JP2017126701A - 光電変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供する。
【解決手段】光信号を電気信号に変換して増幅する光電変換器であって、光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子１０と、光電変換素子から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器２０と、光電変換素子と高周波増幅器との間に配置され、光電変換素子と高周波増幅器とのマッチングを行う調整回路３０とを備え、調整回路は、Ｑ値が２〜５の範囲内となるように調整されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号を電気信号に変換して増幅する光電変換器に関し、特に狭帯域型の光電変換器に関する。

マイクロ波・ミリ波帯における光無線通信のキーデバイスとして光電変換器がある。この光電変換器は、基地局より光ケーブルを通して送信される光信号を受信し、電気信号へ変換し、アンテナへと出力する。送信される信号の品質はさまざまであることが予想され、狭帯域型の光電変換器に求められる性能として、高光電気変換効率、高ＲＦ出力、高ＲＦ出力リニアリティ（増幅回路の出力信号が入力信号に対して比例していること）など、光から電気への変換性能が重要となる。

一方他の重要なファクターとして、特定のマイクロ波、ミリ波帯における周波数特性がある。周波数帯域幅は、広いほどデータの伝送容量が増えるため、送信側のみならず受信側、すなわち光電変換器としても、特定の周波数で、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性が求められる。

一般に、周波数帯域幅を広げるためには、その中心周波数（キャリア周波数）を高めることが有利である。これは、中心周波数に対して約２０％の幅が周波数帯域幅として得られるためである。つまり、中心周波数が１０ＧＨｚの場合、周波数帯域幅は約２ＧＨｚとなるが、中心周波数が１００ＧＨｚの場合、周波数帯域幅は約２０ＧＨｚとなり、周波数帯域幅が広がる。

なお、光ファイバー無線応用などに使用されるマイクロ波・ミリ波帯における狭帯域型のフォトレシーバの製品や研究報告例は極めて少ないのが現状である。しかし、従来技術として、ＲＦアンプなしで、単体のフォトダイオードのみからなる光電変換器（フォトミキサ）が商品化されている。この光電変換器の中心周波数は１００ＧＨｚ（ギガヘルツ）であり、最大利得からの−３ｄＢ帯域は３５ＧＨｚとなっており、中心周波数に対する帯域幅比は３５％程度が得られている。しかしながら、後段にＲＦ（高周波）アンプが接続されていないため光電変換効率が低いという欠点がある。

また、非特許文献１には、６０ＧＨｚ帯のＲＦ（高周波）アンプを内蔵した狭帯域型の光電変換器が報告されている。この光電変換器は、６０ＧＨｚ帯における最大利得からの−３ｄＢ帯域は１０ＧＨｚとなっており、その中心周波数５５ＧＨｚに対する帯域幅比は１８％程度が得られており、高い変換効率を有している。これは使用したＲＦアンプ自体の性能の他、フォトダイオードとＲＦアンプ間の特性に起因するところが大きい。

また、特許文献１には、受光素子としてフォトダイオードを用いた光受信機において、前記フォトダイオードのＲＦ出力信号を入力する周波数同調回路と、前記周波数同調回路の出力端と、後段の増幅器における入力端との間に接続した緩衝抵抗とを具備する光電変換器が提案されている。

特開平８−１９１２７８号公報

S. Fedderwitz, C.C.Leonhardt, J.Honecker, P.Muller, and A.G.Steffan, "A high power 60GHz photoreceiver", Tech. Dig. of OFC/NFOEC2012

以上のように、広周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性が求められるが、非特許文献１で提案される光電変換器では、中心周波数５５ＧＨｚに対する帯域幅比は１８％程度が得られており、高い変換効率を有しているが、使用したＲＦアンプ自体の性能の他、フォトダイオードとＲＦアンプ間の特性に起因するところが大きく、応用が利かないという問題がある。

また、特許文献１で提案される光電変換器では、フォトダイオードのＲＦ出力信号を入力する周波数同調回路を設けて、光の変調周波数の高周波領域に於けるＲＦ信号出力を増強しているが、Ｑ値が最適化されていない場合、後段のプリアンプとのインピーダンスの不整合が大きく、発振傾向が強まってしまう。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供することにある。

本発明に係る光電変換器は、光信号を電気信号に変換して増幅する光電変換器であって、前記光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子と、前記光電変換素子から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器と、前記光電変換素子と前記高周波増幅器との間に配置され、前記光電変換素子と前記高周波増幅器とのマッチングを行う調整回路とを備え、前記調整回路は、Ｑ値が２〜５の範囲内となるように調整されている。

上記の構成によれば、光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子と、光電変換素子から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器と、光電変換素子と高周波増幅器との間に配置され、光電変換素子と前記高周波増幅器とのマッチングを行う調整回路とを備え、調整回路によりＱ値が２〜５の範囲内となるように調整されているので、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供することができる。

また、調整回路を高周波増幅器の後段ではなく、光電変換素子と高周波増幅器との間に配置することで、高周波増幅器による増幅前に電気信号の調整を行うことで、不要な信号の増幅を抑制し、電力損失が低く、高効率な光電変換器とすることができる。

本発明に係る光電変換器の前記調整回路は、ＶＳＷＲ（定在波比）が３以下となるように調整されている。

上記の構成によれば、調整回路は、ＶＳＷＲ（定在波比）が３以下となるように調整されているため、電力損失が低く、高効率な光電変換器を提供することができる。

本発明に係る光電変換器の前記調整回路は、コイル及びコンデンサを有するＬＣ回路で構成されている。

上記の構成によれば、調整回路を一般的な回路で構成することができるため、製造コストを抑制することができ、製造の安定化に寄与する。

本発明に係る光電変換器の前記調整回路は、スタブで構成されている。

上記の構成によれば、調整回路を一般的な回路で構成することができるため、製造コストを抑制することができ、製造の安定化に寄与する。

本発明に係る光電変換器の前記高周波増幅器は、３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域のうち特定の帯域を増幅する狭帯域型の増幅器である。

上記の構成によれば、周波数特性が劣化しやすい３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域に適用するため、より効果的に周波数特性を改善することができる。

本発明に係る光電変換器は、前記光電変換素子、前記高周波増幅器及び前記調整回路が、フリップチップ実装のバンプ、ボンディングワイヤ又は貫通電極のいずれかにより接続されている。

上記の構成によれば、光電変換素子、高周波増幅器及び調整回路が、フリップチップ実装によるバンプ、ボンディングワイヤ又は貫通電極のいずれかにより接続されている。このため、光電変換素子、高周波増幅器及び調整回路間のインダクタンスを小さくすることができ、効果的に電力損失を低くできる。また、周波数特性も良好となる。また、上記構成とすることで、光電変換器の部品点数及び組み立て工数を削減することができ、その結果、光電変換器（フォトレシーバーモジュール）製作の製造コストを削減することができる。

本発明によれば、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供することができる。

実施形態に係る光電変換器の回路図である。 実施形態に係る光電変換器の調整回路の一例を示す図である。 実施形態に係る光電変換器の調整回路の一例を示す他の図である。 実施形態に係る光電変換器の接続方法を示す構成図である。 実施例に係る光電変換器の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 実施例に係る光電変換器の光無線伝送のシミュレーション結果を示す図である。 実施例に係る光電変換器の他の光無線伝送のシミュレーション結果を示す図である。

（実施形態）
図１は、実施形態に係る光電変換器の回路図である。図２及び図３は、実施形態に係る光電変換器の調整回路の一例を示す図である。以下、図１乃至図３を参照して本実施形態に係る光電変換器の構成について説明する。

図１に示すように、本実施形態に係る光電変換器（フォトレシーバ）は、光電変換素子１０と、高周波増幅器２０と、調整回路３０とを備える。光電変換素子１０は、例えば、フォトダイオードであり、光信号を電気信号に変換して出力する。

高周波増幅器２０は、例えば、ＲＦ（高周波）アンプであり、光電変換素子１０から出力される電気信号を増幅する増幅器である。ここで、高周波増幅器２０は、３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域のうち特定の帯域を増幅する狭帯域型の増幅器である。周波数特性が劣化しやすい３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域に適用することで、効果的に周波数特性を改善することができる。

調整回路３０は、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に配置され、光電変換素子１０と高周波増幅器２０とのインピーダンスマッチングを行う。ここで、調整回路３０は、Ｑ値が２〜５の範囲内となるように調整されていることが好ましい。調整回路３０によりＱ値が２〜５の範囲内となるように調整することで、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供することができる。

また、調整回路３０を高周波増幅器２０の後段ではなく、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に配置することで、高周波増幅器２０による増幅前に電気信号の調整を行うことで、電力損失が低く、高効率な光電変換器とすることができる。

さらに、調整回路３０によりＶＳＷＲ（定在波比）は、３以下となるように調整されていることが好ましい。調整回路３０のＶＳＷＲ（定在波比）を３以下となるように調整することで不要な信号の増幅を抑制し、電力損失が低く、高効率な光電変換器を提供することができる。

電気信号の伝送路においては、送り出し側電圧が一定として、その回路の出力インピーダンスと、受け側回路の入力インピーダンスを等しくすることにより、受け側回路において得られる電力が最大になる性質を持つ。そのため、効率的に伝送を行うためには、それらのインピーダンスを等しく（整合）する必要がある。

インピーダンスが整合されていない場合、希望する最大出力を取り出せないだけでなく、高周波回路では伝送路に反射波を生じ進行波と重畳して定在波となって不都合が生ずることがある。本実施形態では、調整回路３０により光電変換素子１０と高周波増幅器２０とのインピーダンスマッチングを行うことで、上記問題を解決している。

図２は、調整回路３０をコイル及びコンデンサを有するＬＣ回路で構成した例を示す図である。ＬＣ回路とは、共振回路の一種であり、コイルＬとコンデンサＣで構成される電気回路である。この場合、図２に示すように、調整回路３０は、１以上のコイルＬと、１以上のコンデンサＣとを接続した回路で構成される。なお、図２（ａ）は直列ＬＣ回路、図２（ｂ）は並列ＬＣ回路を示した図である。

本実施形態では、狭帯域でのみインピーダンスの整合が取れれば十分であるため、図２に示すようにコイルＬとコンデンサＣの組み合わせによる整合回路を用いることができる。コンデンサＣやコイルＬの比率を調整することで光電変換素子１０と高周波増幅器２０とのマッチングを行うが、高周波回路であるため虚部のインピーダンス（リアクタンス成分）の整合が必要となることに留意が必要である。

ここで、調整回路３０のＱ値やＶＳＷＲ（定在波比）を調整するためには、ＬＣ回路の設計が必要となるが、設計方法は、机上計算による方法、スミスチャートを使う方法の他、最近では回路シミュレータを使う方法、ネットワーク・アナライザで合わせこむ方法等がある。

なお、ＬＣ回路には、直列ＬＣ回路（図２（ａ）参照）と、並列ＬＣ回路（図２（ｂ）参照）とが存在する。直列ＬＣ回路の場合、そのインピーダンスＺは、以下の式（１）であらわされる。
・・・（１）
ω：角速度
Ｌ：インダクタンス
Ｃ：静電容量
ｊ：虚数

また、並列ＬＣ回路の場合、そのインピーダンスＺは、以下の式（２）であらわされる。
・・・（２）
ω：角速度
Ｌ：インダクタンス
Ｃ：静電容量
ｊ：虚数

図３は、調整回路３０をスタブ（Stub）回路で構成した例を示す図である。スタブとは高周波回路において伝送線路に並列に接続される分布定数線路のことである。分布定数線路では、終端負荷と、線路長の波長に対する比により、入力端から見てキャパシタになったりインダクタになったりするため、高周波回路でインピーダンスマッチングをおこなうためのコンデンサやコイルの代わりとして用いることができる。

終端負荷（抵抗）の種類により、先端が開放しているものはオープンスタブ（Open stub）、先端が短絡しているものはショートスタブ（Short stub）と呼ばれる。図３に示す例では、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間、すなわち電気信号の伝送線路に直列接続された２つのスタブＳ１，Ｓ２と、一端がスタブＳ１，Ｓ２間に接続され、他端が短絡（接地）されたスタブＳ３と、一端がスタブＳ２と高周波増幅器２０との間に接続され、他端が短絡（接地）された抵抗Ｒとで調整回路３０が構成されている。

ここで、図３に示す回路例では、終端負荷（抵抗）の先端が短絡（接地）しているためショートスタブ（Short stub）型の回路である。なお、スタブＳ１〜Ｓ３は、分布定数線路であり、例えば、配線基板上に形成されるマイクロストリップ線路等により実現される。

調整回路３０を、コイル及びコンデンサを有するＬＣ回路やスタブのような一般的な回路で構成することで、製造コストを抑制することができ、製造の安定化に寄与する。なお、図２及び図３に示した回路は、調整回路３０の一例であり、図２及び図３に示す例に限られない。調整回路３０は、図２及び図３に示した回路以外の回路によっても実現が可能である。

以上のように、本実施形態に係る光電変換器は、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に、ＬＣ回路やスタブ回路により構成される調整回路を設けたことを特徴とする。光電変換素子１０と高周波増幅器２０とを直接接続した場合、光電変換素子１０の出力インピーダンスと、高周波増幅器２０の入力インピーダンスのミスマッチが発生しやすく周波数特性を制御することが難しい。

特に光電変換素子１０の出力インピーダンスは高く、高周波増幅器２０は、中心周波数のみでインピーダンス整合させている場合が主であり、その他の周波数ではインピーダンスが５０Ω（オーム）に整合されておらず、リターンロス（入力電力に対する反射電力の比）が大きくなる。このような条件で周波数特性を、例えば、できるだけ平坦なものに制御することは難しい。このため、本実施形態に係る光電変換器では、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に、ＬＣ回路やスタブ回路により構成される調整回路を設けている。

そして、調整回路３０により、Ｑ値が５程度となるように構成した場合、光電変換素子１０、調整回路３０及び高周波増幅器２０を通して利得が向上する。また、調整回路３０により、Ｑ値が１程度となるように構成した場合Ｑ＝１に近い場合、周波数帯域が広がる。このため、本実施形態に係る光電変換器では、Ｑ値が２〜５程度となるようにして、緩やかに共振させている。Ｑ値が高すぎる場合は、高周波増幅器２０の作用により発振傾向を示し、モジュールとしての機能を失ってしまう。また、ＶＳＷＲ（定在波比）３は、高周波増幅器２０との作用で発振を生じない値を示す。

なお、本実施形態に係る光電変換器は、図４に示すように、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０は、フリップチップ実装、ワイヤボンディング又は貫通電極のいずれかの方法により接続されることが好ましい。図４（ａ）は、光電変換素子１０の回路が形成された半導体チップと、高周波増幅器２０の回路が形成された半導体チップと、調整回路３０が形成された半導体チップとをワイヤボンディングにより接続した例を示す図である。

図４（ａ）に示す例では、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０が有する入力端、出力端及び接地用端子がボンディングワイヤＷで夫々接続されている。なお、光電変換素子１０の回路が形成された半導体チップと、高周波増幅器２０の回路が形成された半導体チップと、調整回路３０が形成された半導体チップとをスペーサを介して積層したのち、入力端、出力端及び接地用端子をボンディングワイヤＷで夫々接続するようにしてもよい。

図４（ｂ）は、光電変換素子１０の回路が形成された半導体チップと、高周波増幅器２０の回路が形成された半導体チップと、調整回路３０が形成された半導体チップとをフリップチップ接続により接続した例を示す図である。図４（ｂ）に示す例では、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０が有する入力端、出力端及び接地用端子がバンプＢにより夫々接続されている。

図４（ｃ）は、光電変換素子１０の回路が形成された半導体チップと、高周波増幅器２０の回路が形成された半導体チップと、調整回路３０が形成された半導体チップとをＳｉ貫通電極ＴＳＶにより接続した例を示す図である。図４（ｃ）に示す例では、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０が有する入力端、出力端及び接地用端子がＳｉ貫通電極ＴＳＶにより夫々接続されている。

図４を参照して説明したように、光電変換素子１０と、高周波増幅器２０と、調整回路３０とをフリップチップ実装、ワイヤボンディング又は貫通電極のいずれかの方法により接続することで、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０間のインダクタンスを低くすることができ光電変換器の周波数特性が向上する。また、図４に示す構成とすることで、光電変換器の部品点数及び組み立て工数を削減することができ、その結果、光電変換器（フォトレシーバーモジュール）製作の製造コストを削減することができる。

（周波数特性の比較）
図５は、実施例に係る光電変換器の周波数特性のシミュレーション結果である。図５（ａ）の横軸は、周波数（ＧＨｚ）である。図５（ａ）の縦軸は、光電変換素子１０及び高周波増幅器２０を含む利得（ｄＢ）である。また、図５（ｂ）の横軸は、周波数（ＧＨｚ）である。図５（ｂ）の縦軸は、位相（度）である。なお、図５に示すシミュレーション結果は、中心周波数が３０ＧＨｚとして場合の結果である。

図５のうち破線のグラフが、図１を参照して説明した光電変換器のシミュレーション結果である。すなわち、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に調整回路３０が配置されており、光電変換素子１０及び高周波増幅器２０間のマッチングが調整されている。なお、調整回路３０は、図３を参照して説明したスタブにより構成されている。なお、調整回路３０（変形スタブ）は、Ｑ値を低くし、ＶＳＷＲ（定在波比）が約３（リターンロスが−６ｄｂ）となるように調整した。

また、図５のうち実線のグラフが、従来の光電変換器の周波数特性のシミュレーション結果である。すなわち、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に調整回路３０が配置されておらず、光電変換素子１０及び高周波増幅器２０間のマッチングが調整されていない。なお、実線のグラフは、インダクタンスによりＱ値を比較的大きく調整した例を示しているここで、Ｑ値は、トリミングなし時（調整回路３０無し）で４．４、トリミングあり時（調整回路３０有り）で２．５程度とした。

図５（ｂ）のシミュレーション結果から、調整回路３０がない場合（実線）は、位相差を５０°内に保てる周波数帯域は７ＧＨｚと狭いが、調整回路３０を配置した場合（破線）は、位相差を５０°内に保てる周波数帯域は１１．８ＧＨｚと広くなっていることがわかる。これは、中心周波数３０ＧＨｚに対する帯域幅比でいうと、調整回路３０がない場合（実線）で２３％、調整回路３０を備える場合（破線）で３９％となり、広帯域化が確認できる。

（光無線伝送の比較）
図６及び図７は、実施例に係る光電変換器の光無線伝送のシミュレーション結果である。図６は、調整回路３０がない場合のシミュレーション結果である。図７は、調整回路３０がある場合のシミュレーション結果である。

なお、以下のシミュレーションでは、中心周波数を３０ＧＨｚとした。また、調整回路３０は、図３を参照して説明したスタブにより構成されている。さらに、調整回路３０（変形スタブ）は、Ｑ値を低くし、ＶＳＷＲ（定在波比）が約３（リターンロスが−６ｄｂ）となるように調整している。

調整回路３０がない場合と、調整回路３０がある場合のシミュレーション結果を以下の表１に示す。

表１に示すように、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に調整回路３０を備えることで、伝送シンボルレート（Gbaud）が、６から８．４に向上できることがわかった。また、変調方式も16QAMから64QAMまで多値化が可能であることが確認できた。

以上のように、本実施形態に係る光電変換器は、光信号を電気信号に変換して増幅する光電変換器であって、光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子１０と、光電変換素子から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器２０と、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に配置され、光電変換素子１０と高周波増幅器２０とのマッチングを行う調整回路３０とを備え、調整回路３０は、Ｑ値が２〜５の範囲内となるように調整されている。

上記の構成によれば、光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子１０と、光電変換素子１０から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器２０と、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に配置され、光電変換素子１０と高周波増幅器２０とのマッチングを行う調整回路３０とを備え、調整回路３０によりＱ値が２〜５の範囲内となるように調整されているので、広い周波数帯域幅かつ平坦な周波数特性を有する光電変換器を提供することができる。

また、調整回路３０を高周波増幅器２０の後段ではなく、光電変換素子１０と高周波増幅器２０との間に配置することで、高周波増幅器２０による増幅前に電気信号の調整を行うことで不要な信号の増幅を抑制し、電力損失が低く、高効率な光電変換器とすることができる。

本実施形態に係る光電変換器の調整回路３０は、ＶＳＷＲ（定在波比）が３以下となるように調整されている。

上記の構成によれば、調整回路３０は、ＶＳＷＲ（定在波比）が３以下となるように調整されているため、電力損失が低く、高効率な光電変換器を提供することができる。

本実施形態に係る光電変換器の調整回路３０は、コイル及びコンデンサを有するＬＣ回路で構成されている。

上記の構成によれば、調整回路３０を一般的な回路で構成することができるため、製造コストを抑制することができ、製造の安定化に寄与する。

本実施形態に係る光電変換器の調整回路３０は、スタブで構成されている。

上記の構成によれば、調整回路３０を一般的な回路で構成することができるため、製造コストを抑制することができ、製造の安定化に寄与する。

本実施形態に係る光電変換器の高周波増幅器２０は、３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域のうち特定の帯域を増幅する狭帯域型の増幅器である。

上記の構成によれば、周波数特性が劣化しやすい３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域に適用するため、より効果的に周波数特性を改善することができる。

本実施形態に係る光電変換器は、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０が、フリップチップ実装のバンプ、ボンディングワイヤ又は貫通電極のいずれかにより接続されている。

上記の構成によれば、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０が、フリップチップ実装によるバンプＢ、ボンディングワイヤＷ又は貫通電極ＴＳＶのいずれかにより接続されている。このため、光電変換素子１０、高周波増幅器２０及び調整回路３０間のインダクタンスを小さくすることができ、効果的に電力損失を低くできる。また、周波数特性も良好となる。また、上記構成とすることで、光電変換器の部品点数及び組み立て工数を削減することができ、その結果、光電変換器（フォトレシーバーモジュール）製作の製造コストを削減することができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上述した実施形態には限定されない。すなわち、当業者は、本発明の技術的範囲またはその均等の範囲内において、上述した実施形態の構成要素に関し、様々な変更、コンビネーション、サブコンビネーション、並びに代替を行ってもよい。例えば、調整回路３０は、図２及び図３に示した回路例に限られず、図２及び図３に示した回路例以外の回路によっても実現が可能である。

１０ 光電変換素子
２０ 高周波増幅器
３０ 調整回路
Ｂ バンプ
Ｗ ボンディングワイヤ
ＴＳＶ Ｓｉ貫通電極

Claims (6)

1. 光信号を電気信号に変換して増幅する光電変換器であって、
   前記光信号を電気信号に変換して出力する光電変換素子と、
   前記光電変換素子から出力される電気信号を増幅する高周波増幅器と、
   前記光電変換素子と前記高周波増幅器との間に配置され、前記光電変換素子と前記高周波増幅器とのマッチングを行う調整回路と
   を備え、
   前記調整回路は、Ｑ値が２〜５の範囲内となるように調整されていることを特徴とする光電変換器。
2. 前記調整回路は、ＶＳＷＲ（定在波比）が３以下となるように調整されていることを特徴とする請求項１に記載の光電変換器。
3. 前記調整回路は、コイル及びコンデンサを有するＬＣ回路で構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の光電変換器。
4. 前記調整回路は、スタブで構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の光電変換器。
5. 前記高周波増幅器は、３０ＧＨｚ（ギガヘルツ）以上の帯域のうち特定の帯域を増幅する狭帯域型の増幅器であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の光電変換器。
6. 前記光電変換素子、前記高周波増幅器及び前記調整回路が、
   フリップチップ実装のバンプ、ボンディングワイヤ又は貫通電極のいずれかにより接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の光電変換器。