JP2016201169A - Ｌｅｄ電源装置及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＥＤ電源装置において、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因する動作不安定を防止する。
【解決手段】ＬＥＤ電源装置（１）は、入力電源電圧を直流の出力電流に変換してＬＥＤ（２）に給電するコンバータ回路（１０）と、コンバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路（２０）と、入力電源電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路（７０）と、ＰＷＭ制御において、検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、検出電圧が第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用するように構成されたオフ幅増大回路（４０）と、出力電流を検出する電流検出回路（５０）と、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路にＰＷＭ制御のオン幅を決定させる出力制御回路（６０）を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

特許文献１は、ＬＥＤを点灯する絶縁型電源装置を開示する。この絶縁型電源装置は、トランスの一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を出力する制御回路と、出力電流を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段とを有する。そして、制御回路は、スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを備える。同文献によると、上記構成により、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力をフィードバック制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際にフィードバック制御の比較的大きな時定数に起因して発生する出力オーバーシュートが低減される。

特開２０１２−３４４９０号公報

ところで、一般に、特許文献１に開示されるようなＰＷＭ制御下での出力フィードバック構成においては、入力電源電圧から見た負荷が調光等によって軽くなるとＰＷＭオン幅が小さくなる。特に、高い入力電源電圧（例えばＡＣ２００Ｖ）において深い調光が行われる場合、負荷が非常に軽くなり、ＰＷＭオン幅はより狭小化される。そして、ＰＷＭオン幅がＰＷＭ制御用ＩＣの動作下限以下となると、スイッチング動作が断続的になり、ＬＥＤ発光にちらつきが生じる。このオン幅狭小化の問題に対処するため、詳細を後述するように、軽負荷時には、出力電流フィードバック制御下においても所定のＰＷＭオン幅が確保されるように、ＰＷＭオフ幅を強制的に長くする（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させる）構成が提案されている。しかし、通常の動作モードと、スイッチング周波数を強制的に低下させる動作モードとを切り換えると、このモード切換の際のフィードバック応答の遅れに起因してスイッチング動作が一時的に不安定となる場合がある。この不安定なスイッチング動作のために、ＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。

そこで、本発明は、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止するＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。

本発明のＬＥＤ電源装置は、交流の入力電源電圧を直流の出力電流に変換して出力電流をＬＥＤに供給するコンバータ回路と、コンバータ回路をＰＷＭ制御するように構成されたＰＷＭ制御回路と、入力電源電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、ＰＷＭ制御において、検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、検出電圧が第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用するように構成されたオフ幅増大回路と、出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路にＰＷＭ制御のオン幅を決定させる出力制御回路とを備える。

上記構成のＬＥＤ電源装置によると、電圧検出回路が入力電源電圧を検出して検出電圧を出力し、コンバータ回路及びＰＷＭ制御回路によるＰＷＭ制御において、オフ幅増大回路が、検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、検出電圧が第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用する。そして、出力制御回路が、出力電流の電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路にＰＷＭ制御のオン幅を決定させる。これにより、入力電源電圧が高い場合に入力電源電圧が低い場合よりもオン幅及びオフ幅が長くなるとともに、入力電源電圧が少なくとも略一定である間はモード切換動作が発生することなく出力フィードバック制御が実行される。したがって、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止することが可能となる。

ここで、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧である場合、オフ幅増大回路は、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、商用電源電圧として使用されない電圧に対応する値に設定されることが好ましい。これにより、商用電源から給電されるＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中にモード切換動作が発生することが防止される。

また、オフ幅増大回路が、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定されるようにしてもよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があったとしても、ＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中のモード切換動作が確実に防止される。

また、オフ幅増大回路が、検出電圧が切換閾値未満の場合には第１のオフ幅を適用し、検出電圧が切換閾値以上の場合には第２のオフ幅を適用するように構成され、切換閾値が、第１の入力電源電圧の公称値と第２の入力電源電圧の公称値の中間値の±２０％、好ましくは±１０％以内の電圧に対応する値に設定されてもよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があり、更に回路部品の定数のばらつき又は温度特性があったとしても、ＬＥＤ電源装置の動作中、すなわちＬＥＤ点灯中のモード切換動作が確実に防止される。

ここで、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧である場合、第１の商用電源電圧の公称値は１００Ｖ、１１０Ｖ、１１５Ｖ、１２０Ｖ又は１２７Ｖのいずれかの値であり、第２の商用電源電圧の公称値は２００Ｖ、２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ、２４２Ｖ又は２６５Ｖのいずれかの値である。これにより、世界各国の電源電圧に対して、ＬＥＤ点灯中のモード切換動作を防止することが可能となる。

更に、コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流を出力する整流平滑回路を含み、オフ幅増大回路において、第１のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、スイッチング素子に印加される印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応し、第２のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、印加電圧の第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応するように構成される。これにより、簡素な構成のオフ幅増大回路が実現される。

ここで、一形態として、コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流を出力する整流平滑回路を含み、オフ幅増大回路の動作電源がトランスの三次巻線に発生する電圧から取得されるように構成される。これにより、効率的なオフ幅増大回路が実現される。

また、他の形態として、オフ幅増大回路の動作電源が検出電圧から取得されるように構成されてもよい。これにより、更に簡素な構成のオフ幅増大回路が実現される。

また更に、出力制御回路において、電流目標値が外部調光信号に基づいて生成されるようにしてもよい。このように、入力電源電圧が比較的高くかつ深い調光によって出力電流又は出力電力が小さい軽負荷状態が発生し得る場合に、本発明の有用性が高まる。

本発明のＬＥＤ照明装置は、上記いずれかのＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備える。これにより、上記の各効果を享受するＬＥＤ照明装置が実現される。

本発明の第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置の回路構成図である。 第１の実施形態における通常モードを説明する図である。 第１の実施形態におけるオフ幅増大モードを説明する図である。 第１の実施形態のＬＥＤ電源装置における定電流制御部を説明する図である。 第１の実施形態の代替例の要部を示す図である。 本発明の第２の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置の回路構成図である。 参照例によるＬＥＤ電源装置の回路構成図である。

＜第１の実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置３はＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ２を含む。交流電源ＡＣからの交流入力電圧がＬＥＤ電源装置１に入力され、ＬＥＤ電源装置１からの直流出力がＬＥＤ２に供給される。なお、図１においては、ＬＥＤ２として３個のＬＥＤ素子が直列接続された構成を示すが、ＬＥＤ２を構成するＬＥＤ素子の個数は任意であり、ＬＥＤ素子の直列回路が複数列に並列接続されていてもよい。

ＬＥＤ電源装置１は、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路４０、電流検出回路５０、出力制御回路６０及び電圧検出回路７０を備える。なお、本明細書における説明において、各回路素子が上記のどの名称の回路に属するかは便宜的なものである。

コンバータ回路１０は、ダイオードブリッジ１１、入力コンデンサ１２、トランス１３、スイッチング素子１４、ダイオード１５、出力コンデンサ１６及び電流検知抵抗１７を備える。コンバータ回路１０は、交流電源ＡＣ（例えば商用電源）からの交流電圧を直流変換し、直流の出力電流をＬＥＤ２に供給する。コンバータ回路１０は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式のフライバック降圧回路を構成する。なお、必要に応じて、コンバータ回路１０の前段には電流ヒューズＦ１及びＦ２並びにノイズフィルタ（不図示）が接続される。トランス１３は一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３を有し、二次巻線Ｎ２の巻方向は三次巻線Ｎ３の巻方向と同じであり、これらの巻方向は一次巻線Ｎ１とは逆となる。すなわち、三次巻線Ｎ３の出力によって二次巻線Ｎ２に発生する電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子１４はＭＯＳＦＥＴからなる。したがって、以降において、スイッチング素子１４のことをＦＥＴ１４ともいう。

コンバータ回路１０において、交流入力電圧がダイオードブリッジ１１によって全波整流され、入力コンデンサ１２には脈流電圧が現われる。ＦＥＴ１４のオン期間にトランス１３の一次巻線Ｎ１によってエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ１４のオフ期間にそのエネルギーがトランス１３の二次巻線Ｎ２側からダイオード１５を介して出力コンデンサ１６に充電される。コンバータ回路１０の出力は、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオンデューティ（デューティ比）、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻数比等によって決まる。ＦＥＴ１４は、後述するスイッチング制御用の制御ＩＣ２１によって駆動される。なお、以降の説明において、コンバータ回路１０の出力電流を「出力電流」という。

本実施形態のコンバータ回路１０は力率改善型であるので、出力コンデンサ１６が低周波リップル（入力電源周波数に基づくリップル）の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ１２の容量≪出力コンデンサ１６の容量であり、例えば、入力コンデンサ１２はフィルムコンデンサからなり、出力コンデンサ１６は電解コンデンサからなる。なお、トランス１３の一次巻線Ｎ１側の基準電位（すなわち、入力コンデンサ１２の低電位電極側ノード）を一次側グランドといい、二次巻線側の基準電位（すなわち、出力コンデンサ１６の低電位電極側ノード）を二次側グランドというものとする。

ＰＷＭ制御回路２０は、制御ＩＣ２１、フォトカプラ２２、抵抗２３、抵抗２４及び抵抗２５を含む。制御ＩＣ２１（例えば、ミツミ電機株式会社製のＭＭ３４６０）は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態に基づくオン幅でスイッチング素子１４をＰＷＭ制御する。フォトカプラ２２の出力状態（信号Ｓ１ｔ）は出力制御回路６０からの入力（信号Ｓ１ｄ）によって決定される。制御ＩＣ２１には、必要に応じて周辺回路部品が接続されていてもよい。また、フォトカプラ２２のフォトトランジスタのコレクタ端子には、所定の電圧源を構成する抵抗回路（不図示）が適宜接続されるものとする。抵抗２３は、トランス１３の三次巻線Ｎ３と制御ＩＣ２１（ＺＣＤ端子）の間に接続される。抵抗２４及び２５の分圧回路は、ダイオードブリッジ１１の出力端子間に接続され、その分圧点が制御ＩＣ２１（ＭＵＬ端子）に接続される。

制御ＩＣ２１は、少なくとも、制御電源端子（ＶＣＣ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、ゼロクロス検出端子（ＺＣＤ端子）、フィードバック端子（ＦＢ端子）、グランド端子（ＧＮＤ端子）及びマルチプライヤ入力端子（ＭＵＬ端子）を有する。また、制御ＩＣ２１は、不図示の電流センス端子（ＩＳＮＳ端子）及び補償端子（ＣＯＭＰ端子）を有する。制御ＩＣ２１はＶＣＣ端子から動作電源の供給を受け、ＧＮＤ端子を基準電位として動作する。ＧＮＤ端子は一次側グランドに接続され、したがって制御ＩＣ２１は一次側グランドを基準電位として動作する。

ＯＵＴ端子は、ＦＥＴ１４のゲート端子に接続される。ＯＵＴ端子の内部回路はＦＥＴ１４のゲート信号を出力し、このゲート信号は後述のオフ幅増大回路４０にも入力される。

ＺＣＤ端子は、抵抗２３を介してトランス１３の三次巻線Ｎ３に接続される。ＺＣＤ端子の内部回路は、トランス１３の三次巻線Ｎ３の電圧に対応するＺＣＤ端子電圧における立下りエッジを検出する。具体的には、ＺＣＤ端子の内部回路は、ＺＣＤ端子電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下に減少した時点をゼロクロスとして検出し、このゼロクロスの検出に応じてＯＵＴ端子の出力をローからハイに遷移させる。

ＦＢ端子は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタに接続される。ＦＢ端子の内部回路は、ＦＢ端子電圧（すなわち、信号Ｓ１ｔ）に応じて、ＯＵＴ端子からのゲート信号におけるハイ期間、すなわちＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオン幅を決定する。

ＭＵＬ端子は、抵抗２４と抵抗２５の接続点に接続され、ダイオードブリッジ１１の脈流出力電圧の分圧の入力を受ける。不図示のＩＳＮＳ端子は、電流検知抵抗１７とＦＥＴ１４のソース端子との接続点に接続され、電流検知抵抗１７に発生するＦＥＴ電流に対応する電圧の入力を受ける。ＭＵＬ端子及びＩＳＮＳ端子の入力によってＦＥＴ１４のスイッチング動作が適正化される。

前述したコンバータ回路１０の動作を併せて参照すると、制御ＩＣ２１の通常の使用における動作は概略として以下のようになる。まず、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移すると、ＦＢ端子の内部回路によって決定されたオン幅にわたってＦＥＴ１４がオン状態となる。ＦＥＴ１４がオン状態である間は、ＺＣＤ端子電圧はゼロとなる。その後、オン期間の終了時にＯＵＴ端子の出力がローとなり、ＦＥＴ１４はオフ状態となる。そして、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３に電流が流れ、ＺＣＤ端子電圧が上昇する（ＺＣＤ端子電圧は適宜クランプされる）。その後、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３の電流の減少に伴ってＺＣＤ端子電圧は減少する。ＺＣＤ端子電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下となると、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移し、上記の動作が繰り返される。

補助電源回路３０は、トランス１３の三次巻線Ｎ３、ダイオード３１、コンデンサ３２、トランジスタ３３、抵抗３４、ツェナーダイオード３５及びコンデンサ３６を含み、更に起動抵抗３７を有する。三次巻線Ｎ３に発生する電圧はダイオード３１及びコンデンサ３２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、トランジスタ３３、抵抗３４及びツェナーダイオード３５によって構成されたシリーズレギュレータで降圧される。この降圧された電圧がコンデンサ３６によって平滑されて補助電源回路３０の出力電圧となる。このように、補助電源回路３０は、ＦＥＴ１４のパルスごとに生成される電圧を平滑してＰＷＭ制御回路２０及びオフ幅増大回路４０に制御電圧Ｖｃｃ（以下、必要に応じて「制御電源Ｖｃｃ」ともいう）を供給する。なお、起動抵抗３７は制御ＩＣ２１の起動時の電源を供給するためにダイオードブリッジ１１の出力端に接続されるが、起動後には実質的に機能しない。

オフ幅増大回路４０は、ＺＣＤ無効化回路４１及びモード切換回路４２を備える。ＺＣＤ無効化回路４１は、トランジスタ４１０（以下、「ＦＥＴ４１０」という）、抵抗４１１、コンデンサ４１２、抵抗４１３、抵抗４１４及びトランジスタ４１５を有する。モード切換回路４２は、トランジスタ４２０（以下、「ＦＥＴ４２０」という）、抵抗４２１、トランジスタ４２２、抵抗４２３及び抵抗４２４を備え、必要に応じてツェナーダイオード４２５及び抵抗４２６を含む。

ＦＥＴ４１０のドレイン端子は、トランジスタ４２２のコレクタ端子に抵抗４１１を介して接続されるとともに、更に抵抗４２３を介して制御電源Ｖｃｃに接続される。ＦＥＴ４１０のソース端子はコンデンサ４１２、抵抗４１３及び抵抗４１４に接続される。ＦＥＴ４１０のゲート端子はＯＵＴ端子に接続され、はＦＥＴ１４と同期してスイッチングされる。トランジスタ４２２がオフ状態で、かつＦＥＴ１４のオン期間に制御電源Ｖｃｃがコンデンサ４１２に入力される。

コンデンサ４１２及び抵抗４１３の並列回路は、充放電回路を構成し、ＦＥＴ４１０のソース端子と一次側グランドの間に接続される。すなわち、トランジスタ４２２がオン状態の場合にはＦＥＴ４１０がオンされてもコンデンサ４１２は充電されず、トランジスタ４２２がオフ状態の場合にＦＥＴ４１０がオンされると、コンデンサ４１２に制御電源Ｖｃｃが充電される。そして、ＦＥＴ４１０がオフされると、コンデンサ４１２の電荷は、コンデンサ４１２の容量と抵抗４１３の抵抗値によって決まる時定数τで、抵抗４１３によって放電される。

トランジスタ４１５のベース端子は、抵抗４１４を介してコンデンサ４１２の高電位側端子及びＦＥＴ４１０のソース端子に接続される。トランジスタ４１５のコレクタ端子はＩＣ２１のＺＣＤ端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。したがって、コンデンサ４１２の高電位側端子の電圧（以下、「コンデンサ電圧Ｖａ」という）がトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上の場合には、トランジスタ４１５がオンされ、ＺＣＤ端子は一次側グランドに実質的に短絡される。これにより、ＺＣＤ端子電圧が無効化される。一方、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ未満の場合には、トランジスタ４１５がオフされ、三次巻線Ｎ３からの電圧が抵抗２３を介してＺＣＤ端子に入力される。

このように、モード切換回路４２の出力がロー状態（トランジスタ４２２がオン状態）の場合には、ＦＥＴ４１０に電源が供給されず、トランジスタ４１５はオフ状態に維持される。すなわち、オフ幅増大回路４０がない場合と同様の動作モードが実行される。以下において、このモード切換回路４２の出力がロー状態の場合の動作モードを「通常モード」という。一方、モード切換回路４２の出力がハイ状態（トランジスタ４２２がオフ状態）の場合には、ＦＥＴ４１０のオン／オフ動作に応じてコンデンサ４１２が充放電され、コンデンサ電圧Ｖａに応じてトランジスタ４１５がオン／オフされる。詳細を後述するように、オフ幅増大回路４０は、ＺＣＤ端子電圧の無効化によってＰＷＭ制御におけるオフ幅を強制的に増大させることができる。以下において、モード切換回路４２の出力がハイ状態の場合の動作モードを「オフ幅増大モード」という。モード切換回路４２の詳細は後述する。

ここで、図２及び図３を用いて、各モードにおけるオフ幅増大回路４０、ＰＷＭ制御回路２０及びコンバータ回路１０の動作を説明する。なお、図２及び図３は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図２は通常モードの動作を示し、図３はオフ幅増大モードの動作を示す。図２及び図３において、上段から、ＦＥＴ１４のドレイン−ソース電圧（以下、「電圧Ｖｄｓ」という）、ＺＣＤ端子電圧（以下、「電圧Ｖｚｃｄ」）という、コンデンサ電圧Ｖａ、及びＯＵＴ端子電圧（以下、「電圧Ｖｏｕｔ」という）を示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。

図２に示す通常モードでは、モード切換回路４２の出力はロー（ゼロ）であるため、コンデンサ電圧Ｖａは全期間を通じてゼロである。
時刻ｔ０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。
時刻ｔ１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなるとともに、電圧Ｖｚｃｄが上昇する。
時刻ｔ２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄが低下し、電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。

図３に示すオフ幅増大モードでは、モード切換回路４２の出力はハイとなっている。
時刻ｔ１０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。一方、コンデンサ４１２が制御電源Ｖｃｃによって充電されてコンデンサ電圧Ｖａが上昇する。コンデンサ電圧Ｖａのピークは、制御電圧Ｖｃｃ並びに抵抗４２３、抵抗４２４、抵抗４１１及び抵抗４１３の分圧比に依存する。

時刻ｔ１１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなる。時刻ｔ１１において、ＦＥＴ４１０もオフされるため、コンデンサ電圧Ｖａは低下していくが、コンデンサ電圧Ｖａによってトランジスタ４１５は依然としてオンされているため、三次巻線Ｎ３からの電圧はＺＣＤ端子に入力されず、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。

時刻ｔ１２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると、トランス１３のインダクタンス及びＦＥＴ１４の寄生容量に起因して、電圧Ｖｄｓは振動を開始する。この時点でも、コンデンサ電圧Ｖａによってトランジスタ４１５がオンされているため、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。したがって、ＺＣＤ端子において三次巻線電圧のゼロクロスは検出されず、ＯＵＴ端子からのゲート信号は依然としてローに維持される。

時刻ｔ１３において、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈを下回ると、トランジスタ４１５がオフされ、電圧Ｖｄｓに応じた（時間遅れを含み得る）電圧Ｖｚｃｄが制御端子ＺＣＤに入力される。

時刻ｔ１４において、電圧Ｖｄｓの立下りエッジに対応して電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると、電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。

図２及び図３から分かるように、通常モードにおいては、ＰＷＭ制御の各スイッチングサイクルにおいてオフ期間の終了時は電圧Ｖｄｓの最初の立下りエッジに対応し、オフ幅増大モードにおいては、オフ期間の終了時が電圧Ｖｄｓの２番目以降の下りエッジに対応する。そして、オフ幅増大モードでは、通常モードのＰＷＭオフ期間よりも長い期間にわたってＦＥＴ１４が強制的にオフされる期間の長さ（すなわち、時刻ｔ２又はｔ１２と時刻ｔ１４との差分）はコンデンサ電圧Ｖａのピーク値に依存する。

このように、オフ幅増大モードにおいては、ＦＥＴ１４のＰＷＭオフ幅を強制的に長くすることができる（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させることができる）。したがって、コンバータ回路１０の平均出力電流が同じであれば、通常モードよりもオフ幅増大モードにおいてＰＷＭオン幅が長くなる。このように、オフ幅増大モードによって、例えば軽負荷時（高い入力電源電圧と比較的深い調光の組合せの場合）にＰＷＭオン幅が制御ＩＣ２１の規定する最小オン幅よりも短くなることを防止することができる。言い換えると、コンバータ回路１０のスイッチング動作は、通常モードにおいては実質的に臨界モードとなり、オフ幅増大モードにおいては実質的に不連続モードとなる。なお、本明細書において、負荷が重い／軽いとは、入力電源電圧に対する出力電流又は出力電力の大／小をいうものとする。

図１に戻り、モード切換回路４２において、ツェナーダイオード４２５のカソード端子が後述の電圧検出回路７０の出力に接続され、アノード端子にＦＥＴ４２０のゲート端子が接続される。ＦＥＴ４２０のドレイン端子は、抵抗４２１を介して制御電源Ｖｃｃに接続されるとともにトランジスタ４２２のベース端子に接続される。トランジスタ４２２のコレクタ端子は抵抗４２３を介して制御電源Ｖｃｃに接続されるとともに、ＺＣＤ無効化回路４１の抵抗４１１に接続される。ＦＥＴ４２０のソース端子及びトランジスタ４２２のエミッタ端子はともに一次側グランドに接続される。抵抗４２３は制御電源Ｖｃｃとトランジスタ４２２のコレクタ端子間に接続され、抵抗４２４はトランジスタ４２２のコレクタ端子と一次グランド間に接続され、抵抗４２３及び４２４によってトランジスタ４２２のオフ時におけるＺＣＤ無効化回路４１への入力電圧が決定される。抵抗４２６は、ツェナーダイオード４２５のアノード端子及びＦＥＴ４２０のゲート端子と一次側グランドとの間に接続される。

ツェナーダイオード４２５のアノード電圧がＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎ未満の場合には、ＦＥＴ４２０はオフ状態となり、トランジスタ４２２がオン状態となる。これにより、モード切換回路４２のロー出力（すなわち、０Ｖの電圧）が抵抗４１１及びＦＥＴ４１０に入力される。ツェナーダイオード４２５のアノード電圧がＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎ以上の場合には、ＦＥＴ４２０はオン状態となり、トランジスタ４２２がオフ状態となる。これにより、モード切換回路４２のハイ出力（すなわち、抵抗４２３及び４２４による制御電源Ｖｃｃの分圧）が抵抗４１１及びＦＥＴ４１０に入力される。ツェナーダイオード４２５の動作状態は、後述の電圧検出回路７０によって出力される検出電圧Ｖｄｃによって決定される。

なお、オフ幅増大モードにおけるオフ幅は、コンデンサ４１２への入力電圧ピーク値及び上記時定数τによって設定される。言い換えると、オフ幅増大モードにおける所望のオフ幅が実行されるように、抵抗４１１、４１３、４２３及び４２４の抵抗値並びにコンデンサ４１２の容量が設定される（オフ幅の設定によっては抵抗４１１又は抵抗４２４の一方が省略されてもよい）。

電流検出回路５０（以下、「電流検出抵抗５０」ともいう）は、二次側グランドとＬＥＤ２のカソード端の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗５０に発生する。電流検出抵抗５０に発生する電圧が、電流検出値として出力制御回路６０に入力される。

出力制御回路６０は、目標値生成部６１（例えば、マイコン）、定電流制御部６２及び調光制御部６５を有する。出力制御回路６０回路には、コンバータ回路１０の出力コンデンサ１６の電圧から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが適宜供給されるものとする。あるいは、補助電源回路３０と同様の回路によってトランス１３の補助巻線（三次巻線Ｎ３であってもよいし別途の四次巻線であってもよい）から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。あるいは、出力コンデンサ１６の電圧をから得られる電力及びトランス１３の補助巻線から得られる電力の双方をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。

調光制御部６５は、装置外部の調光器Ｄから入力される外部調光信号を受け付け、調光率を示す調光指令電圧を生成する。具体的には、ＰＷＭ信号又はアナログＤＣ信号の外部調光信号がフォトカプラ（不図示）のフォトダイオードに入力され、そのフォトカプラのフォトトランジスタから二次側グランドを基準電位とする信号が出力され、これが平滑化されて調光指令電圧となる。これにより、調光率に対して単調減少又は単調増加する調光指令電圧が得られる。

目標値生成部６１は、調光制御部６５によって生成された調光指令電圧に基づいて出力電流の目標値（電流目標値）を生成する。目標値生成部６１は、調光指令電圧に対して略線形に電流目標値を演算するように構成されていてもよいし、メモリ（不図示）に記憶された参照テーブルを参照することによって調光指令電圧に対する電流目標値を決定するように構成されていてもよい。目標値生成部６１によって生成された電流目標値は定電流制御部６２に入力される。

図４に、定電流制御部６２の一例を示す。定電流制御部６２は、オペアンプ６２１、入力素子６２２、帰還素子６２３、ダイオード６２４、抵抗６２５及び抵抗６２６を含む。概略として、オペアンプ６２１は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。オペアンプ６２１の負入力端子（−）には電流検出抵抗５０によって検出された電流検出値が入力され、正入力端子（＋）には電流目標値に対応する電圧値が目標値生成部６１から入力される。入力素子６２２は、電流検出抵抗５０とオペアンプ６２１の負入力端子間に接続され、抵抗等によって構成され、必要に応じて積分回路、フィルタ回路等が構成される。帰還素子６２３は、オペアンプ６２１の負入力端子と出力端子の間に接続され、抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路からなる。オペアンプ６２１は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。オペアンプ６２１は、制御ＩＣ２１との協働により、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭオン幅を制御することになる。

オペアンプ６２１の出力端子はダイオード６２４のカソードに接続され、ダイオード６２４のアノードはフォトカプラ２２のフォトダイオードのカソード側に接続される。フォトカプラ２２のフォトダイオードのアノードは制御電圧Ｖｓに抵抗６２５を介して接続され、フォトダイオードに抵抗６２６が並列接続される。なお、抵抗６２５はフォトダイオードのカソード側に挿入されていてもよい。フォトカプラ２２のフォトトランジスタには、フォトダイオードに流れる電流（発光）（信号Ｓ１ｄ）に応じた出力電流が流れる。前述したように、制御ＩＣ２１はフォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態（信号Ｓ１ｔ）に応じたパルス幅のゲート電圧を出力する。なお、本実施形態において、ダイオード６２４は省略してもよいが、他の制御回路（例えば、出力電圧の過電圧保護回路等）の出力をフォトカプラ２２への入力に反映させる場合に選択回路の一部として必要となる。このように、定電流制御部６２、フォトカプラ２２、制御ＩＣ２１、コンバータ回路１０及び電流検出抵抗５０によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。

ここで、図７に、モード切換動作に伴うフィードバックの不安定動作が発生し得る参照例に係るＬＥＤ電源装置４を示す。ＬＥＤ電源装置４は、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路８０、電流検出抵抗５０及び出力制御回路９０を備える。コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０及び電流検出抵抗５０は、図１に示すＬＥＤ電源装置１のものと同様である。

出力制御回路９０は、調光制御部９５、目標値生成部６１及び定電流制御部６２を備える。目標値生成部６１及び定電流制御部６２は、図１に示す第１の実施形態のものと同じである。調光制御部９５は調光制御部６５と実質的に同じであるが、調光制御部９５によって生成される調光指令電圧は、目標値生成部６１だけでなくオフ幅増大回路８０にも出力される。調光指令電圧は、信号Ｓ２ｄとしてオフ幅増大回路８０のフォトカプラ８２０のフォトダイオードにも入力され、フォトトランジスタの出力として一次側グランドを基準とする信号Ｓ２ｔに変換される。本明細書においては、調光率が高いほど（負荷が重いほど）調光指令電圧が低く、調光率が低いほど（負荷が軽いほど）調光指令電圧が高くなるものとする。調光指令電圧が所定値以下（調光率が所定率以上）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがローであり、通常モードが実行される。調光指令電圧が所定値を超えると（調光率が所定率未満）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがハイとなり、オフ幅増大モードが実行される。

オフ幅増大回路８０は、ＺＣＤ無効化回路４１及び信号伝達回路８２を備える。ＺＣＤ無効化回路４１は、図１に示すオフ幅増大回路４０のものと実質的に同じである。ただし、ＦＥＴ４１０のドレイン端子は抵抗４１１を介して信号伝達回路８２に接続される。

信号伝達回路８２は、フォトカプラ８２０並びに抵抗８２１及び８２２を含む。制御電源Ｖｃｃと一次側グランドとの間に、抵抗８２１、フォトカプラ８２０のフォトトランジスタ及び抵抗８２２の直列回路が形成され、フォトトランジスタのエミッタ端子の電圧が抵抗４１１を介してＦＥＴ４１０のドレイン端子に入力される。フォトカプラ８２０のフォトダイオードに信号Ｓ２ｄが入力されると、信号Ｓ２ｄの電流値又は電圧値に応じてフォトトランジスタに電流が流れる。したがって、信号Ｓ２ｄがローの場合には、フォトトランジスタはオフ状態となり、抵抗８２２に発生する電圧、すなわち信号Ｓ２ｔの電圧は実質的にゼロとなる。一方、信号Ｓ２ｄがハイの場合には、フォトトランジスタはオン状態となり、制御電源Ｖｃｃから抵抗８２１、フォトトランジスタを介してハイ出力の信号Ｓ２ｔが入力される。

第１の実施形態に関して上述したように、ＦＥＴ４１０は、ＦＥＴ１４と同期してスイッチングされる。信号Ｓ２ｔがローの場合には、ＦＥＴ４１０がオンされてもコンデンサ４１２は充電されず、信号Ｓ２ｔがハイの場合には、ＦＥＴ４１０がオンされるとコンデンサ４１２に信号Ｓ２ｔが充電される。コンデンサ４１２のピーク電圧は信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。そして、ＦＥＴ４１０がオフされると、コンデンサ４１２の電荷は、上記時定数τで放電される。そして、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上の場合には、トランジスタ４１５がオンされ、ＺＣＤ端子は一次側グランドに実質的に短絡されてＺＣＤ端子電圧が無効化される。一方、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ未満の場合には、トランジスタ４１５がオフされ、三次巻線Ｎ３からの電圧が抵抗２３を介してＺＣＤ端子に入力される。すなわち、信号Ｓ２ｔがローの場合には通常モードが実行され、信号Ｓ２ｔがハイの場合にはオフ幅増大モードが実行される。

ここで、上記の参照例においては、調光率の切換に伴う、通常モードとオフ幅増大モードとの間の急峻な切換に起因してＬＥＤ電源装置４の動作が不安定になるという問題がある。すなわち、モード切換のための信号Ｓ２ｄが専ら調光指令電圧に依存するため、調光率が瞬時に切り換えられると、信号Ｓ２ｔのレベルも瞬時に変化する。この信号Ｓ２ｔのレベルの急峻な変化に伴い、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるＰＷＭオフ幅及びスイッチング周波数も急峻に変化する。そして、スイッチング周波数の急峻な変化に対して、そのスイッチング周波数におけるＰＷＭオン幅を決定するための出力電流フィードバック制御の応答が遅れるため、調光率切換後（フィードバックが正常に動作するとした場合の）最終的なＰＷＭオン幅に収束するまでＦＥＴ１４のスイッチング動作が不安定となる。この不安定なスイッチング動作のために、ＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。本実施形態は、参照例のように調光指令電圧（すなわち、出力側の動作指令）に応じて通常モードとオフ幅増大モードを切り換えるのではなく、入力電源電圧に応じて両モードを切り換えることにより、上記問題を解決する。

図１に戻り、電圧検出回路７０は、分圧抵抗７１及び７２並びにコンデンサ７３を備える。分圧抵抗７１及び７２はダイオードブリッジ１１の出力端間に接続され、ダイオードブリッジ１１の整流出力電圧を分圧する。分圧抵抗７２にコンデンサ７３が並列接続され、分圧抵抗７２に発生する検出電圧Ｖｄｃが平滑化される。これにより、分圧抵抗７２及びコンデンサ７３には、電源電圧のピーク電圧の分圧値が検出電圧Ｖｄｃとして発生する。例えば、分圧抵抗７１及び７２の分圧比が１／２０の場合、入力電源がＡＣ１００Ｖの場合には検出電圧Ｖｄｃは約７Ｖ（≒１００Ｖ×√２／２０）となり、入力電源がＡＣ２００Ｖの場合には検出電圧Ｖｄｃは約１４Ｖ（≒２００Ｖ×√２／２０）となる。分圧抵抗７２及び７３の分圧点（すなわち接続点）がツェナーダイオード４２５のカソード端子に接続される。ツェナーダイオード４２５は、検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２５のツェナー電圧Ｖｚｄ以上の場合にはオンし、ツェナー電圧Ｖｚｄ未満の場合にはオフする。なお、抵抗４２６は高抵抗素子であり、分圧抵抗７１及び７２による分圧比に実質的な影響を与えないものとする。なお、ＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎは１Ｖ程度である。

ここで、ツェナー電圧Ｖｚｄが１０Ｖであるとすると、入力電源がＡＣ１００Ｖの場合には、検出電圧Ｖｄｃ＜ツェナー電圧Ｖｚｄであり、ツェナーダイオード４２５はオフ状態となり、アノード電圧は０Ｖとなる。したがって、ＦＥＴ４２０はオフ状態となるとともにトランジスタ４２２はオン状態となり、通常モードが実行される。一方、入力電源がＡＣ２００Ｖの場合には、検出電圧Ｖｄｃ＞ツェナー電圧Ｖｚｄであり、ツェナーダイオード４２５はオン状態となり、そのアノード電圧は約４Ｖ（＝１４Ｖ−１０Ｖ）＞Ｖｏｎとなる。したがって、ＦＥＴ４２０はオン状態となるとともにトランジスタ４２２はオフ状態となり、オフ幅増大モードが実行される。このように、比較的重い負荷となる場合が多いＡＣ１００Ｖ入力時には通常モードが適用され、比較的軽負荷となる場合が多いＡＣ２００Ｖ入力時にはオフ幅増大モードが適用される。

ここで、ＦＥＴ４２０の動作状態を決定する切換閾値Ｖｓｗを、ツェナーダイオード４２５のツェナー電圧ＶｚｄにＦＥＴ４２０のオン閾値Ｖｏｎを加算した値と定義する。例えば、ツェナー電圧Ｖｚｄが１０Ｖであり、オン閾値Ｖｏｎが１Ｖである場合、切換閾値Ｖｓｗは１１Ｖとなる。上記の分圧比が採用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１５６Ｖ（＝１１Ｖ×２０／√２）の入力電圧に対応する。このように、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ未満である場合、すなわち、検出電圧ＶｄｃがＡＣ１００Ｖの電源電圧に対応する場合には、通常モードによるオフ幅が適用される。そして、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ以上である場合、すなわち、検出電圧ＶｄｃがＡＣ２００Ｖの電源電圧に対応する場合には、オフ幅増大モードによって増大されたオフ幅が適用される。

ここで、切換閾値Ｖｓｗは、入力電源電圧が商用電源電圧である場合には、商用電源電圧として使用されていない電圧に対応する値であることが好ましい。これにより、商用電源から給電されるＬＥＤ電源装置１の動作中、すなわちＬＥＤ２の点灯中にモード切換動作が発生することが確実に防止される。

また更に、切換閾値Ｖｓｗは、低い方の第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ高い方の第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定されることが好ましい。例えば、上述したように第１及び第２の入力電源電圧としてＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが使用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１００Ｖの１１０％以上、すなわち１１０Ｖ以上で、かつＡＣ２００Ｖの９０％以下、すなわち１８０Ｖ以下に対応する値であればよい。これにより、電源に±１０％の電源電圧変動があったとしても、ＬＥＤ電源装置１の動作中、すなわちＬＥＤ２の点灯中におけるモード切換動作が確実に防止される。

あるいは、切換閾値Ｖｓｗが、第１の入力電源電圧の公称値と第２の商用電源電圧の公称値の中間値の±２０％程度、好ましくは±１０％の電圧に対応する値に設定されていてもよい。例えば、上述したように第１及び第２の入力電源電圧としてＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが使用される場合、切換閾値Ｖｓｗは、ＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖの中間値であるＡＣ１５０Ｖの±２０％（すなわちＡＣ１２０Ｖ〜ＡＣ１８０Ｖ）、好ましくは±１０％（すなわちＡＣ１３５Ｖ〜ＡＣ１６５Ｖ）に対応する値であればよい。これにより、第１及び第２の入力電源電圧に±１０％の電源電圧変動があり、かつ回路部品の定数のばらつき又は温度特性があったとしても、ＬＥＤ２の点灯中におけるモード切換動作が確実に防止される。

また、上記では、第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖである日本の一般的な商用電源の仕様を想定して電源電圧及び切換閾値Ｖｓｗを例示したが、本発明はＡＣ２４２Ｖ、ＡＣ２６５Ｖ等の国内の他の商用電源仕様、及び他の国の種々の商用電源仕様に対しても同様に適用可能である。例えば、米国、カナダ等では、ＡＣ１２０Ｖ又はＡＣ１１５Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２４０Ｖ又はＡＣ２３０Ｖの第２の商用電源電圧が採用されている。また、韓国、中国、台湾等では、ＡＣ１１０Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２２０Ｖの第２の商用電源電圧が採用され、ドイツ、フランス等、欧州の一部の国では、ＡＣ１２７Ｖの第１の商用電源電圧及びＡＣ２３０Ｖの第２の商用電源電圧が採用されている。したがって、各国での対応を検討すると、切換閾値Ｖｓｗは、各国の第１及び第２の商用電源電圧以外の電圧に対応する値、各国の第１の商用電源電圧の１１０％以上で第２の商用電源電圧の９０％以下の電圧に対応する値、各国の第１の商用電源電圧と第２の商用電源電圧の中間値の±２０％、好ましくは±１０％の電圧に対応する値等に設定されればよい。

また更に、ＬＥＤ電源装置１を多数の国に対して共通仕様とする場合には、切換閾値Ｖｓｗを、対象となる全ての第１及び第２の商用電源電圧以外の電圧に対応する値としてもよい。また、切換閾値Ｖｓｗは、対象となる全ての第１の商用電源電圧のうちの最大の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ１２７Ｖ）の１１０％以上で、かつ対象となる全ての第２の商用電源電圧のうちの最小の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ２００Ｖ）の９０％以下の電圧に対応する値に設定されてもよい。あるいは、切換閾値Ｖｓｗは、対象となる全ての第１の商用電源電圧のうちの最大の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ１２７Ｖ）と、対象となる全ての第２の商用電源電圧のうちの最小の商用電源電圧の公称値（例えばＡＣ２００Ｖ）の中間値の±２０％、好ましくは±１０％の電圧に対応する値に設定されてもよい。

以上のように、第１の実施形態のＬＥＤ電源装置１では、電圧検出回路７０が入力電源電圧を検出して検出電圧Ｖｄｃを出力し、コンバータ回路１０及びＰＷＭ制御回路２０によるＰＷＭ制御において、オフ幅増大回路４０は、低い方の入力電源電圧（ＡＣ１００Ｖ等）に検出電圧Ｖｄｃが対応する場合には、コンバータ回路１０の動作によって決まるオフ幅ｔ１−ｔ２を適用し、高い方の入力電源電圧（ＡＣ２００Ｖ等）に検出電圧Ｖｄｃが対応する場合にはオフ幅ｔ１−ｔ２よりも長いオフ幅ｔ１１−ｔ１４を適用する。そして、出力制御回路６０は、電流検出回路５０によって検出される電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭ制御回路２０にオン幅を決定させる。これにより、入力電源電圧が高い場合に入力電源電圧が低い場合よりもオン幅及びオフ幅が長くなるとともに、入力電源電圧が少なくとも概ね一定である間はモード切換動作が発生することなく出力フィードバック制御が実行される。したがって、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切換に起因するＬＥＤ発光のちらつきを防止するＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３が実現される。

＜第１の実施形態の代替例＞
上記第１の実施形態では、モード切換回路４２の出力端（トランジスタ４２２のコレクタ端子）がＺＣＤ無効化回路４１のＦＥＴ４１０のドレイン端子側に接続される構成を示した。代替として、モード切換回路４２の出力端がＦＥＴ４１０のソース端子側に接続されるようにしてもよい。

図５に、本変形例におけるＰＷＭ制御回路２０の一部、オフ幅増大回路４０及び電圧検出回路７０を示す。図示以外の構成は、上記第１の実施形態における構成と同様である。ＦＥＴ４１０のドレイン端子は抵抗４１１を介して制御電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタ４２２のコレクタ端子はＦＥＴ４１０のソース端子及びコンデンサ４１２の高電位側端子に接続される。あるいは、更なる代替として、トランジスタ４２２のコレクタ端子がトランジスタ４１５のベース端子に接続されてもよい。

この構成によると、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ未満の場合にトランジスタ４２２がオン状態となると、トランジスタ４１５は常にオフ状態となり、通常モードが実行される。一方、検出電圧Ｖｄｃが切換閾値Ｖｓｗ以上の場合にトランジスタ４２２がオフ状態となると、コンデンサ４１２はＦＥＴ４１０のオン／オフに従って充放電され、それに従ってトランジスタ４１５がオン／オフされ、オフ幅増大モードが実行される。コンデンサ電圧Ｖａのピーク値は、抵抗４１１及び４１３による制御電圧Ｖｃｃの分圧値によって決まり、コンデンサ電圧Ｖａの放電時間は上記時定数τによって決まる。これらの変形例においても上記第１の実施形態と同様の効果が得られる。

＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、最も効率的なモード切換回路４２の構成として、オフ幅増大回路４０動作電源が制御電源Ｖｃｃから取得される構成を示したが、本実施形態では、オフ幅増大回路４０の動作電源が検出電圧Ｖｄｃから取得される構成を示す。

図６に、本実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。本実施形態と第１の実施形態とは、オフ幅増大回路４０のモード切換回路４２のみが異なり、他の構成要素は実質的に同じであるのでその詳細な説明を省略する。本実施形態のモード切換回路４２はツェナーダイオード４２７からなる。ツェナーダイオード４２７のカソード端子は電圧検出回路７０の分圧抵抗７１及び７２の分圧点に接続され、アノード端子はＦＥＴ４１０のドレイン端子に抵抗４１１を介して接続される。

ＺＣＤ無効化回路４１において、第１の実施形態と同様にＦＥＴ４１０がＦＥＴ１４と同期してオン／オフされる。ここで、検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２７のツェナー電圧Ｖｚｄ２未満の場合、ツェナーダイオード４２７はオフ状態となる。この場合、ＦＥＴ４１０がオン／オフしてもコンデンサ４１２は充放電されず、トランジスタ４１５はオフ状態に維持され、通常モードが実行される。一方、検出電圧Ｖｄｃがツェナー電圧Ｖｚｄ２以上の場合、ツェナーダイオード４２７はオン状態となる。この場合、ＦＥＴ４１０のオン期間に検出電圧Ｖｄｃがツェナーダイオード４２７、抵抗４１１及びＦＥＴ４１０を介してコンデンサ４１２が充電され、ＦＥＴ４１０のオフ期間にコンデンサ４１２が時定数τで放電される。これにより、コンデンサ電圧Ｖａがトランジスタ４１５の動作閾値Ｖｔｈ以上である期間にわたってトランジスタ４１５がオンされてＺＣＤ端子電圧が無効化され、オフ幅増大モードが実行される。

ここで、動作モードの切換閾値Ｖｓｗは、実質的にツェナー電圧Ｖｚｄ２と所定のコンデンサ電圧Ｖａとを加算した値となる。所定のコンデンサ電圧Ｖａとは、図３において、コンデンサ電圧Ｖａの下りエッジが動作閾値Ｖｔｈを下回る瞬間が、所望のＺＣＤ無効化期間ｔ１１〜ｔ１３を生成するのに必要な電圧である。電源電圧及び検出電圧Ｖｄｃと切換閾値Ｖｓｗとの対応関係は、第１の実施形態におけるものと同様であればよい。したがって、その対応関係が実現されるように、電圧検出回路７０の分圧抵抗７２及び７３の抵抗値、ツェナーダイオード４２７のツェナー電圧Ｖｚｄ２、抵抗４１１及び４１３の抵抗値、並びにコンデンサ４１２の容量が設定される。なお、設定によっては、抵抗４１１は省略可能である。

以上のように、本実施形態のＬＥＤ電源装置１においては、オフ幅増大回路４０の動作電源が検出電圧Ｖｄｃから取得される。これにより、第１の実施形態において得られる効果とともに、オフ幅増大回路４０の回路構成の簡素化が可能となる。更に、オフ幅増大モードにおいて、電源電圧が上昇して検出電圧Ｖｄｃが上昇すると、コンデンサ４１２の充電電圧も上昇するためにその放電時間が長くなり、オフ幅がより長くなる。したがって、オフ幅増大モードでは、電源電圧の上昇によって負荷が軽くなるのに対応してオフ幅が更に長くなるような自己補正動作が可能となる。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）入力電源の変形
上記各実施形態では、入力電源が商用電源である場合を示したが、入力電源は自家発電機、構内電源設備等から給電されるものであってもよい。

（２）固定出力タイプへの変形
上記各実施形態では、調光タイプのＬＥＤ電源装置について説明したが、本発明は、固定出力タイプのＬＥＤ電源装置にも当然に適用でき、特に、入力電源電圧の範囲が広い（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４２Ｖ、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２６５Ｖ等に対応した）ＬＥＤ電源装置において有用である。この場合も、切換閾値Ｖｓｗに上述した各設定による値を適用することにより、複数機種についてオフ幅増大回路４０及び電圧検出回路７０を標準化することができ、生産コストが低減される。固定出力タイプのＬＥＤ電源装置においては、調光制御部６５は不要である。

（３）オフ幅増大回路４０のトランジスタに関する変形
上記各実施形態では、オフ幅増大回路４０の各トランジスタがＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタのいずれかであるものとしたが、各トランジスタについて、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとは適宜変更可能である（ただし、その変更に伴い回路定数は相違し得る）。このような変更において、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子及びバイポーラトランジスタのベース端子がトランジスタの制御端子として、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子及びバイポーラトランジスタのコレクタ端子がトランジスタの入力端子として、ＭＯＳＦＥＴのソース端子及びバイポーラトランジスタのエミッタ端子がトランジスタの出力端子として置き換えられる。

（４）電圧検出回路７０の変形
上記各実施形態では、電圧検出回路７０がダイオードブリッジ１１の出力端に接続される構成を示したが、電圧検出回路７０はダイオードブリッジ１１の入力端側に別途のダイオード又はダイオードブリッジを介して接続されてもよい。これにより、入力コンデンサ１２の時定数の影響を受けることなく、所望の時定数で電圧検出回路７０及びオフ幅増大回路４０を起動することができる。すなわち、設計仕様に応じて、コンバータ回路１０の起動により制御電源Ｖｃｃが立ち上がる前又は後に、オフ幅増大回路４０を起動させることが可能となる。

１ ＬＥＤ電源装置
２ ＬＥＤ
３ ＬＥＤ照明装置
１０ コンバータ回路
２０ ＰＷＭ制御回路
３０ 補助電源回路
４０ オフ幅増大回路
５０ 電流検出回路（電流検出抵抗）
６０ 出力制御回路
７０ 電圧検出回路

Claims (10)

1. ＬＥＤ電源装置であって、
   交流の入力電源電圧を直流の出力電流に変換して該出力電流をＬＥＤに供給するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路をＰＷＭ制御するように構成されたＰＷＭ制御回路と、
   前記入力電源電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、
   前記ＰＷＭ制御において、前記検出電圧が第１の入力電源電圧に対応する場合には、前記コンバータ回路のスイッチング動作によって決まる第１のオフ幅を適用し、前記検出電圧が前記第１の電源電圧よりも高い第２の入力電源電圧に対応する場合には、前記第１のオフ幅よりも長い第２のオフ幅を適用するように構成されたオフ幅増大回路と、
   前記出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
   前記電流検出値が電流目標値に一致するように前記ＰＷＭ制御回路に前記ＰＷＭ制御のオン幅を決定させる出力制御回路と
   を備えたＬＥＤ電源装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、前記第１及び第２の入力電源電圧が商用電源電圧であり、
   前記オフ幅増大回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記第１のオフ幅を適用し、前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記第２のオフ幅を適用するように構成され、前記切換閾値が、商用電源電圧として使用されない電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。
3. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記オフ幅増大回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記第１のオフ幅を適用し、前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記第２のオフ幅を適用するように構成され、前記切換閾値が、前記第１の入力電源電圧の公称値の１１０％以上でかつ前記第２の入力電源電圧の公称値の９０％以下の電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。
4. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記オフ幅増大回路が、前記検出電圧が切換閾値未満の場合には前記第１のオフ幅を適用し、前記検出電圧が前記切換閾値以上の場合には前記第２のオフ幅を適用するように構成され、前記切換閾値が、前記第１の入力電源電圧の公称値と前記第２の入力電源電圧の公称値の中間値の±２０％、好ましくは±１０％以内の電圧に対応する値に設定された、ＬＥＤ電源装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記第１及び第２の入力電源電圧がそれぞれ第１及び第２の商用電源電圧であり、前記第１の商用電源電圧の公称値が１００Ｖ、１１０Ｖ、１１５Ｖ、１２０Ｖ又は１２７Ｖのいずれかの値であり、前記第２の商用電源電圧の公称値が２００Ｖ、２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ、２４２Ｖ又は２６５Ｖのいずれかの値である、ＬＥＤ電源装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、前記一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに前記二次巻線の出力を整流平滑して前記出力電流を出力する整流平滑回路を含み、
   前記オフ幅増大回路において、前記第１のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、前記スイッチング素子に印加される印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応し、前記第２のオフ幅が適用される場合には、オフ期間の終了時が、前記印加電圧の前記第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応するように構成された、ＬＥＤ点灯装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記コンバータ回路が、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、前記一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに前記二次巻線の出力を整流平滑して前記出力電流を出力する整流平滑回路を含み、前記オフ幅増大回路の動作電源が前記トランスの三次巻線に発生する電圧から取得されるように構成されたＬＥＤ電源装置。
8. 請求項１から６のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記オフ幅増大回路の動作電源が前記検出電圧から取得されるように構成されたＬＥＤ電源装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置であって、前記出力制御回路において、前記電流目標値が外部調光信号に基づいて生成される、ＬＥＤ点灯装置。
10. 請求項１から９のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
    
    

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