅延
素子 １６３ 複素Ｋ乗回路 １６４ 複素２乗回路 １３０ ＬＭＳ回路 １３１，２１２ 減算器 １３３ ステップパラメータ制御回路 ２１１ 位相回転補正回路 ３０３ 線形歪補償用複素信号変換回路 ３０４，４０３ 線形歪補償用係数更新回路 ３１９ センタタップ係数監視回路 ５０２，５６１，５７２，６９２ ＦＦＴ回路 ５０３ 同期復調回路 ５０４ 伝送路特性算出回路 ５０５ 複素除算器 ５１１ 係数更新制御回路 ５２１，５５１ バタフライ演算回路 ５２３ 回転演算子 ５３１，５６２，５８１，５８２，７０１，７０２，７
０３ Ｓ／Ｐ変換回路 ５３２，５６３，５８３，５８４，７０４，７０５，７
０６ Ｐ／Ｓ変換回路 ５８５，６３２，７０７，７４２ セレクタ ８０２，９０２ 差動復調回路 ８０３ １シンボル遅延回路 ９０３ 複素共役回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 加藤 久也 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5C025 AA20 DA01 DA04 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 DD34 DD43 5K046 AA05 BB03 EE06 EE37 EE51

Claims (90)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複素入力信号中の波形歪を補償する非線
    形歪等化回路であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力の低域成分
    のみを通過させる低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力と理想受信点との誤差を算
    出する誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  2. 【請求項２】 複素入力信号中の波形歪を補償する非線
    形歪等化回路であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力の低域成分
    のみを通過させる低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力の位相同期を確立する搬送
    波再生回路と、 前記搬送波再生回路の出力と理想受信点との誤差を算出
    する誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用い、かつ前記
    搬送波再生回路で行われる位相回転を補正して、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  3. 【請求項３】 複素入力信号中の波形歪を補償する非線
    形歪等化回路であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力の低域成分
    のみを通過させる低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力を畳み込み演算によって変
    換する線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記線形歪補償用複素信号変換回路の出力と理想受信点
    との誤差を算出する誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記線
    形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更
    新する線形歪補償用係数更新回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  4. 【請求項４】 複素入力信号中の波形歪を補償する非線
    形歪等化回路であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力の低域成分
    のみを通過させる低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力を畳み込み演算によって変
    換する線形歪補償用複素信号変換回路と、 前記線形歪補償用複素信号変換回路の出力の位相同期を
    確立する搬送波再生回路と、 前記搬送波再生回路の出力と理想受信点との誤差を算出
    する誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用い、かつ前記
    搬送波再生回路で行われる位相回転を補正して、前記線
    形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更
    新する線形歪補償用係数更新回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用い、かつ前記
    搬送波再生回路で行われる位相回転を補正して、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  5. 【請求項５】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の
    変換式は、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数
    の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) と
    するとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1) であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記
    載の非線形歪等化回路。
  6. 【請求項６】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時
    刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m(n) 、ステ
    ップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
    き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項１記載の非線形歪等化回
    路。
  7. 【請求項７】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前
    記搬送波再生回路での位相回転の時刻n における値をそ
    れぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラ
    メータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
    (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項２記載の非線形歪等化回
    路。
  8. 【請求項８】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時
    刻n における値をそれぞれx(n)、e(n)、a m(n) 、ステ
    ップパラメータをu 、及びd を１以上の整数とすると
    き、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項３記載の非線形歪等化回
    路。
  9. 【請求項９】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前
    記搬送波再生回路での位相回転の時刻n における値をそ
    れぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラ
    メータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
    (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項４記載の非線形歪等化回
    路。
  10. 【請求項１０】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、前記低域通過フィルタの各係数をCkFIL と
    するとき、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えたことを特徴とする請求項６〜９のいずれか
    １項記載の非線形歪等化回路。
  11. 【請求項１１】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、前記線形歪補償用係数更新回路の各係数の
    時刻n における値をCkLEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えたことを特徴とする請求項８〜９のいずれか
    １項記載の非線形歪等化回路。
  12. 【請求項１２】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、前記低域通過フィルタの各係数をCkFIL 、
    及び前記線形歪補償用係数更新回路の各係数の時刻n に
    おける値をCkLEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i),z(n) =ΣCkFIL x m (n-
    k) に置き換えたことを特徴とする請求項８〜９のいずれか
    １項記載の非線形歪等化回路。
  13. 【請求項１３】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路
    の変換式、及び前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とすることを特徴とする請求項５〜１２のいずれか１項
    記載の非線形歪等化回路。
  14. 【請求項１４】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路
    が、複素入力信号を３次関数変換特性によって変換する
    ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載の非
    線形歪等化回路。
  15. 【請求項１５】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa
    m (n) とするとき、前記搬送波再生回路が引き込み過程
    では、 a m (n) = 0 とし、 前記非線形歪補償用係数更新回路が位相同期確立後に動
    作を開始することを特徴とする請求項２、４のいずれか
    １項記載の非線形歪等化回路。
  16. 【請求項１６】 複素入力信号のＣ／Ｎを算出するＣ／
    Ｎ算出回路を有し、前記非線形歪補償用係数更新回路の
    係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値を
    a m (n) とするとき、前記Ｃ／Ｎ算出回路の算出したＣ
    ／Ｎが閾値以下では、 a m (n) = 0 とし、 前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ時のみ動作
    することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載
    の非線形歪等化回路。
  17. 【請求項１７】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa
    m (n) とするとき、前記線形歪補償用係数更新回路が引
    き込み過程では、 a m (n) = 0 とし、 前記非線形歪補償用係数更新回路が線形歪補償の収束後
    に動作を開始することを特徴とする請求項３〜４のいず
    れか１項記載の非線形歪等化回路。
  18. 【請求項１８】 複素入力信号中の波形歪を補償する非
    線形歪等化方法であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換して非線形歪等化信号を出力し、 前記非線形歪等化信号の低域成分のみを通過させる低域
    通過フィルタリング処理を行い、 前記低域通過フィルタリング処理出力と理想受信点との
    誤差信号を算出し、 前記誤差信号を用いて前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  19. 【請求項１９】 複素入力信号中の波形歪を補償する非
    線形歪等化方法であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換して非線形歪等化信号を出力し、 前記非線形歪等化信号の低域成分のみを通過させる低域
    通過フィルタリング処理を行い、 前記低域通過フィルタリング処理出力の位相同期の確立
    を行う搬送波再生処理を行い、 前記搬送波再生処理出力と理想受信点との誤差信号を算
    出し、 前記誤差信号を用い、かつ前記搬送波再生処理で行われ
    る位相回転を補正して前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  20. 【請求項２０】 複素入力信号中の波形歪を補償する非
    線形歪等化方法であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換して非線形歪等化信号を出力し、 前記非線形歪等化信号の低域成分のみを通過させる低域
    通過フィルタリング処理を行い、 前記低域通過フィルタリング処理出力を畳み込み演算に
    よって変換して線形歪等化信号を出力し、 前記線形歪等化信号と理想受信点との誤差信号を算出
    し、 前記誤差信号を用いて前記畳み込み演算の係数を更新
    し、 前記誤差信号を用いて前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  21. 【請求項２１】 複素入力信号中の波形歪を補償する非
    線形歪等化方法であって、 複素入力信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変
    換して非線形歪等化信号を出力し、 前記非線形歪等化信号の低域成分のみを通過させる低域
    通過フィルタリング処理を行い、 前記低域通過フィルタリング処理出力を畳み込み演算に
    よって変換して線形歪等化信号を出力し、 前記線形歪等化信号の位相同期の確立を行う搬送波再生
    処理を行い、 前記搬送波再生処理出力と理想受信点との誤差信号を算
    出し、 前記誤差信号を用い、かつ前記搬送波再生処理で行われ
    る位相回転を補正して前記畳み込み演算の係数を更新
    し、 前記誤差信号を用い、かつ前記搬送波再生処理で行われ
    る位相回転を補正して前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  22. 【請求項２２】 前記Ｎ次関数変換特性の変換式は、入
    力信号、出力信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n における
    値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n)x m (n) (m > 1) であることを特徴とする請求項１８〜２１のいずれか１
    項記載の非線形歪等化方法。
  23. 【請求項２３】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n に
    おける値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパ
    ラメータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項１８記載の非線形歪等化
    方法。
  24. 【請求項２４】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前記搬送
    波再生処理での位相回転の時刻n における値をそれぞれ
    x(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメータ
    をu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
    (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項１９記載の非線形歪等化
    方法。
  25. 【請求項２５】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数の時刻n に
    おける値をそれぞれx(n)、e(n)、a m (n) 、ステップパ
    ラメータをu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ xm (n) ] * (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項２０記載の非線形歪等化
    方法。
  26. 【請求項２６】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数、前記搬送
    波再生処理での位相回転の時刻n における値をそれぞれ
    x(n)、e(n)、a m (n) 、e jp(n) 、ステップパラメータ
    をu 、及びd を１以上の整数とするとき、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ x m (n) ] * e -jp(n)
    (m > 1) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) であることを特徴とする請求項２１記載の非線形歪等化
    方法。
  27. 【請求項２７】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、前記低域通過フィルタリング処理の各係数をCkFIL
    とするとき、 x m (n) をΣCkFIL x m (n-k) に置き換えたことを特徴とする請求項２３〜２６のいず
    れか１項記載の非線形歪等化方法。
  28. 【請求項２８】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、前記畳み込み演算の各係数の時刻n における値をCk
    LEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCkLEQ (n) x m (n-k) に置き換えたことを特徴とする請求項２５〜２６のいず
    れか１項記載の非線形歪等化方法。
  29. 【請求項２９】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、前記低域通過フィルタリング処理の各係数をC
    kFIL 、及び畳み込み演算の各係数の時刻n における値
    をCkLEQ (n) とするとき、 x m (n) をΣCiLEQ (n)z(n-i), z(n) = ΣCkFIL x m (n
    -k) に置き換えたことを特徴とする請求項２５〜２６のいず
    れか１項記載の非線形歪等化方法。
  30. 【請求項３０】 前記Ｎ次関数変換特性の変換式、及び
    係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1 (n) ｜ x(n) とすることを特徴とする請求項２２〜２９のいずれか１
    項記載の非線形歪等化方法。
  31. 【請求項３１】 複素入力信号を３次関数変換特性によ
    って変換することを特徴とする請求項１８〜２１のいず
    れか１項記載の非線形歪等化方法。
  32. 【請求項３２】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) と
    する時、前記搬送波再生処理が引き込み過程では、 a m (n) = 0 とし、 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を位相同期確立後に開
    始することを特徴とする請求項１９、２１のいずれか１
    項記載の非線形歪等化方法。
  33. 【請求項３３】 複素入力信号のＣ／Ｎを算出し、前記
    Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の
    時刻n における値をa m (n) とするとき、前記Ｃ／Ｎが
    閾値以下では、 a m (n) = 0 とし、 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ／Ｎ時のみ行う
    ことを特徴とする請求項１８〜２１のいずれか１項記載
    の非線形歪等化方法。
  34. 【請求項３４】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、ｍ次歪補償用係数の時刻n における値をa m (n) と
    するとき、前記畳み込み演算が引き込み過程では、 a m (n) = 0 とし、 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を線形歪補償の収束後
    に開始することを特徴とする請求項２０〜２１のいずれ
    か１項記載の非線形歪等化方法。
  35. 【請求項３５】 請求項１８〜３４のいずれか１項記載
    の非線形歪等化方法を実行するための信号処理手順を記
    載したことを特徴とする非線形歪等化プログラム。
  36. 【請求項３６】 同期キャリア変調されたOFDMベースバ
    ンド信号中の波形歪を補償する非線形歪等化回路であっ
    て、 同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関
    数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用
    複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ変
    換するＦＦＴ回路と、 前記ＦＦＴ回路の出力の同期復調を行う同期復調回路
    と、 前記同期復調回路の出力と理想受信点との誤差を算出す
    る誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  37. 【請求項３７】 差動キャリア変調されたOFDMベースバ
    ンド信号中の波形歪を補償する非線形歪等化回路であっ
    て、 差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関
    数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用
    複素信号変換回路と、 前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ変
    換するＦＦＴ回路と、 前記ＦＦＴ回路の出力と、前記ＦＦＴ回路の出力を1OFD
    M シンボル遅延した信号を用いて差動復調を行う差動復
    調回路と、 前記差動復調回路の出力と理想受信点との誤差を算出す
    る誤差算出回路と、 前記誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、前記非
    線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を
    更新する非線形歪補償用係数更新回路と、を具備するこ
    とを特徴とする非線形歪等化回路。
  38. 【請求項３８】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路
    の変換式は、入力信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係
    数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n)
    とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n) x m (n) (m > 1) であることを特徴とする請求項３６〜３７のいずれか１
    項記載の非線形歪等化回路。
  39. 【請求項３９】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
    償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
    (n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を1
    以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
    ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
    X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n-T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e -j2pie /L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項３６記載の非線形歪等化
    回路。
  40. 【請求項４０】 前記同期復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、前記ＦＦＴ回
    路の出力をH(k)で除算することによって同期復調を行う
    ことを特徴とする請求項３６記載の非線形歪等化回路。
  41. 【請求項４１】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
    償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
    (n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
    以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
    ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
    X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
    T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj = (T+gL)to(T+(g+1)L-1) xm (j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e -j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項４０記載の非線形歪等化
    回路。
  42. 【請求項４２】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を前記1OFDMシンボル遅延した信号で、前記ＦＦ
    Ｔ回路の出力を除算することによって差動復調を行うこ
    とを特徴とする請求項３７記載の非線形歪等化回路。
  43. 【請求項４３】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
    償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
    (n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
    以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
    ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
    Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
    ( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie /L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項４２記載の非線形歪等化
    回路。
  44. 【請求項４４】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を前記1OFDMシンボル遅延した信号の複素共役
    と、前記ＦＦＴ回路の出力とを乗算することによって差
    動復調を行うことを特徴とする請求項３７記載の非線形
    歪等化回路。
  45. 【請求項４５】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補
    償用係数の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e
    (n)、a m (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１
    以上の整数とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイ
    ント数L で時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
    Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
    ( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項４４記載の非線形歪等化
    回路。
  46. 【請求項４６】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、c を２以上の整数、q を0 以上c-1 以下の
    整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2,
    3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1
    かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/
    c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q
    +b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q
    +b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
    トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
    表値として補間することに置き換えたことを特徴とする
    請求項３９、４１、４３、４５のいずれか１項記載の非
    線形歪等化回路。
  47. 【請求項４７】 前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
    表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
    ことを特徴とする請求項４６記載の非線形歪等化回路。
  48. 【請求項４８】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、c を２以上の整数、q を0 以上c-1 以下の
    整数、及びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs =1 to L/c x m ( T+gL+(s-
    1)c+q ) W L/c (p-1)(s-1) , W L/c = e-j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
    ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
    代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' （ p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、 X m g (k) を Xm g (k)' に置き換えたことを特徴とする請求項３９、４１、４
    ３、４５のいずれか１項記載の非線形歪等化回路。
  49. 【請求項４９】 前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
    表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
    ことを特徴とする請求項４８記載の非線形歪等化回路。
  50. 【請求項５０】 前記非線形歪補償用係数更新回路の係
    数更新式は、f を２以上の整数とするとき、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
    を行うことを特徴とする請求項３９、４１、４３、及び
    ４５〜４９のいずれか１項記載の非線形歪等化回路。
  51. 【請求項５１】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路
    の変換式、及び前記非線形歪補償用係数更新回路の係数
    更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とすることを特徴とする請求項３８、３９、４１、４
    ３、及び４５〜５０のいずれか１項記載の非線形歪等化
    回路。
  52. 【請求項５２】 前記非線形歪補償用複素信号変換回路
    が、OFDMベースバンド信号を３次関数変換特性によって
    変換することを特徴とする請求項３６〜３７のいずれか
    １項記載の非線形歪等化回路。
  53. 【請求項５３】 OFDMベースバンド信号のＣ／Ｎを算出
    するＣ／Ｎ算出回路を有し、前記非線形歪補償用係数更
    新回路の係数更新式は、ｍ次歪補償用係数の時刻n にお
    ける値をa m (n) とするとき、前記Ｃ／Ｎ算出回路の算
    出したＣ／Ｎが閾値以下では a m (n)= 0とし、 前記非線形歪補償用係数更新回路が高Ｃ／Ｎ時のみ動作
    することを特徴とする請求項３６〜３７のいずれか１項
    記載の非線形歪等化回路。
  54. 【請求項５４】 前記ＦＦＴ回路は、前記非線形歪補償
    用複素信号変換回路の出力をその出力速度より速くＦＦ
    Ｔ変換し、空き時間に前記非線形歪補償用係数更新回路
    中のＦＦＴ変換を行うことを特徴とする請求項３６〜３
    ７のいずれか１項記載の非線形歪等化回路。
  55. 【請求項５５】 前記同期復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦ
    Ｔ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力を
    その出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路
    特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算
    出することを特徴とする請求項３６記載の非線形歪等化
    回路。
  56. 【請求項５６】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦ
    Ｔ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力を
    その出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に伝送路
    特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファイルを算
    出することを特徴とする請求項３７記載の非線形歪等化
    回路。
  57. 【請求項５７】 前記同期復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線
    形歪補償用係数更新回路はその入力速度より速くＦＦＴ
    変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行っ
    て、遅延プロファイルを算出することを特徴とする請求
    項３６記載の非線形歪等化回路。
  58. 【請求項５８】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線
    形歪補償用係数更新回路はその入力速度より速くＦＦＴ
    変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行っ
    て、遅延プロファイルを算出することを特徴とする請求
    項３７記載の非線形歪等化回路。
  59. 【請求項５９】 前記同期復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線
    形歪補償用係数更新回路は係数更新を行わない空き時間
    に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファ
    イルを算出することを特徴とする請求項５０記載の非線
    形歪等化回路。
  60. 【請求項６０】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記非線
    形歪補償用係数更新回路は係数更新を行わない空き時間
    に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロファ
    イルを算出することを特徴とする請求項５０記載の非線
    形歪等化回路。
  61. 【請求項６１】 前記同期復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦ
    Ｔ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力を
    その出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記非
    線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行い、かつ
    係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ
    変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特徴
    とする請求項５９記載の非線形歪等化回路。
  62. 【請求項６２】 前記差動復調回路は、前記ＦＦＴ回路
    の出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦ
    Ｔ回路は前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力を
    その出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に前記非
    線形歪補償用係数更新回路中のＦＦＴ変換を行い、かつ
    係数更新を行わない空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ
    変換を行って、遅延プロファイルを算出することを特徴
    とする請求項６０記載の非線形歪等化回路。
  63. 【請求項６３】 同期キャリア変調されたOFDMベースバ
    ンド信号中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であっ
    て、 同期キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関
    数変換特性（Ｎ＞１）によって変換して非線形歪等化信
    号を出力し、 前記非線形歪等化信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ処理を行
    い、 前記ＦＦＴ処理出力の同期復調を行う同期復調処理を行
    い、 前記同期復調処理出力と理想受信点との誤差を算出し、 前記誤差信号を用い、前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  64. 【請求項６４】 差動キャリア変調されたOFDMベースバ
    ンド信号中の波形歪を補償する非線形歪等化方法であっ
    て、 差動キャリア変調されたOFDMベースバンド信号をＮ次関
    数変換特性（Ｎ＞１）によって変換して非線形歪等化信
    号を出力し、 前記非線形歪等化信号をＦＦＴ変換するＦＦＴ処理を行
    い、 前記ＦＦＴ処理出力と、前記ＦＦＴ処理出力を1OFDM シ
    ンボル遅延した信号を用いて差動復調を行う差動復調処
    理を行い、 前記差動復調処理出力と理想受信点との誤差を算出し、 前記誤差信号を用い、前記Ｎ次関数変換特性の係数を更
    新することを特徴とする非線形歪等化方法。
  65. 【請求項６５】 前記Ｎ次関数変換特性の変換式は、入
    力信号、出力信号、及びｍ次歪補償用係数の時刻n にお
    ける値をそれぞれx(n)、y(n)、a m (n) とするとき、 y(n) = x(n) + Σa m (n) x m (n) (m > 1) であることを特徴とする請求項６３〜６４のいずれか１
    項記載の非線形歪等化方法。
  66. 【請求項６６】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数
    の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m
    (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を1 以上の整数
    とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で
    時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
    X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n)[ Xm g (n - T - gL) ]* a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項６３記載の非線形歪等化
    方法。
  67. 【請求項６７】 前記同期復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、前記ＦＦＴ処理
    出力をH(k)で除算することによって同期復調を行うこと
    を特徴とする請求項６３記載の非線形歪等化方法。
  68. 【請求項６８】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数
    の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m
    (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以上の整数
    とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で
    時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるx m (n) のＦＦＴ変換を
    X m g (k) と表すと、 a m (n+d) = a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／H(n-
    T-gL) ] * a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項６７記載の非線形歪等化
    方法。
  69. 【請求項６９】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号で、前記ＦＦＴ
    処理出力を除算することによって差動復調を行うことを
    特徴とする請求項６４記載の非線形歪等化方法。
  70. 【請求項７０】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数
    の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m
    (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以上の整数
    とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で
    時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
    Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)／Y g-1
    ( n'-T-(g-1)L ) ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項６９記載の非線形歪等化
    方法。
  71. 【請求項７１】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を前記1OFDM シンボル遅延した信号の複素共役と、
    前記ＦＦＴ処理出力とを乗算することによって差動復調
    を行うことを特徴とする請求項６４記載の非線形歪等化
    方法。
  72. 【請求項７２】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、入力信号、出力信号、誤差信号、ｍ次歪補償用係数
    の時刻n における値をそれぞれx(n)、y(n)、e(n)、a m
    (n) 、ステップパラメータをu 、及びd を１以上の整数
    とし、y(n)及びx m (n) のＦＦＴ変換はポイント数L で
    時刻n = T から動作を開始し、 T + gL≦ n≦ T + (g+1)L - 1 ( g = 0, 1,… ) とするとき、この期間におけるy(n)及びx m (n) のＦＦ
    Ｔ変換をそれぞれY g (k) 、X m g (k) と表すと、 a m (n+d)= a m (n) + ue(n) [ X m g (n-T-gL)・Y g-1
    ( n'-T-(g-1)L ) * ] * ( n' = n - L ) a m (n+i) = a m (n) ( i = 0, 1,…, d-1 ) X m g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) x m (j) W L
    k(j-T-gL) Y g (k) = Σj =(T+gL)to(T+(g+1)L-1) y(j) W L
    k(j-T-gL) , W L = e-j2pie/L (m > 1; k = 0, 1,…, L-1 ) であることを特徴とする請求項７１記載の非線形歪等化
    方法。
  73. 【請求項７３】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、c を2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及
    びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c-1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = Xm g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記ＦＦＴ変換の出力のc ポイント毎に１ポイン
    トを用いて代表値とし、残りの(c-1) ポイントを前記代
    表値として補間することに置き換えたことを特徴とする
    請求項６６、６８、７０、７２のいずれか１項記載の非
    線形歪等化方法。
  74. 【請求項７４】 前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 2, 3, …, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b ) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = 1 かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) = hgpb X m g ( (p-1)c+q ) ( p = L/c かつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
    表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
    ことを特徴とする請求項７３記載の非線形歪等化方法。
  75. 【請求項７５】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、c を2 以上の整数、q を0 以上c-1 以下の整数、及
    びr を-(c-1)以上0 以下の整数とするとき、 X m g ( (p-1)c+q ) '=Σs=1 to L/c x m( T+gL+(s-1)c
    +q ) W L/c (p-1)(s-1)， W L/c = e -j2pie/(L/c) ( m > 1; p = 1, 2, …, L/c ) として、前記ＦＦＴ変換の入力のc ポイント毎に１ポイ
    ントを用いて１／c のポイント数のＦＦＴ変換を行って
    代表値とし、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b)' = X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として、残りの(c-1) ポイントの補間を行い、 X m g (k) を Xm g (k)'に置き換えたことを特徴とする
    請求項６６、６８、７０、７２のいずれか１項記載の非
    線形歪等化方法。
  76. 【請求項７６】 前記ＦＦＴ変換出力の補間式は、 X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 2, 3,…, (L/c- 1) ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≧ 0 ) X m g ( (p-1)c+q+b )' = h gpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≦ c-1 ) X m g-1(L+q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = 1かつ q+b≦ -1 ) X m g+1(q+b) ' = hgpb X m g ( (p-1)c+q )' ( p = L/cかつ q+b≧ c ) ( b = r, r+1, …, r+(c-1) ) として前記代表値に係数h gpb を乗じることにより、代
    表値以外の(c-1) ポイントを補間することに置き換えた
    ことを特徴とする請求項７５記載の非線形歪等化方法。
  77. 【請求項７７】 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式
    は、f を２以上の整数とするとき、 a m (T + (g+v)L + w) = am (T + (g+1)L - 1) ( v = 1, 2, …, f-1; w = 0, 1,…, L-1 ) としてf OFDMシンボル毎に1OFDM シンボルのみ係数更新
    を行うことを特徴とする請求項６６、６８、７０、及び
    ７２〜７６のいずれか１項記載の非線形歪等化方法。
  78. 【請求項７８】 前記Ｎ次関数変換特性の変換式、及び
    係数更新式は、 x m (n) = ｜x m-1(n)｜ x(n) とすることを特徴とする請求項６５、６６、６８、７
    ０、及び７２〜７５のいずれか１項記載の非線形歪等化
    方法。
  79. 【請求項７９】 OFDMベースバンド信号を３次関数変換
    特性によって変換することを特徴とする請求項６３〜６
    ４のいずれか１項記載の非線形歪等化方法。
  80. 【請求項８０】 OFDMベースバンド信号のＣ／Ｎを算出
    し、前記Ｎ次関数変換特性の係数更新式は、ｍ次歪補償
    用係数の時刻n における値をa m (n) とするとき、前記
    Ｃ／Ｎが閾値以下では a m (n)= 0とし、 前記Ｎ次関数変換特性の係数更新を高Ｃ／Ｎ時のみ動作
    することを特徴とする請求項６３〜６４のいずれか１項
    記載の非線形歪等化方法。
  81. 【請求項８１】 前記ＦＦＴ処理は、前記非線形歪等化
    信号をその出力速度より速くＦＦＴ変換し、空き時間に
    前記Ｎ次関数変換特性の係数更新処理中のＦＦＴ変換を
    行うことを特徴とする請求項６３〜６４のいずれか１項
    記載の非線形歪等化方法。
  82. 【請求項８２】 前記同期復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ
    処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦ
    ＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を
    行って、遅延プロファイルを算出することを特徴とする
    請求項６３記載の非線形歪等化方法。
  83. 【請求項８３】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ
    処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦ
    ＦＴ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を
    行って、遅延プロファイルを算出することを特徴とする
    請求項６４記載の非線形歪等化方法。
  84. 【請求項８４】 前記同期復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関
    数変換特性の係数更新処理はその入力速度より速くＦＦ
    Ｔ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
    って、遅延プロファイルを算出することを特徴とする請
    求項６３記載の非線形歪等化方法。
  85. 【請求項８５】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関
    数変換特性の係数更新処理はその入力速度より速くＦＦ
    Ｔ変換し、空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行
    って、遅延プロファイルを算出することを特徴とする請
    求項６４記載の非線形歪等化方法。
  86. 【請求項８６】 前記同期復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関
    数変換特性の係数更新処理は係数更新を行わない空き時
    間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロフ
    ァイルを算出することを特徴とする請求項７７記載の非
    線形歪等化方法。
  87. 【請求項８７】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記Ｎ次関
    数変換特性の係数更新処理は係数更新を行わない空き時
    間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延プロフ
    ァイルを算出することを特徴とする請求項７７記載の非
    線形歪等化方法。
  88. 【請求項８８】 前記同期復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ
    処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦ
    ＦＴ変換し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特性の係数更
    新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を行わない
    空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延
    プロファイルを算出することを特徴とする請求項８６記
    載の非線形歪等化方法。
  89. 【請求項８９】 前記差動復調処理は、前記ＦＦＴ処理
    出力を用いて伝送路特性H(k)を算出し、かつ前記ＦＦＴ
    処理は前記非線形歪等化信号をその出力速度より速くＦ
    ＦＴ変換し、空き時間に前記Ｎ次関数変換特性の係数更
    新処理中のＦＦＴ変換を行い、かつ係数更新を行わない
    空き時間に伝送路特性H(k)のＦＦＴ変換を行って、遅延
    プロファイルを算出することを特徴とする請求項８７項
    記載の非線形歪等化方法。
  90. 【請求項９０】 請求項６３〜８９のいずれか１項記載
    の非線形歪等化方法を実行するための信号処理手順を記
    載したことを特徴とする非線形歪等化プログラム。
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