JP2012120409A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ベクトル制御による運転域をできるだけ拡張することのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を圧縮機モータ５に供給するインバータ３と、ベクトル制御部３１とＶ／ｆ制御部３２とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択し、選択制御方法に従ったＰＷＭ信号を生成するインバータ制御装置４とを備え、インバータ制御装置４は、インバータ３の入力電圧と第１閾値とが関連付けられている第１情報を保有しており、ベクトル制御で生成される電圧指令値が第１情報から決定される第１閾値以上となった場合に、選択制御方法をベクトル制御部３１からＶ／ｆ制御部３２に切り換え、かつ、第１閾値がベクトル制御によって出力可能な最大電圧に設定されているモータ駆動装置１を提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動装置に関するものである。

従来、モータ駆動方法として、モータの回転周波数指令に電圧を比例させるＶ／ｆ制御が知られている。Ｖ／ｆ制御では、モータ制御パラメータの調整が容易であり、電圧利用率が高く、高速運転に適する反面、電流制御ループなしで電圧と１次周波数の関係を概ね一致させるように制御するため、圧縮機のような変動負荷に対しては中・低速駆動において電流が脈動する可能性がある。
また、他のモータ駆動方法として、ベクトル制御が知られている。ベクトル制御は、電流制御ループをもち、モータ位置（または推定位置）に基づいて出力電圧を決定する。このため、電流脈動の低減が可能である反面、制御が煩雑化するために、高速域での制御が難しい。

上記のように、Ｖ／ｆ制御とベクトル制御とは、得意とする回転域が異なる。そこで、ベクトル制御を低・中速域で採用し、Ｖ／ｆ制御を高速域で採用することにより、低・中速域の電流脈動を低減し、かつ、高速域を容易に運転する方法が特許文献１において提案されている。特許文献１には、所定回転数未満の速度域についてはベクトル制御を採用し、所定回転数以上の速度域についてはＶ／ｆ制御を採用する技術が開示されている。

特開２００５−２１０８１３号公報

ところで、モータ駆動においては、ベクトル制御を利用できる回転域をできるだけ広くしたいという要望がある。しかしながら、ベクトル制御で運転可能な最大回転数は入力電圧によって異なる。したがって、特許文献１に開示されているように、回転数に基づいて制御を切り換える場合には、最低入力電圧を考慮して、例えば、最低入力電圧に対して出力可能な最大回転数に制御切り換えの閾値を設定する必要があり、定格電圧におけるベクトル制御の運転域を狭めてしまうという問題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、ベクトル制御による運転域をできるだけ拡張することのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、ベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択し、前記選択制御方法に従ったＰＷＭ信号を生成するインバータ制御手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記インバータの入力電圧と第１閾値とが関連付けられている第１情報を保有しており、前記ベクトル制御で生成される電圧指令値が前記第１情報から決定される前記第１閾値以上となった場合に、前記選択制御方法を前記ベクトル制御から前記Ｖ／ｆ制御に切り換え、かつ、前記第１閾値が前記ベクトル制御によって出力可能な最大電圧に設定されているモータ駆動装置を提供する。

本発明によれば、ベクトル制御によって出力可能な最大出力電圧を第１閾値として制御切り換えの判断条件に用いており、更に、この第１閾値は入力電圧に応じて変更されるので、モータの運転状態に応じてベクトル制御が採用されるモータ回転数を限界近傍まで高めることが可能となる。これにより、ベクトル制御を採用する速域を拡張することができる。

上記モータ駆動装置において、前記インバータ制御手段における前記ベクトル制御では、トルク指令を前記モータ負荷トルクに一致させ、該トルク指令に応じた電圧指令値を生成することとしてもよい。

このような構成によれば、トルク指令をモータの負荷トルクに一致させ、このトルク指令に基づいた３相電圧指令を生成するので、ベクトル制御が選択されている速域において、モータの負荷トルク変動に合わせてモータの出力トルクを速やかに追従させることが可能となる。

上記モータ駆動装置において、前記インバータ制御手段は、前記選択制御方法として前記Ｖ／ｆ制御が選択されている場合において、前記インバータの入力電圧または入力電流に含まれるリップルの振幅を検出し、該リップルの振幅が予め設定されている所定の閾値以上となった場合に、前記選択制御方法を前記Ｖ／ｆ制御から前記ベクトル制御に切り換えることとしてもよい。

このような構成によれば、インバータの入力電圧または入力電流に含まれるリップルの振幅を制御切り換え条件として用いることにより、インバータへの入力電圧の脈動が大きくなり、モータ制御が不安定になりそうな場合には、これを速やかに察知して、Ｖ／ｆ制御からベクトル制御に切り換えることにより、インバータへの入力電圧の脈動を速やかに抑制することができ、安定したモータ制御を実現することができる。

上記モータ駆動装置において、前記インバータ制御手段は、起動時において、前記選択制御方法として前記ベクトル制御を選択することとしてもよい。

上記構成によれば、起動時において、ベクトル制御を採用することにより、例えば、オープンループの同期制御を起動時に採用した場合に比べて、電流のピーク値を低減することができる。これにより、インバータにおけるパワートランジスタ（スイッチング素子）の電流容量を低減することができ、コストダウンを図ることができる。

上記モータ駆動装置において、前記インバータ制御手段は、前記ベクトル制御による起動時において、推定速度値の下限値を設定し、該下限値を用いて起動時における速度及び位置推定を行うこととしてもよい。

このような構成によれば、起動時における速度・位置推定においては、予め保有された推定速度値の下限値が用いられるので、起動時の速度推定において最低レベルの積算値を確保することができ、良好な起動特性を得ることが可能となる。

本発明のモータ駆動装置によれば、ベクトル制御による運転域を拡張することができるという効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 図１に示したベクトル制御部の概略構成を示した図である。 図１に示したＶ／ｆ制御部の概略構成を示した図である。 本発明の第２の実施形態に係るベクトル制御部の概略構成を示した図である。 第１情報の一例を示した図である。

以下に、本発明に係るモータ駆動装置を空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るモータ駆動装置は、下記に示す圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置１の概略構成を示した図である。図１に示されるように、モータ駆動装置１は、コンバータ２と、インバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御装置４とを主な構成として備えている。また、図１において、符号５は、モータ駆動装置１により駆動される圧縮機モータである。

コンバータ２は、ＡＣ電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ３に供給する。インバータ３は、例えば、６つのスイッチング素子からなる３相ブリッジ回路を備えており、直流入力電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧を圧縮機モータ５に供給する。インバータ３が備えるスイッチング素子のオンオフが、インバータ制御装置４によって制御されることにより、圧縮機モータ５の速度やトルクが制御される。

インバータ３から圧縮機モータ５に流れる３相の電流は電流検出回路６によって検出されインバータ制御装置４に出力される。なお、図１では、インバータ３から出力される３相の電力線にそれぞれ電流センサを設置し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出する場合を例示しているが、例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、いずれか２つの電流値を検出し、検出した２相の電流から残りの１相の電流を演算で求めることとしてもよい。このようにすることで、センサを一つ省略することができる。また、図１に示したセンサ位置に代えて、例えば、インバータ３の入力側における負極電力線またはインバータ３内のブリッジ回路の下方アーム部にシャント抵抗を設け、その両端電圧と抵抗値とにより各相の電流を検出することとしてもよい。このように、本発明において、電流検出の手段については特に限定されない。

インバータ３の直流入力電圧（以下「インバータ入力電圧Ｖｄｃ」という。）は、電圧検出回路７によって検出されインバータ制御装置４に出力される。

インバータ制御装置４は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、内蔵メモリに記録されている制御用コンピュータプログラムを読み出して実行することにより、モータ負荷に応じて決定されるモータ回転数指令やトルク指令に応じたインバータ３の制御信号を生成し、インバータ３に与える。図１では、インバータ制御装置４が備える機能を機能展開して示している。図１に示すように、インバータ制御装置４は、制御手法としてベクトル制御部３１及びＶ／ｆ制御部３２の２つの制御部を備えており、更に、ベクトル制御部３１またはＶ／ｆ制御部３２により生成された電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１２、ベクトル制御部３１及びＶ／ｆ制御部３２のうちいずれか一方を選択制御方法として選択し、切り換えを行う選択部１３を主な構成として備えている。

ベクトル制御部３１は、ここでは、センサレスベクトル制御を採用しており、電流検出回路６によって計測された電流に基づいて圧縮機モータ５のロータの速度及び位置を推定し、推定したロータ速度が速度指令に一致するような３相電圧指令を求める。
具体的には、図２に示すように、ベクトル制御部３１は、３相／２相変換部２１、速度・位置推定部２２、トルク指令演算部２３、指令変換部２４、電圧指令演算部２５、２相／３相変換部２６を備えている。これら各部は、システムクロックのクロックサイクル毎に各処理を実行する。

３相／２相変換部２１には、電流検出回路６において検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流値がＡ／Ｄ変換されて入力される。３相／２相変換部２１は、入力された３相の電流からｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄを求める。

速度・位置推定部２２は、３相／２相変換部２１で算出されたｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄと、１つ前のシステムクロックにおいて求められたｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とから、現在のロータの推定位置θ_ｅｓ及びロータの推定速度ω_ｅｓを算出する。推定位置θ_ｅｓ及び推定速度ω_ｅｓは、圧縮機モータ５のモータモデルを用いて算出される。

トルク指令演算部２３は、回転数指令ω^＊とロータの推定速度（回転数）ω_ｅｓとの偏差がゼロとなるようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄを生成する。指令変換部２４は、トルク指令ｔ＿ｃｍｄからｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とを生成する。

電圧指令演算部２５は、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差、及びｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差がゼロに近づくようなｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊を決定する。

２相／３相変換部２６は、決定されたｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊に対して２相／３相変換を行い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する３相電圧指令を算出する。算出した３相電圧指令はＰＷＭ信号生成部１２及び選択部１３に出力されるようになっている。

Ｖ／ｆ制御部３２は、図３に示すように、３相／２相変換部４１、位相指令演算部４２、電圧指令演算部４３、及び２相／３相変換部４４を備えている。Ｖ／ｆ制御部３２では、図３に示されている各部による演算が、システムクロックのクロックサイクル毎に行われる。

３相／２相変換部４１には、電流検出回路６によって検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値がＡ／Ｄ変換されて入力され、これら情報と位相指令演算部４２から与えられるステータ側の１次周波数の位相指令θ^＊とを用いて３相／２相変換が行われ、γ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δが算出される。算出されたγ軸電流ｉ_γは、所定の正の定数であるｋ_ωが乗ぜられ、その後、回転数指令ω^＊との差分が求められ、角周波数指令ω_ｆ ^＊が求められる。すなわち、角周波数指令ω_ｆ ^＊は、以下の（１）式を用いて算出される。

ω_ｆ ^＊＝ω^＊−ｋ_ω×ｉ_γ （１）

上記（１）式によれば、γ軸電流ｉ_γが増加すると、即ち、モータ出力トルクが増加すると角周波数指令ω_ｆ ^＊は減少し、γ軸電流ｉ_γが減少すると、即ち、モータ出力トルクが減少すると角周波数指令ω_ｆ ^＊は増加する。（１）式を使用することにより、モータ出力トルクが増加した場合には、角周波数指令ω_ｆ ^＊を減少させることによって失速が防止され、モータ出力トルクが減少した時には、角周波数指令ω_ｆ ^＊を増加させることによってロータが加速しないように制御される。

角周波数指令ω_ｆ ^＊は、位相指令演算部４２及び電圧指令演算部４３に出力される。
位相指令演算部４２は、以下の（２）式で表わされるように、角周波数指令ω_ｆ ^＊を積分してステータ側の１次周波数の位相指令θ^＊を算出する。

θ^＊＝∫ω_ｆ ^＊ｄｔ （２）

電圧指令演算部４３では、以下の（３）式及び（４）式を用いてγ軸電圧指令ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令ｖ_δ ^＊を算出する。

ｖ_γ ^＊＝Λ_δ×ω_ｆ ^＊−Ｖ_ｏｆｓγ （３）
ｖ_δ ^＊＝−Ｋ_δ×ｉ_δ （４）

（３）、（４）式において、Λ_δは圧縮機モータ５の逆起電圧係数であり、Ｖ_ｏｆｓγはオフセット電圧であり、Ｋ_δは正の定数である。なお、（３）、（４）式は、Ｖ／ｆ制御の基本式である。

２相／３相変換部４４では、決定されたγ軸電圧指令ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令ｖ_δ ^＊に対して、ステータ側１次周波数の位相指令θ^＊が用いられて２相／３相変換が行われ、圧縮機モータ５に供給されるべき３相電圧指令が算出される。算出した３相電圧指令はＰＷＭ信号生成部１２及び選択部１３に出力されるようになっている。

選択部１３は、ベクトル制御部３１及びＶ／ｆ制御部３２のうち、選択制御方法としていずれか一方を選択する。具体的には、選択部１３は、インバータ入力電圧Ｖｄｃと第１閾値とが関連付けられた第１情報を保有している。ここで、図５に第１情報の一例を示す。図５において、横軸はインバータ入力電圧Ｖｄｃ、縦軸は第１閾値、すなわち、ベクトル制御によって出力可能な最大電圧である。ここで、一般的に、モータ出力電圧Ｖｍは、インバータ入力電圧Ｖｄｃ及び波形変調率Ａｆと以下の（５）式に示すような関係を有する。

Ｖｍ＝（Ｖｄｃ／２√２）×（√３×Ａｆ） （５）

波形変調率Ａｆは、インバータがどのような波形を出力するのか（例えば、正弦波なのか、矩形波なのか）により決まる値であり、波形が決まればそのインバータ固有の値となる。第１情報における第１閾値とインバータ入力電圧Ｖｄｃとの関係は、上記（１）式の関係を考慮して決められており、インバータ入力電圧Ｖｄｃが大きいほど第１閾値は大きな値に設定されている。つまり、第１閾値はインバータ入力電圧Ｖｄｃと比例の関係にある。また、比例式における傾きは、波形変調率Ａｆによって決定される。具体的には、波形変調率Ａｆが大きいほど傾きが大きくなる。更に、インバータ入力電圧Ｖｄｃのリップル、インバータが備えるパワートランジスタのオン電圧、インバータのデッドタイムなどを考慮して傾きを調整することとしてもよい。例えば、パワートランジスタのオン電圧がドロップすることや、インバータ入力電圧Ｖｄｃのリップル及びインバータのデッドタイムなどを考慮して、傾きを多少小さめに設定することとしてもよい。

選択部１３は、ベクトル制御部３１が選択制御方法に選択されている場合においては、図５に示した第１情報を用いてインバータ入力電圧Ｖｄｃに対応する第１閾値を取得し、この第１閾値とベクトル制御部３１の２相／３相変換部２６から出力された３相電圧指令とを比較し、該３相電圧指令が第１閾値以上であるか否かを判定する。判定の結果、３相電圧指令が第１閾値以上であれば、選択制御方法をベクトル制御部３１からＶ／ｆ制御部３２に切り換える。

一方、Ｖ／ｆ制御部３２が選択制御方法として選択されている場合においては、Ｖ／ｆ制御部３２の２相／３相変換部４４から出力された３相電圧指令が第１情報とインバータ入力電圧Ｖｄｃとから決定される第１閾値よりも所定量小さい値に設定されている第２閾値未満であるか否かを判定する。判定の結果、３相電圧指令が第２閾値未満であれば、選択制御方法をＶ／ｆ制御部３２からベクトル制御部３１に切り換える。このように、Ｖ／ｆ制御部３２とベクトル制御部３１とを切り換える際に用いる閾値にヒステリシスを持たせることで、閾値近傍における制御のハンチングを防止することができる。

ここで、第２閾値については、選択部１３が、インバータ入力電圧Ｖｄｃと第２閾値とが関連付けられている第２情報を有しており、Ｖ／ｆ制御部３２が選択されている場合には、この第２情報を用いて制御の切り替えを判断するようにしてもよいし、あるいは、上記第１情報を用いて第１閾値を得た後に、この第１閾値から所定量減算した値を第２閾値として用いることとしてもよい。

ＰＷＭ信号生成部１２は、選択部１３によって選択制御方法として選択された制御部からの３相電圧指令に基づいてＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ３に出力する。

次に、本実施形態に係るモータ駆動装置４の作動について説明する。
まず、起動時においては、選択部１３によってベクトル制御部３１が選択される。これにより、Ａ／Ｄ変換部と制御部とをつなぐスイッチング素子、及び制御部とＰＷＭ信号生成部１２とをつなぐスイッチング素子は、いずれもベクトル制御部側に接続される。そして、この状態で、ＡＣ電源からコンバータ２に電力が供給される。コンバータ２では、交流電力が直流電力に変換され、インバータ３に供給される。インバータ３では、インバータ制御装置４から供給されるベクトル制御に基づくＰＷＭ信号に基づきスイッチング素子がオンオフされることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流駆動電圧が生成され、圧縮機モータ５に供給される。

また、圧縮機モータ５に供給される各相の電流が電流検出回路６により検出されるとともに、インバータ入力電圧Ｖｄｃが電圧検出回路７によって検出され、これらの検出値がインバータ制御装置４に送られる。

インバータ制御装置４では、電流検出回路６によって検出された各相の電流値がＡ／Ｄ変換されて、ベクトル制御部３１の３相／２相変換部２１に入力され、これらの電流と一つ前のクロックサイクルで算出されたロータの推定位置θ_ｅｓに基づいてｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄが求められる。求められたｑ軸電流ｉ_ｑ及びｄ軸電流ｉ_ｄは、速度・位置推定部２２に送られ、これらの情報と一つ前のクロックサイクルにおけるｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊とに基づいて現在のロータの推定位置θ_ｅｓ及びロータの推定速度ω_ｅｓが算出される。ここで、速度・位置推定部２２は、起動時において推定速度値の下限値を保有していることが好ましい。例えば、停止時から起動直後は、回転速度が非常に小さく、速度の推定が不安定となり、特に、始動トルクが大きい条件において起動制御が困難となることがある。この場合であっても、推定速度の下限値を設定しておくことで、速度推定において最低レベルの積算値を確保することができ、良好な起動特性を得ることができる。

速度・位置推定部２２において算出されたロータの推定速度ω_ｅｓと回転数指令ω^＊との差分はトルク指令演算部２３に入力され、この差分がゼロとなるようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄが求められる。指令変換部２４において、トルク指令ｔ＿ｃｍｄはｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とに変換され、電圧指令演算部２５において、ｑ軸電流ｉ_ｑとｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊との差分、及びｄ軸電流ｉ_ｄとｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊との差分がゼロとなるようなｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊が決定される。ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及びｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊は、２相／３相変換部２６において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの３相電圧指令に変換され、選択部１３及び制御信号生成部１２に出力される。

選択部１３は、電圧検出回路によって検出されたインバータ入力電圧Ｖｄｃに対応する第１閾値を第１情報（図５参照）から取得し、この第１閾値と３相電圧指令とを比較し、３相電圧指令が第１閾値以上であるか否かを判定する。この結果、第１閾値以下であれば、選択制御方法としてベクトル制御部３１が選択された状態を維持する。一方、起動から一定時間経過することにより、徐々にモータ回転数が増加し、これにより、３相電圧指令が第１閾値を超えた場合には、選択部１３は、選択制御方法をベクトル制御部３１からＶ／ｆ制御部３２に切り換える。これにより、Ａ／Ｄ変換部と制御部とをつなぐスイッチング素子、及び制御部とＰＷＭ信号生成部１２とをつなぐスイッチング素子は、いずれもＶ／ｆ制御部３２に接続される。これにより、今度は、Ｖ／ｆ制御部３２により生成された３相電圧指令に基づいてＰＷＭ信号が生成され、インバータ３が駆動されることとなる。そして、Ｖ／ｆ制御部３２によりインバータ制御が行われている場合において、３相電圧指令が第１閾値よりも小さく設定されている第２閾値未満となった場合には、選択部１３は選択制御方法をＶ／ｆ制御部３２からベクトル制御部３１に切り換える。これにより、ベクトル制御部３１によるインバータ制御が再度実施されることとなる。

以上説明してきたように、本実施形態に係るモータ制御装置４によれば、ベクトル制御の最大出力電圧を制御切換の判断条件に用いることとしたので、ベクトル制御を利用可能な最大回転数まで採用することが可能となる。これにより、広い回転域においてベクトル制御を採用することができ、電流脈動を低減し、安定したモータ制御を実現することができる。
また、起動時において、ベクトル制御を採用することにより、例えば、オープンループの同期制御を起動時に採用した場合に比べて、電流のピーク値を低減することができる。これにより、インバータ３におけるパワートランジスタ（スイッチング素子）の電流容量を低減することができ、コストダウンを図ることができる。更に、起動時において、速度・位置推定部２２が推定速度値の下限値を保有していることにより、起動時の速度推定において最低レベルの積算値を確保することができる。この結果、良好な起動特性を得ることが可能となる。

なお、本実施形態のモータ駆動装置において、Ｖ／ｆ制御部３２からベクトル制御部３１への制御切換条件として、インバータ３の直流入力電流または直流入力電圧のリップル（脈動）の幅を用いることとしてもよい。例えば、上述した３相電圧指令に代えて、インバータ３の直流入力電流または直流入力電圧に含まれるリップルの振幅を検出することとし、検出したリップルの振幅が予め設定されている所定の閾値を超えた場合に、Ｖ／ｆ制御部３２からベクトル制御部３１に切り換えることとしてもよい。このように、インバータ３の直流入力電圧または直流入力電流に含まれるリップルの振幅を制御切り換え条件として用いることにより、直流入力電圧または直流入力電流の脈動が大きくなり、モータ制御が不安定になりそうな場合には、これを察知して、ベクトル制御に切り換えることにより、安定したモータ制御を実現することができる。

〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置について説明する。本実施形態に係るモータ駆動装置は、インバータ制御装置のベクトル制御部がトルク指令を圧縮機モータ５の負荷トルクに一致させるための手段を更に備えている。以下、本実施形態に係るモータの駆動装置について、上述の第１の実施形態に係るモータ駆動装置と異なる点について主に説明する。

図４は、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図４に示すように、ベクトル制御部３１´において、トルク指令演算部２３は、回転数指令ω^＊とロータの推定速度（回転数）ω_ｅｓとの偏差がゼロに近づくようなトルク指令ｔ＿ｃｍｄを生成し、このトルク指令ｔ＿ｃｍｄをトルク指令補正部２７に出力する。トルク指令補正部２７は、トルク指令ｔ＿ｃｍｄを圧縮機モータ５の負荷トルクに一致するように補正し、補正後のトルク指令ｔ＿ｃｍｄを指令変換部２４に出力する。指令変換部２４は、トルク指令ｔ＿ｃｍｄからｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とを生成する。
これにより、トルク指令を圧縮機モータ５の負荷トルクを負荷トルクに一致させるような３相電圧指令が求められ、この３相電圧指令に基づいてＰＷＭ信号が生成される。

以上説明したように、本実施形態に係るモータ駆動装置によれば、トルク指令が圧縮機モータ５の負荷トルクに一致するように補正し、補正後のトルク指令に基づいて３相電圧指令を求め、この３相電圧指令に基づいて生成されたＰＷＭ信号がインバータ３に与えられる。これにより、ベクトル制御部３１´が選択されている低速域・中速域において、圧縮機モータ５の負荷トルク変動に合わせて圧縮機モータ５の出力トルクを速やかに追従させることが可能となる。

１ モータ駆動装置
３ インバータ
４ インバータ制御装置
５ 圧縮機モータ
１２ ＰＷＭ信号生成部
１３ 選択部
２２ 速度・位置推定部
２７ トルク指令補正部
３１ ベクトル制御部
３２ Ｖ／ｆ制御部

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をモータに供給するインバータと、
   ベクトル制御とＶ／ｆ制御とを含む制御方法群のうちの一つを選択制御方法として選択し、前記選択制御方法に従ったＰＷＭ信号を生成するインバータ制御手段と
   を備え、
   前記インバータ制御手段は、前記インバータの入力電圧と第１閾値とが関連付けられている第１情報を保有しており、前記ベクトル制御で生成される電圧指令値が前記第１情報から決定される前記第１閾値以上となった場合に、前記選択制御方法を前記ベクトル制御から前記Ｖ／ｆ制御に切り換え、かつ、前記第１閾値が前記ベクトル制御によって出力可能な最大電圧に設定されているモータ駆動装置。
2. 前記インバータ制御手段における前記ベクトル制御では、トルク指令を前記モータ負荷トルクに一致させ、該トルク指令に応じた電圧指令値を生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記インバータ制御手段は、前記選択制御方法として前記Ｖ／ｆ制御が選択されている場合において、前記インバータの入力電圧または入力電流に含まれるリップルの振幅を検出し、該リップルの振幅が予め設定されている所定の閾値以上となった場合に、前記選択制御方法を前記Ｖ／ｆ制御から前記ベクトル制御に切り換える請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記インバータ制御手段は、起動時において、前記選択制御方法として前記ベクトル制御を選択する請求項１から請求項３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータ制御手段は、前記ベクトル制御による起動時において、推定速度値の下限値を設定し、該下限値を用いて起動時における速度及び位置推定を行う請求項４に記載のモータ駆動装置。

Images