JP2012143134A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 無駄な電力消費を防ぎつつ、ＰＦＣ回路の起動に遅れが生じない、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 スイッチング電源装置が、ＰＦＣ回路と、ＰＦＣ回路に電源を供給する電源供給回路とを有する一次側回路と、二次巻線と、二次巻線に生じる電圧から直流電圧を生成し負荷回路に供給する直流化回路とを有する二次側回路とを有し、一次側回路は、負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路を有し、ＰＦＣ回路は、入力される電流を制御するスイッチング素子と、ＰＦＣ回路の検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、検出電圧が所定の一定電圧となるようにスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路とを有し、電源供給回路は、ＰＦＣ回路の電源を出力回路の電圧に応じた所定の周期で間欠的にオン／オフし、検出電圧は、ＰＦＣ回路の電源がオンする時にのみ生成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電源電圧を直流電源電圧に変換するスイッチング電源装置に関し、特に、二次側の出力電圧が供給される負荷の状態に応じて一次側のＰＦＣ回路（Power Factor Collectionの略称：力率改善回路）の動作を制御する機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来から、直流を別の直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられて、交流入力の力率改善を行うＰＦＣ回路とを備えたスイッチング電源装置が使用されている。このスイッチング電源装置においては、交流電源を全波整流する全波整流回路の後段に、チョークコイル、スイッチング素子、ダイオード及び平滑コンデンサを備えたＰＦＣ回路を設け、このＰＦＣ回路により全波整流出力を昇圧・平滑して力率改善した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路からの直流電圧をトランスの一次側巻線を介してスイッチング素子によりオン／オフさせることにより高周波電圧に変換し、二次側巻線に発生する高周波電圧を整流・平滑して、負荷となる機器の要求する直流電圧に変換する。

近年、環境保護などの観点から、スイッチング電源装置の電力変換効率の改善が求められており、特に待機時の消費電力の低減が重要になってきている。例えば、スイッチング素子のオン／オフ制御に関しては、待機時にスイッチング周波数を低下させたり、間欠動作（バースト動作）させたりする等、各種方法が提案されている（例えば、特許文献１）。

また、ＰＦＣ回路についても、待機時の電力消費を抑えるために、無負荷状態の時にＰＦＣ回路への電力供給を停止する方法が提案されている（例えば、特許文献２）。

特開２００７−１３５２７７号公報 特許第３７５１９４３号公報

しかし、特許文献２の構成の場合、待機時の電力消費は抑えられるものの、待機時にＰＦＣ回路の電源が遮断されてしまうため、起動時（待機時から通常の動作に復帰する時）にＰＦＣ回路の動作が遅れてしまうという問題がある。そして、ＰＦＣ回路の動作が遅れてしまうと、ＰＦＣ回路が正常に動作するまでの間、出力電圧に一時的な落ち込みが発生してしまうという問題がある。また、特許文献２の構成の場合、ＰＦＣ回路への電力供給の有無に拘わらず、常にＰＦＣ回路の出力電圧がＰＦＣ回路にフィードバックされる（出力される）構成となっているため、このフィードバック経路（ループ）での電力消費が発生するという問題がある。

本発明は、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の電力供給及びフィードバックループを制御することにより、無駄な電力消費を防ぎつつ、ＰＦＣ回路の起動に遅れが生じない、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本願発明のスイッチング電源装置は、一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、一次側回路は、交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第１の直流電圧を出力する第１の直流化回路と、第１の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、一次巻線の他端に接続され一次巻線に流れる電流をオン／オフする第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、第１の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路とを有し、二次側回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第２の直流電圧を負荷回路に供給する第２の直流化回路とを有し、一次側回路は、負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路をさらに有し、第１の直流化回路は、整流回路から出力される電流をオン／オフする第２のスイッチング素子と、第１の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように第２のスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路とを有し、電源供給回路は、第１の直流化回路を駆動するための電源を出力回路から出力される電圧に応じた所定の周期で間欠的にオン／オフし、検出電圧は、第１の直流化回路の電源がオンする時にのみ生成されることを特徴とする。

このように、本願発明のスイッチング電源装置は、負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路を有し、第１の直流化回路を駆動するための電源を出力回路から出力される電圧に応じた所定の周期で間欠的にオン／オフするため、第１の直流化回路での無駄な電力消費が抑えられる。また、更に、第１の直流化回路の電源がオンする時にのみＰＦＣ制御回路の検出電圧が生成される構成となっているため、検出電圧生成回路での無駄な電力消費も抑えられる。そして、第１の直流化回路は、第１の直流化回路を駆動するための電源がオンする時に第１の直流電圧を出力するように構成されているため、負荷回路の負荷が重くなった場合（無負荷の状態から脱した場合）であっても、第１の直流化回路の動作が遅れることはなく、第２の直流電圧に一時的な落ち込みを発生させることがない。すなわち、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置が実現される。

また、検出電圧生成回路は、第１の直流化回路の出力と一次側回路のグラウンドとの間に挿入され、第１の直流電圧に応じた電流が流れる抵抗と、抵抗に流れる電流を制御する第１のスイッチ回路とを有し、第１のスイッチ回路は、第１の直流化回路の電源がオンする時に同期して抵抗に電流を流し、抵抗の一端に検出電圧を生成する構成とすることができる。この場合、第１のスイッチ回路が、トランジスタで構成されてもよい。また、第１のスイッチ回路は、第１の直流化回路の電源に接続され、該電源がオンする時に所定の光量で発光する発光ダイオードと、発光ダイオードからの光を受光して抵抗に電流を流すフォトトランジスタとを有する構成としてもよい。また、この場合には、発光ダイオードとフォトトランジスタが、フォトカプラを構成することが望ましい。

また、電源供給回路は、出力回路の電圧に基づいて所定の周期のパルスを生成するパルス生成回路を有し、第１の直流化回路を駆動するための電源を該パルスに基づいてオン／オフする構成とすることができる。

また、電源供給回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、出力回路は、一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成し出力する構成とすることができる。この場合、電源供給回路は、平均電圧が第１の基準電圧よりも大きい時に第１の直流化回路を駆動するための電源をオンし、平均電圧が前記第１の基準電圧よりも小さい時に第１の直流化回路を駆動するための電源を所定の周期で間欠的にオン／オフする構成としてもよい。また、制御回路は、第２の直流電圧が一定となるように第１のスイッチング素子のオン／オフを制御し、平均電圧が第１の基準電圧よりも小さい時、第１のスイッチング素子を所定の周期毎に複数回バースト状にオン／オフし、平均電圧は、第１のスイッチング素子がバースト状にオン／オフする時、第１のスイッチング素子のオン／オフと同期して所定の電圧範囲で変動し、電源供給回路は、平均電圧の変動に応じて第１の直流化回路を駆動するための電源をオン／オフする構成とすることができる。また、この場合、電源供給回路は、平均電圧が第２の基準電圧よりも大きい時に第１の直流化回路を駆動するための電源をオンし、平均電圧が第２の基準電圧よりも小さい時に第１の直流化回路を駆動するための電源をオフする構成としてもよい。このように、第１のスイッチング素子のオン／オフによって平均電圧が変動する構成としたことにより、特別な回路を別途設けることなく第１の直流化回路を駆動するための電源を第１のスイッチング素子のオン／オフと同期してオン／オフすることが可能となる。

また、電源供給回路は、一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路を有し、該第３の直流電圧を第１の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成とすることができる。また、電源供給回路は、第１の直流化回路が備える昇圧用のインダクタとの間で電磁誘導を生じる補助巻線と、補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路とを有し、該第３の直流電圧を第１の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成としてもよい。この場合、電源供給回路は、第３の直流電圧と第２の基準電圧との電圧差を検出する電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて第３の直流電圧をオン／オフする第２のスイッチ回路とを有する構成としてもよい。また、この場合、電圧差検出回路は、第３の直流電圧と第２の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有する構成としてもよい。

以上のように本発明によれば、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の電力供給及びフィードバックループを制御することにより、無駄な電力消費を防ぎつつ、ＰＦＣ回路の起動に遅れが生じない、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置を提供することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線の両端に生じる電圧を示す波形図である。 図１の負荷検出電圧Ｖ３（コンデンサ１４０の一端側）の電圧を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態に係る制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の変形例１の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の変形例２の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの変形例１の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの変形例２の構成を示す回路図である。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について以下に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。スイッチング電源装置１は、一次側回路に入力される交流電力をトランス４００によって変換し、二次側回路から一定の直流電力を出力する電源装置である。トランス４００は、一次側巻線１５０、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０を有する。スイッチング電源装置１の一次側回路は、ダイオードブリッジ回路１１０、ＰＦＣ回路１２０、ＰＦＣ待機制御回路１３０、一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２、抵抗１５３、１５４、電源制御用ＩＣ１５５、一次側補助巻線１７０、ダイオード１５８、コンデンサ１５７、フォトトランジスタ１５６で構成される。また、スイッチング電源装置１の二次側回路は、二次側巻線２１０、ダイオード２１５、コンデンサ２２０、抵抗２２５、発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２４０、２４５によって構成される。発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６は、フォトカプラ２００を構成し、発光ダイオード２３０から出射された光はフォトトランジスタ１５６で受光され光電変換される。なお、実際の回路においては、ノイズフィルタ等の回路部品をさらに備えているが、図１においては、説明の便宜上、回路を簡易化して示している。

ダイオードブリッジ回路１１０に入力（印加）される商用電源（ＡＣ１００〜２２０Ｖ）は、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流され、ＰＦＣ回路１２０に出力される。

ＰＦＣ回路１２０は、後述するように、ＰＦＣ待機制御回路１３０によって動作状態及び電源の供給が制御され、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された整流電圧の力率を改善し昇圧する回路である。ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２５の端子間電圧が所定の電圧となるように制御する。ここで、コンデンサ１２５の＋端子側の電圧を一次直流電圧Ｖ１（又は、ＰＦＣ出力電圧）、−端子側の電圧を一次側回路のグラウンド（ＧＮＤ１）と定義する。

一次直流電圧Ｖ１は、トランス４００の一次側巻線１５０の一端、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子及びＰＦＣ待機制御回路１３０の抵抗１２６の一端に接続される。

一次側巻線１５０の他端は、ＦＥＴ１５２のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１５２のソース端子は、抵抗１５３及び１５４を介して一次側回路のグラウンドＧＮＤ１及び制御用ＩＣ１３０のＩＳ端子にそれぞれ接続され、ゲート端子は、制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子に接続される。

ＦＥＴ１５２は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、ゲート端子に入力される電圧によって、ドレイン端子−ソース端子間に流れる電流が制御される。本実施形態のＦＥＴ１５２は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に入力される電圧が上昇するとドレイン端子−ソース端子間に電流が流れる（すなわち、オンする）ように構成されている。

制御用ＩＣ１５５は、ＦＥＴ１５２のオン／オフを制御するためのＩＣである。制御用ＩＣ１５５は、所定の周波数のスイッチングパルスを生成して制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子より出力する。スイッチングパルスが、ＦＥＴ１５２のゲート端子に入力されると、ＦＥＴ１５２がオンし、一次直流電圧Ｖ１に起因する電流（一次電流）が一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２及び抵抗１５３を通って一次側回路のグラウンドＧＮＤ１に流れる。制御用ＩＣ１５５の制御によりＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０に断続的な電圧が誘起される。

一次側補助巻線１７０に誘起された電圧は、ダイオード１５８によって整流され、コンデンサ１５７によって平滑化されて、制御用ＩＣ１５５のＶｃｃ端子（電源端子）及びトランジスタ１３９のエミッタに印加される。すなわち、制御用ＩＣ１５５は、コンデンサ１５７によって平滑化された電圧が印加されることによって駆動される。なお、制御用ＩＣ１５５の起動時には、一次側補助巻線１７０に電圧が誘起されないため、制御用ＩＣ１５５は、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子に供給される一次直流電圧Ｖ１に起因する電流によって起動される。

制御用ＩＣ１５５のＩＳ端子には、抵抗１５４を介してＦＥＴ１５２のソース端子が接続される。ＦＥＴ１５２と抵抗１５３は、いわゆるソースフォロアを構成し、ＦＥＴ１５２のソース端子の電圧は、ＦＥＴ１５２を流れる電流に比例する。制御用ＩＣ１５５は、ＩＳ端子に印加される電圧を監視することにより、過電流を検出している。

制御用ＩＣ１５５のＦＢ端子には、フォトトランジスタ１５６のコレクタが接続され、フォトトランジスタ１５６のエミッタはグラウンドＧＮＤ１に接続される。フォトトランジスタ１５６は、後述するように、二次直流電圧Ｖ２（ＤＣ出力）の電圧値によって光量が変化する発光ダイオード２３０からの光を受光し、光電変換することによってその受光量に応じた電流を流す。制御用ＩＣ１５５は、フォトトランジスタ１５６を流れる電流から、二次側回路に接続される負荷回路の負荷によって変動する二次直流電圧Ｖ２の電圧値を検出し、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が一定となるように（すなわち、発光ダイオード２３０を流れる電流が一定となるように）、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数を変化させる。以上のように、発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６によって、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が、電気的に絶縁された一次側回路にフィードバックされることとなる。

二次側巻線２１０の両端に断続的に誘起された電圧は、ダイオード２１５によって整流され、コンデンサ２２０によって平滑化されて二次直流電圧Ｖ２を生成する。そして、二次直流電圧Ｖ２が、ＤＣ出力（＋Ｖ端子とＧＮＤ端子間の電位差）として不図示の負荷回路に供給される。

発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２２５、２４０、２４５は、二次直流電圧モニタ回路を構成している。

シャントレギュレータ２３５は、リファレンス端子の電圧によって、シャントレギュレータ２３５を流れる電流を制御する素子である。抵抗２４０と２４５は、二次直流電圧Ｖ２と二次側回路のグラウンドＧＮＤ２間に直列に挿入され、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、抵抗２４０と２４５の接続点の電圧が印加される。シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子の電圧が所定値よりも小さい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は少なくなり、逆にリファレンス端子の電圧が所定値よりも大きい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は大きくなる。本実施形態の場合、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、二次直流電圧Ｖ２を抵抗２４０と２４５によって抵抗分圧した電圧が印加されるため、二次直流電圧Ｖ２の電圧値に応じて発光ダイオード２３０の発光量が変化する。

以上のような構成により、本実施形態のスイッチング電源装置１は、安定した二次直流電圧Ｖ２をＤＣ出力として不図示の負荷回路に供給する。なお、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、所定の電力供給を必要とする負荷回路に対し安定した二次直流電圧Ｖ２を生成・供給する通常モードに加え、特許文献１に記載の制御用ＩＣと同様、負荷回路の負荷に応じて、スイッチングパルスの周波数を低下させる周波数低減モード、及び、スイッチングパルスを間欠的に出力するバーストモードを有している。具体的には、制御用ＩＣ１５５は、発光ダイオード２３０によって検出される二次直流電圧Ｖ２の変動（すなわち、フォトトランジスタ１５６が受光する光量の変動）と、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数との関係から二次側回路に接続される負荷回路の負荷を検出し、この負荷に応じて、通常モード、周波数低減モード及びバーストモードを切り替えて動作するように構成されている。例えば、通常モードの時（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の時）、制御用ＩＣ１５５は、二次直流電圧Ｖ２の変動をモニタしながら、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）のスイッチングパルスのデューティ―比を制御する。そして、スイッチングパルスのデューティ―比が所定のデューティ―比（例えば、１０％）よりも小さくなると、負荷回路の負荷が軽くなった（軽負荷となった）と判断し、徐々にスイッチングパルスの周波数を低くし、周波数低減モードに移行する。そして、スイッチングパルスの周波数が所定の周波数（例えば、１０ｋＨｚ）よりも低くなると、負荷回路の負荷が無負荷に近くなったと判断し、さらに周波数を下げると共に（例えば、５００Ｈｚ）、間欠的なパルス（例えば、５パルス）を一定周期で出力するバーストモードに移行する。このように、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、負荷回路の負荷に合わせてスイッチングパルスの供給モードを変えることで、二次直流電圧Ｖ２からは、所定の電圧を出力しつつ、一次側回路での電力の消費を抑えている。

次に、本実施形態のＰＦＣ回路１２０及びＰＦＣ待機制御回路１３０について説明する。

ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２１、チョークコイル１２２、ＦＥＴ１２３、ダイオード１２４、コンデンサ１２５、抵抗１２６、ＦＥＴ１２７、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８及び抵抗１２９で構成される。ダイオードブリッジ回路１１０の出力は、コンデンサ１２１の両端にそれぞれ接続され、コンデンサ１２１の一端は、チョークコイル１２２の一端に接続される。チョークコイル１２２の他端は、ダイオード１２４のアノード及びＦＥＴ１２３のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１２３のソース端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続される。ＦＥＴ１２３のゲート端子は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＯＵＴ端子に接続され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８からのＰＦＣ制御パルスが入力される。ダイオード１２４のカソードとグラウンドＧＮＤ１との間には、コンデンサ１２５が接続される。また、ダイオード１２４のカソードは抵抗１２６の一端に接続され、抵抗１２６の他端はＦＥＴ１２７のドレイン端子に接続される。ＦＥＴ１２７のソース端子は抵抗１２９の一端及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に接続され、抵抗１２９の他端はグラウンドＧＮＤ１に接続される。また、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＧＮＤ端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続され、Ｖｃｃ端子（電源端子）は、ＰＦＣ待機制御回路１３０のトランジスタ１３９のコレクタ及びＦＥＴ１２７のゲート端子に接続される。後述するように、ＰＦＣ待機制御回路１３０のトランジスタ１３９がオンすると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８に電源が供給されると共に、ＦＥＴ１２７がオンする。そして、ＦＥＴ１２７がオンすると、抵抗１２６と抵抗１２９が直列に接続され、その接続点の電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２９とで分圧した電圧（以下、「センシング電圧」という）がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力される。

ＰＦＣ回路１２０は、ダイオードブリッジ回路１１０の両端子間にチョークコイル１２２とＦＥＴ１２３との直列回路を接続し、ＦＥＴ１２３の両端子間（ソース―ドレイン間）にダイオード１２４とコンデンサ１２５との直列回路を接続することで昇圧チョッパ回路を構成している。ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＦＢ端子に入力されるセンシング電圧をモニタしながらＦＥＴ１２３をオン／オフ制御する（すなわち、ＦＥＴ１２３のゲート端子にＰＦＣ制御パルスを出力する）ことにより、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された電流の波形を正弦波に近づけて力率を改善し、昇圧している。本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）が約４００ＶとなるようにＦＥＴ１２３をオン／オフ制御する。

ＰＦＣ待機制御回路１３０は、ツェナーダイオード１３７、抵抗１３８、トランジスタ１３９、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３で構成される。ＰＦＣ待機制御回路１３０は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧に基づいて、トランジスタ１３９をオン／オフし、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御する。コンデンサ１４０及び抵抗１４１は並列に接続され、その一端はグラウンドＧＮＤ１に、また、他端は抵抗１４２の一端、ツェナーダイオード１３７のアノードにそれぞれ接続される。また、抵抗１４２の他端は、ダイオード１４３のアノードに接続され、ダイオード１４３のカソードは、一次側補助巻線１７０の一端に接続される。後述するように、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより、負荷回路の負荷を検出する負荷検出回路を構成している。また、トランジスタ１３９、抵抗１３８、ツェナーダイオード１３７は、負荷検出回路の出力に基づいてＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電源をオン／オフする電源制御回路を構成している。

図２は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。図２（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。

上述のように、負荷回路にある程度の電力供給が要求される場合（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の場合）、制御用ＩＣ１５５は通常モードで動作し、フォトトランジスタ１５６の受光量に応じた、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％〜９０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。そして、ＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギーが一次側補助巻線１７０に伝達され、図２（ａ）に示される電圧が一次側補助巻線１７０の両端に生じる。なお、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧Ｖａは、一次側巻線１５０の巻数をＮＰ１、一次側補助巻線１７０の巻数をＮＰ２とした場合、以下の式（１）で表わされる。
Ｖａ＝Ｖ１×ＮＰ２／ＮＰ１・・・（１）

上述したように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）が約４００Ｖとなる。従って、図２（ａ）に示される電圧波形の振幅は、式（１）のＶ１に４００Ｖを代入して得られる。

負荷回路の負荷が定格負荷よりも軽くなると（すなわち、軽負荷となると）、制御用ＩＣ１５５は周波数軽減モードで動作し、所定の周波数（例えば、１０〜１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｂ）に示される電圧が生じる。

負荷回路の負荷が軽負荷よりもさらに軽くなり、無負荷の状態に近くなると、制御用ＩＣ１５５はバーストモードで動作し、軽負荷の時よりもさらに低い所定の周波数（例えば、５００Ｈｚ）で、所定数のパルス（例えば、５パルス）をスイッチングパルスとしてＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｃ）に示される電圧が生じる。

コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３によって構成される負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する回路である。一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をコンデンサ１４０と抵抗１４１によってフィルタ（積分）して、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値をコンデンサ１４０の一端に負の電圧として出力する。上述のように、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧は、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチングパルスのオン／オフの状態（周波数、デューティー比）によって変化し、スイッチングパルスのオン／オフの状態は、負荷回路の負荷によって変化するため、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値は、負荷回路の負荷を表すこととなる。以下、本明細書においては、コンデンサ１４０の一端側の電圧を「負荷検出電圧Ｖ３」と称する。

図３は、本実施形態の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。図３（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。なお、図３（ａ）〜（ｃ）中の点線で示す波形は、負荷検出回路によって平均化する前の波形、すなわち、図２（ａ）〜（ｃ）に示した一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をそれぞれ示している。

上述のように、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が高い。従って、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも大きくなり、負の方向に比較的大きな電圧として出力される（図３（ａ））。なお、本実施形態においては、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して十分に長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ａは負の一定電圧となる。

逆に、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂは、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さくなるため、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さな電圧として出力される（図３（ｂ））。この場合も、通常モードと同様、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ｂは負の一定電圧となる。

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が低く、また間欠的に出力されるパルス幅も短い。従って、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｃは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さくなり、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さな電圧として出力される（図３（ｃ））。なお、本実施形態においては、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している場合に、制御用ＩＣ１５５がＦＥＴ１５２へ出力するスイッチングパルスの周波数が、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数よりも短くなるように設定されている。従って、負荷検出電圧Ｖ３ｃは、スイッチングパルス（所定数のパルス）と同期して変動し、リップルを持った電圧波形となる。

以上のように、本実施形態の負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化し、負の出力電圧（負荷検出電圧Ｖ３）として出力する。そして、この負荷検出電圧Ｖ３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モード（すなわち、負荷回路の負荷）を示す電圧となっている。本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、この負荷検出電圧Ｖ３を利用して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御している。

制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している場合、負荷検出回路の出力（負荷検出電圧Ｖ３）は負の方向に大きな電圧として出力される（Ｖ３ａ）。本実施形態においては、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ａの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなるように設定されている。従って、ツェナーダイオード１３７にトランジスタ１３９を介してツェナー電流が流れ、トランジスタ１３９がオンする。トランジスタ１３９がオンすると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。また、トランジスタ１３９がオンすると、ＦＥＴ１２７のゲート端子にもコンデンサ１５７の＋端子の電圧が印加され、ＦＥＴ１２７がオンする。ＦＥＴ１２７がオンすると、一次直流電圧Ｖ１とグラウンドＧＮＤ１間に抵抗１２６と抵抗１２９が直列に接続され、一次直流電圧Ｖ１からの電流が抵抗１２６と抵抗１２９に流れる。その結果、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２９とで分圧した電圧（センシング電圧）がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力されることとなる。そして、この時のセンシング電圧に基づいて、一次直流電圧Ｖ１が約４００ＶとなるようにＰＦＣ回路１２０が動作する。

制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向において減少する（Ｖ３ｂ）。本実施形態においては、この場合も制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している場合と同様、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｂの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ１３９がオンし、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。そして、トランジスタ１３９がオンすることにより、ＦＥＴ１２７がオンし、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２９とで分圧した電圧（センシング電圧）がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力されることとなる。従って、ＰＦＣ回路１２０は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している場合と同様、一次直流電圧Ｖ１が約４００Ｖとなるように動作する。

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向においてさらに減少し、リップルが生じる（Ｖ３ｃ）。本実施形態では、リップルの谷の部分（負の方向に大きくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなり、また、リップルの山の部分（負の方向に小さくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。

図４は、本実施形態の制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。図４に示すように、制御用ＩＣ１５５からＦＥＴ１５２にスイッチングパルス（所定数のパルス）が出力され負荷検出電圧Ｖ３ｃが低下した場合（負の方向に大きくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオンし、また、スイッチングパルスが停止し負荷検出電圧Ｖ３ｃが上昇した場合（負の方向に小さくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオフするようにツェナーダイオード１３７のツェナー電圧が設定されている。すなわち、トランジスタ１３９は、負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して間欠的にオン／オフする。従って、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、コンデンサ１５７からの電流がトランジスタ１３９を介して間欠的に供給されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作することとなる。また、ＦＥＴ１２７のゲート端子には、コンデンサ１５７の電圧がトランジスタ１３９を介して間欠的に印加されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電力の供給と同期して、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２９とで分圧した電圧（センシング電圧）がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力される。そして、トランジスタ１３９がオンしている間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８に電力が供給されると共に、センシング電圧がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力されるため、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、一次直流電圧Ｖ１が約４００Ｖとなるように動作する。また、トランジスタ１３９がオフしている間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電力供給が遮断されると共に、一次直流電圧Ｖ１から抵抗１２９に流れる電流が遮断されるため、ＰＦＣ回路１２０における電力消費は最少に抑えられる。このように、本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時に、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うことで、電力の消費を抑え、電力効率をさらに高めている。換言すると、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、一次側巻線１５０に電力供給が必要なタイミングでのみ動作し、センシング電圧は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作する時にのみ生成される。従って、一次側巻線１５０に電力供給が不要なタイミングでの電力消費が抑えられる。なお、本実施形態においては、トランジスタ１３９がオフしている間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が停止することとなるが、この間での一次側巻線１５０による電力消費がないため、一次直流電圧Ｖ１は、コンデンサ１２５の自然放電による電圧の低下があるものの、約４００Ｖを維持する。

以上のように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合（すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合）、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うことで、ＰＦＣ回路１２０を能動的な状態（すなわち、ＰＦＣ出力電圧が一定の電圧となる状態）に保ちつつ、電力消費を抑えている。すなわち、本実施形態のＰＦＣ回路１２０は、バーストモードにおいてもＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）をほぼ一定に保っているため、負荷回路の負荷が重くなり、バーストモードから通常モードに復帰する場合であっても、ＰＦＣ回路１２０の動作が遅れることはなく、出力電圧（二次直流電圧Ｖ２）に一時的な落ち込みを発生させることがない。

以上が、本発明の第１の実施の形態の説明であるが、本発明は、上述した第１の実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の技術的思想の範囲内において様々な変形が可能である。本実施形態では、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合の負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルを利用して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うように構成したが、この構成に限定されるものではない。例えば、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作する場合の負荷検出電圧Ｖ３ｂを利用して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うように構成してもよい。この場合、例えば、負荷検出電圧Ｖ３ｂにリップルが生じるようにコンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数を調整してもよい。また、例えば、負荷検出電圧Ｖ３ｂに応じてパルス周期が変化するパルス生成回路を設け、負荷検出電圧Ｖ３ｂが所定の閾値電圧よりも低下した時（すなわち、負荷回路の負荷が所定の負荷よりも軽くなった時）に、このパルス生成回路のパルスによってＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を制御してもよい。

また、第１の実施形態においては、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うように構成したが、この構成に限定されるものではない。ＰＦＣ回路１２０は、一次側巻線１５０が消費する電力を供給できればよく、一次側巻線１５０が消費する電力が減った場合（すなわち、負荷回路の負荷が軽い場合）、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、必ずしも一次側巻線と同期して動作する必要はない。すなわち、一次側巻線１５０が消費する電力が、コンデンサ１２５によってチャージされた電荷で賄えるのであれば、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成は、スイッチングパルスと非同期に間欠的に行われてもよい。この場合、例えば、負荷検出電圧Ｖ３の電圧に応じた周期のパルスを生成するパルス生成回路を設け、このパルス生成回路のパルスによってＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を制御すればよい。

また、第１の実施形態においては、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する負荷検出回路を用いて、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モード（すなわち、負荷回路の負荷）を検出する構成としたが、負荷回路の負荷を検出できればよく、この構成に限定されるものではない。例えば、制御用ＩＣ１５５のＦＢ端子をモニタして、負荷を検出する構成としてもよいし、二次側回路に負荷回路の負荷を検出する回路を設けてもよい。また、ＦＥＴ１５２を流れる電流を検出して負荷を検出してもよい。

図５は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の変形例１（スイッチング電源装置１ａ）を示す回路図である。本実施形態のスイッチング電源装置１は、一次側補助巻線１７０にて誘起された電圧を、ダイオード１５８を通してトランジスタ１３９のエミッタに接続し、トランジスタ１３９を制御してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に供給するが、変形例１のスイッチング電源装置１ａは、ＰＦＣ回路１２０ａを備えており、ＰＦＣ回路１２０ａが備えるチョークコイル１２２の補助巻線Ｌにて誘起された電圧を、ダイオードＤを通じてトランジスタ１３９のエミッタに接続し、トランジスタ１３９を制御してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に供給する。以下、変形例１において、第１の実施形態のスイッチング電源装置１と異なる点について説明する。なお、図５において、図１と共通する構成については、同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

図５に示されるように、変形例１のＰＦＣ回路１２０ａは、チョークコイル１２２の二次側として補助巻線Ｌを備えている。また、ダイオードＤ、コンデンサＣ、抵抗Ｒ、ツェナーダイオードＺＤを備えている。ダイオードＤとコンデンサＣは、補助巻線Ｌの両端間に直列に接続される。抵抗Ｒの一端は、コンデンサ１２１及びチョークコイル１２２に接続され、抵抗Ｒの他端は、ダイオードＤのカソード及びコンデンサＣに接続される。

ダイオードブリッジ回路１１０による整流電圧は、チョークコイル１２２を介してダイオード１２４に供給される一方、補助巻線Ｌに断続的な電圧を誘起する。補助巻線Ｌに誘起された電圧は、ダイオードＤによって整流され、コンデンサＣによって平滑化されて、トランジスタ１３９のエミッタに印加される。すなわち、変形例１のスイッチング電源装置１ａでは、一次側補助巻線１７０を介さずにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に電圧が供給される。なお、ツェナーダイオードＺＤは、コンデンサＣと並列に接続されており、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への供給電圧を一定レベル以下に抑えている。また、コンデンサＣによって平滑された電圧により、トランジスタ１３９がオンされている期間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなるため、変形例１のスイッチング電源装置１ａにおいても、第１の実施形態のスイッチング電源装置１と同様の効果を得ることができる。

図６は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の変形例２（スイッチング電源装置１ｂ）を示す回路図である。変形例２のスイッチング電源装置１ｂも変形例１のＰＦＣ回路１２０ａと同様のＰＦＣ回路１２０ｂを備えており、ＰＦＣ回路１２０ｂが備えるチョークコイル１２２の補助巻線Ｌにて誘起された電圧を、抵抗Ｒ’、コンデンサＣ’ダイオードＤを通じてトランジスタ１３９のエミッタに接続し、トランジスタ１３９を制御してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に供給する。以下、変形例２において、第１の実施形態のスイッチング電源装置１と異なる点について説明する。なお、図６において、図１と共通する構成については、同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

図６に示されるように、変形例２のＰＦＣ回路１２０ｂもチョークコイル１２２の二次側として補助巻線Ｌを備えている。また、ダイオードＤ、Ｄ’、コンデンサＣ、Ｃ’、抵抗Ｒ、Ｒ’を備えている。補助巻線Ｌの両端間には、抵抗Ｒ’、コンデンサＣ’、ダイオードＤ’、Ｄ、コンデンサＣ、ツェナーダイオードＺＤが接続されている。抵抗Ｒの一端は、コンデンサ１２１及びチョークコイル１２２に接続され、抵抗Ｒの他端は、ダイオードＤのカソード及びコンデンサＣに接続される。

ダイオードブリッジ回路１１０による整流電圧は、チョークコイル１２２を介してダイオード１２４に供給される一方、補助巻線Ｌに断続的な電圧を誘起する。補助巻線Ｌに誘起された電圧は、抵抗Ｒ’、コンデンサＣ’、ダイオードＤによって整流され、コンデンサＣによって平滑化されて、トランジスタ１３９のエミッタに印加される。すなわち、変形例２のスイッチング電源装置１ｂにおいても、一次側補助巻線１７０を介さずにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に電圧が供給される。また、コンデンサＣによって平滑された電圧により、トランジスタ１３９がオンされている期間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなるため、変形例２のスイッチング電源装置１ｂにおいても、第１の実施形態のスイッチング電源装置１と同様の効果を得ることができる。

図７は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの構成を示す回路図である。図７おいて、図１と共通する構成については、同一の符号を付している。第２の実施形態においては、ＰＦＣ回路１２０のＦＥＴ１２７に代えて、フォトトランジスタ１２７０ａと発光ダイオード１２７０ｂとで構成されるフォトカプラ１２７０を備え、抵抗１２７２が追加されている点で第１の実施形態と異なる。すなわち、第２の実施形態のスイッチング電源装置１Ｍは、第１の実施形態と同様、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合（すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合）、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成を間欠的に行うが、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給状態をフォトカプラ１２７０で検出し、その検出結果に応じてセンシング電圧の生成を制御するように構成される。以下、第１の実施形態と異なる点について説明する。

第２の実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、ダイオード１２４のカソードは抵抗１２６の一端に接続され、抵抗１２６の他端はフォトトランジスタ１２７０ａのコレクタに接続される。フォトトランジスタ１２７０ａのエミッタは、抵抗１２９の一端及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に接続され、抵抗１２９の他端はグラウンドＧＮＤ１に接続される。また、抵抗１２７２の一端はＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に接続され、他端は発光ダイオード１２７０ｂのアノードに接続され、発光ダイオード１２７０ｂのカソードは、グラウンドＧＮＤ１に接続される。

第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合、負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して、トランジスタ１３９が間欠的にオン／オフする。そして、トランジスタ１３９のオン／オフに応じて、コンデンサ１５７からの電流がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）及び抵抗１２７２を介して発光ダイオード１２７０ｂに供給され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作すると共に、発光ダイオード１２７０ｂが所定の光量で間欠的に発光する。

トランジスタ１３９がオンした時に発光ダイオード１２７０ｂから出射される光は、フォトトランジスタ１２７０ａで受光され、光電変換されて、フォトトランジスタ１２７０ａをオンする。そして、フォトトランジスタ１２７０ａがオンすることにより、第１の実施形態と同様、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２９とで分圧した電圧（センシング電圧）がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に入力されることとなる。このように、第２の実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給状態をフォトカプラ１２７０で検出し、その検出結果に応じてセンシング電圧の生成を制御するように構成される。そして、第１の実施形態と同様、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合（すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合）、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給及びセンシング電圧の生成が間欠的に行われる。

図８は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの変形例１（スイッチング電源装置１Ｍａ）を示す回路図である。変形例１のスイッチング電源装置１Ｍａは、ＰＦＣ回路１２０ａ（第２の実施形態のＰＦＣ回路１２０に、補助巻線Ｌ、ダイオードＤ、コンデンサＣ、抵抗Ｒ、ツェナーダイオードＺＤを追加した回路）を備えており、ＰＦＣ回路１２０ａが備えるチョークコイル１２２の補助巻線Ｌにて誘起された電圧を、ダイオードＤを通じてトランジスタ１３９のエミッタに接続し、トランジスタ１３９を制御してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に供給する。すなわち、本変形例１は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の変形例１と同じく、一次側補助巻線１７０を介さずにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に電圧が供給される。また、コンデンサＣによって平滑された電圧により、トランジスタ１３９がオンされている期間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなるため、変形例１のスイッチング電源装置１Ｍａにおいても、第２の実施形態のスイッチング電源装置１Ｍと同様の効果を得ることができる。

図９は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｍの変形例２（スイッチング電源装置１Ｍｂ）を示す回路図である。変形例２のスイッチング電源装置１Ｍｂは、ＰＦＣ回路１２０ｂ（第２の実施形態のＰＦＣ回路１２０に、補助巻線Ｌ、ダイオードＤ、Ｄ’、コンデンサＣ、Ｃ’、抵抗Ｒ、Ｒ’、ツェナーダイオードＺＤを追加した回路）を備えており、ＰＦＣ回路１２０ｂが備えるチョークコイル１２２の補助巻線Ｌにて誘起された電圧を、抵抗Ｒ’、コンデンサＣ’ダイオードＤを通じてトランジスタ１３９のエミッタに接続し、トランジスタ１３９を制御してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に供給する。すなわち、本変形例２は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の変形例２と同じく、一次側補助巻線１７０を介さずにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）に電圧が供給される。また、コンデンサＣによって平滑された電圧により、トランジスタ１３９がオンされている期間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなるため、変形例２のスイッチング電源装置１Ｍｂにおいても、第２の実施形態のスイッチング電源装置１Ｍと同様の効果を得ることができる。

１、１ａ、１ｂ、１Ｍ、１Ｍａ、１Ｍｂ スイッチング電源装置
１１０ ダイオードブリッジ回路
１２０ ＰＦＣ回路
１２２ チョークコイル
１２３、１５２ ＦＥＴ
１２４、１４３、１５８、２１５ ダイオード
１２１、１２５、１４０、１５７、２２０ コンデンサ
１２６、１２９、１３８、１４１、１４２、１５３、１５４、２２５、２４０、２４５、１２７２ 抵抗
１３０ ＰＦＣ待機制御回路
１２７、１３９ トランジスタ
１３７ ツェナーダイオード
１５０ 一次側巻線
１５６、１２７０ａ フォトトランジスタ
１７０ 一次側補助巻線
２００、１２７０ フォトカプラ
２１０ 二次側巻線
２３０、１２７０ｂ 発光ダイオード
２３５ シャントレギュレータ
４００ トランス

Claims (14)

1. 一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、
   前記一次側回路は、
   交流電源電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第１の直流電圧を出力する第１の直流化回路と、
   前記第１の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、
   前記一次巻線の他端に接続され前記一次巻線に流れる電流をオン／オフする第１のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
   前記第１の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、
   を有し、
   前記二次側回路は、
   前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、
   前記二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第２の直流電圧を負荷回路に供給する第２の直流化回路と、
   を有し、
   前記一次側回路は、前記負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路をさらに有し、
   前記第１の直流化回路は、前記整流回路から出力される電流をオン／オフする第２のスイッチング素子と、前記第１の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように前記第２のスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路と、を有し、
   前記電源供給回路は、前記第１の直流化回路を駆動するための電源を前記出力回路から出力される電圧に応じた所定の周期で間欠的にオン／オフし、
   前記検出電圧は、前記第１の直流化回路の電源がオンする時にのみ生成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記検出電圧生成回路は、前記第１の直流化回路の出力と前記一次側回路のグラウンドとの間に挿入され、前記第１の直流電圧に応じた電流が流れる抵抗と、前記抵抗に流れる電流を制御する第１のスイッチ回路とを有し、
   前記第１のスイッチ回路は、前記第１の直流化回路の電源がオンする時に同期して前記抵抗に電流を流し、前記抵抗の一端に前記検出電圧を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１のスイッチ回路が、トランジスタであることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１のスイッチ回路は、前記第１の直流化回路の電源に接続され、該電源がオンする時に所定の光量で発光する発光ダイオードと、前記発光ダイオードからの光を受光して前記抵抗に電流を流すフォトトランジスタと、を有することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記発光ダイオードと前記フォトトランジスタが、フォトカプラを構成することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電源供給回路は、前記出力回路の電圧に基づいて前記所定の周期のパルスを生成するパルス生成回路を有し、前記第１の直流化回路を駆動するための電源を前記パルスに基づいてオン／オフすることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記電源供給回路は、前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、
   前記出力回路は、前記一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成し出力することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記電源供給回路は、前記平均電圧が第１の基準電圧よりも大きい時に前記第１の直流化回路を駆動するための電源をオンし、前記平均電圧が前記第１の基準電圧よりも小さい時に前記第１の直流化回路を駆動するための電源を前記所定の周期で間欠的にオン／オフすることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記制御回路は、第２の直流電圧が一定となるように前記第１のスイッチング素子のオン／オフを制御し、前記平均電圧が前記第１の基準電圧よりも小さい時、前記第１のスイッチング素子を前記所定の周期毎に複数回バースト状にオン／オフし、
   前記平均電圧は、前記第１のスイッチング素子がバースト状にオン／オフする時、前記第１のスイッチング素子のオン／オフと同期して所定の電圧範囲で変動し、
   前記電源供給回路は、前記平均電圧の変動に応じて前記第１の直流化回路を駆動するための電源をオン／オフすることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記電源供給回路は、前記平均電圧が第２の基準電圧よりも大きい時に前記第１の直流化回路を駆動するための電源をオンし、前記平均電圧が前記第２の基準電圧よりも小さい時に前記第１の直流化回路を駆動するための電源をオフすることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記電源供給回路は、前記一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路を有し、該第３の直流電圧を前記第１の直流化回路を駆動するための電源として供給することを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記電源供給回路は、前記第１の直流化回路が備える昇圧用のインダクタとの間で電磁誘導を生じる補助巻線と、該補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路と、を有し、該第３の直流電圧を前記第１の直流化回路を駆動するための電源として供給することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記電源供給回路は、前記第３の直流電圧と前記第２の基準電圧との電圧差を検出する電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて前記第３の直流電圧をオン／オフする第２のスイッチ回路とを有することを特徴とする請求項１０を引用する請求項１１又は請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記電圧差検出回路は、前記第３の直流電圧と前記第２の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電源装置。

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