JP2019169906A - 発振装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】 温度特性を調整するための新たなトランジスターを設けることなく、発振装置の動作保証温度範囲において、定電圧回路が出力する定電圧を発振回路の発振停止電圧以上であり、かつ、極力近い電圧にする。【解決手段】 定電圧ＶＲＥＧの基となる基準電流Ｉｒｅｆを発生するデプレッション型のＮチャネルトランジスター１１ａに対し、基準電流Ｉｒｅｆをゲートおよびソース間に負帰還する抵抗１１ｂを接続した。抵抗１１ｂの抵抗値は、当該抵抗の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配と同じ符号の温度変化に対する勾配を有する。【選択図】 図２

Description

この発明は、各種の電子機器に用いられる発振装置に関する。
定電圧を生成する定電圧回路と、生成された定電圧により水晶振動子を発振させる水晶発振回路とで構成された発振装置が知られている。このような発振装置は、時計、携帯電話などに広く用いられ、消費電流を抑制することが求められている。発振装置の消費電流を抑制するためには、水晶発振回路を駆動するための電圧を極力小さくすることが重要である。一方、水晶発振回路は、水晶振動子の発振特性、発振インバータ、負荷容量などにより決まる発振停止電圧を有している。発振停止電圧は、一般的な動作温度範囲、例えば−４０℃〜８０℃において、ある決まった温度変化に対する勾配で線形的に低下することが知られている。従って、発振装置の消費電流を抑制するためには、動作保障温度範囲において、定電圧回路の出力する定電圧を発振停止電圧よりも高くし、かつ、発振停止電圧に極力接近させる必要がある。そのためには、動作保障温度範囲において、定電圧の温度変化に対する勾配を、発振停止電圧の温度変化に対する勾配に極力近づける必要がある。そこで、特許文献１では、定電圧回路の電流源を構成するデプレッション型トランジスターの閾値電圧を変えることにより、定電圧回路が出力する定電圧の温度変化に対する勾配を発振停止電圧の温度変化に対する勾配に近づけている。
特許第５７８８７５５号
しかしながら、上述した従来の技術では、発振停止電圧の温度変化に対する勾配は、水晶発振回路により異なったものとなる。このため、定電圧回路と水晶発振回路を含む半導体装置の製造工程において、定電圧回路と組み合わせる水晶発振回路の発振停止電圧の温度変化に対する勾配に合わせて、定電圧回路における定電流源のデプレッション型トランジスターの閾値電圧を調整しなければならず、消費電流を抑制した発振装置を実現することが困難である問題があった。
この発明の一態様による発振装置は、基準電流を発生する定電流源と、前記基準電流に応じた定電圧を発生する定電圧発生部とを備える定電圧回路と、前記定電圧が与えられることにより発振し、所定の温度範囲において前記定電圧が発振停止電圧以下になると発振を停止する発振回路と、を有し、前記定電流源は、前記基準電流を発生するデプレッション型のトランジスターと、前記基準電流を前記トランジスターのゲートとソースとの間に負帰還する帰還用素子とを具備し、前記帰還用素子の抵抗値は、前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配を０に近づける温度変化に対する勾配を有することを特徴とする。ここで、帰還用素子は例えば抵抗である。
この態様によれば、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配により、定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配が０に近づく。従って、動作保障温度範囲において、定電圧回路の出力する定電圧を発振停止電圧よりも高くし、かつ、発振停止電圧に接近させることができ、発振回路の消費電力を低減することができる。
好ましい態様において、前記定電圧発生部は、前記基準電流の増加に応じて上昇する前記定電圧を発生し、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配の符号は、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が０であった場合における前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号と同じである。
この態様において、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号が負である場合、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配は負とされる。この場合、温度が上昇するのに応じて帰還用素子の抵抗値が減少し、帰還量が減少することにより基準電流が増加し、定電圧が上昇する。この結果、所定の温度範囲内における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配が０に近づく。一方、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号が正である場合、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配は正とされる。この場合、温度が上昇するのに応じて帰還用素子の抵抗値が増加し、帰還量が増加することにより基準電流が減少し、定電圧が低下する。この結果、所定の温度範囲内における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配が０に近づく。
他の好ましい態様において、前記定電圧発生部は、前記基準電流の増加に応じて低下する前記定電圧を発生し、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配の符号は、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が０であった場合における前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号と異なる。
この態様において、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号が負である場合、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配は正とされる。この場合、温度が上昇するのに応じて帰還用素子の抵抗値が増加し、帰還量が増加することにより基準電流が減少し、定電圧が上昇する。この結果、所定の温度範囲内における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配が０に近づく。一方、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号が正である場合、帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配は負とされる。この場合、温度が上昇するのに応じて帰還用素子の抵抗値が減少し、帰還量が減少することにより基準電流が増加し、定電圧が低下する。この結果、所定の温度範囲内における定電圧と発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配が０に近づく。
一実施形態である発振装置の構成を示すブロック図である。 同実施形態における定電圧回路の構成を示す回路図である。 同実施形態において帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０である場合の定電圧回路が発生する定電圧と水晶発振回路の発振停止電圧の温度特性の例を示す図である。 同実施形態において定電圧回路内の定電流源が発生する基準電流の温度特性の例を示す図である。 同実施形態において定電圧回路が発生する定電圧と水晶発振回路の発振停止電圧の温度特性の例を示す図である。 同実施形態において帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０である場合の定電圧回路が発生する定電圧と水晶発振回路の発振停止電圧の温度特性の他の例を示す図である。 同実施形態において定電圧回路が発生する定電圧と水晶発振回路の発振停止電圧の温度特性の他の例を示す図である。
＜第１実施形態＞
以下、実施形態について図面を参照して説明する。
図１は一実施形態である発振装置の構成を示すブロック図である。この発振装置は、定電圧回路１と、水晶発振回路２とを有する。定電圧回路１は、定電圧ＶＲＥＧを出力する。水晶発振回路２は、この定電圧ＶＲＥＧを電源電圧として動作する。水晶発振回路２の発振停止電圧ＶＳＴＯは、水晶振動子の特性、発振インバータの特性、負荷容量の特性に依存し、温度上昇に対して直線的に低下する。すなわち、発振停止電圧ＶＳＴＯは温度変化に対して負の勾配を有する。
図２は定電圧回路１の構成例を示す回路図である。図２に示すように、定電圧回路１は、基準電圧回路１０と、差動増幅回路２０と、出力回路３０とを有する。
基準電圧回路１０は、定電流源１１と、Ｐチャネルトランジスター１２および１３と、Ｎチャネルトランジスター１４と、キャパシター１５とを有する。
ここで、Ｐチャネルトランジスター１２は、ソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、ドレインおよびゲートが共通接続されている。このＰチャネルトランジスター１２のドレインおよびゲートの共通接続ノードと低電位電源ＶＳＳとの間に定電流源１１が挿入されている。
Ｐチャネルトランジスター１３は、ソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、ゲートがＰチャネルトランジスター１２のゲートおよびドレインに接続されている。Ｎチャネルトランジスター１４は、ソースが低電位電源ＶＳＳに接続され、ゲートおよびドレインがＰチャネルトランジスター１３のドレインに接続されている。
ここで、Ｐチャネルトランジスター１３とＰチャネルトランジスター１２は、定電流源１１に流れる基準電流Ｉｒｅｆに対応した電流をＮチャネルトランジスター１４に流すカレントミラーとして機能する。Ｎチャネルトランジスター１４は、この基準電流Ｉｒｅｆに対応した電流が流されることにより基準電圧Ｖｒｅｆをドレインから出力する。この基準電圧Ｖｒｅｆは、基準電流Ｉｒｅｆに依存し、基準電流Ｉｒｅｆが増加することにより上昇する。Ｎチャネルトランジスター１４に並列接続されたキャパシター１５は、この基準電圧Ｖｒｅｆを安定化する役割を果たす。
差動増幅回路２０は、Ｎチャネルトランジスター２１〜２３と、Ｐチャネルトランジスター２４および２５とを有する。
ここで、Ｎチャネルトランジスター２１および２２は、各々のソースが共通接続され、差動トランジスターペアを構成している。Ｎチャネルトランジスター２１のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが与えられる。また、Ｎチャネルトランジスター２２のゲートには出力回路３０側からの帰還電圧ＶＦＢが与えられる。
Ｎチャネルトランジスター２１および２２の各ソースの共通接続ノードにはＮチャネルトランジスター２３のドレインが接続され、このＮチャネルトランジスター２３のソースは低電位電源ＶＳＳに接続されている。このＮチャネルトランジスター２３のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが与えられる。従って、Ｎチャネルトランジスター２３は、基準電流Ｉｒｅｆに対応した電流値の定電流源として機能する。
Ｐチャネルトランジスター２４は、ソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、ドレインがＮチャネルトランジスター２１のドレインに接続されている。また、Ｐチャネルトランジスター２５は、ソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、ドレインがＮチャネルトランジスター２２のドレインに接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスター２４および２５の各ゲートは、Ｐチャネルトランジスター２５とＮチャネルトランジスター２２のドレイン同士の接続ノードに接続されている。
この差動増幅回路２０では、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧ＶＦＢとの差動増幅が行われ、差動増幅結果である信号がＮチャネルトランジスター２１のドレインから出力回路３０に出力される。
出力回路３０は、Ｐチャネルトランジスター３１および３２と、Ｎチャネルトランジスター３３と、キャパシター３４および３５とを有する。
Ｐチャネルトランジスター３１は、ソースが高電位電源ＶＤＤに接続され、ゲートが差動増幅回路２０のＮチャネルトランジスター２１のドレインに接続されている。Ｐチャネルトランジスター３１のゲートとドレインとの間には位相補償用のキャパシター３４が介挿されている。
Ｐチャネルトランジスター３２は、ソースがＰチャネルトランジスター３１のドレインに接続され、ゲートおよびドレインが共通接続されている。
Ｎチャネルトランジスター３３は、ソースが低電位電源ＶＳＳに接続され、ドレインがＰチャネルトランジスター３２のゲートおよびドレインの共通接続ノードに接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスター３３のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが与えられる。従って、Ｎチャネルトランジスター３３は、基準電流Ｉｒｅｆに対応した電流値の定電流源として機能する。
この出力回路３０では、Ｎチャネルトランジスター３３のドレイン電圧が帰還電圧ＶＦＢとして差動増幅回路２０のＮチャネルトランジスター２２のゲートに供給される。また、Ｐチャネルトランジスター３１のドレインの電圧が定電圧ＶＲＥＧとして出力される。Ｐチャネルトランジスター３１のドレインと低電位電源ＶＳＳとの間に介挿されたキャパシター３５は、定電圧ＶＲＥＧを安定化する役割を果たす。定電圧ＶＲＥＧが発生するノードと帰還電圧ＶＦＢが発生するノードとの間にはゲートおよびドレインが共通接続されたＰチャネルトランジスター３２が介在している。従って、帰還電圧ＶＦＢは、定電圧ＶＲＥＧからＰチャネルトランジスター３２の閾値電圧分だけ低下した電圧となる。
以上の構成において、基準電圧回路１０における定電流源１１を除く回路と、差動増幅回路２０と、出力回路３０は、基準電流Ｉｒｅｆに応じた定電圧ＶＲＥＧを発生する定電圧発生部として機能する。
さらに詳述すると、基準電流Ｉｒｅｆにより定まる基準電圧Ｖｒｅｆよりも帰還電圧ＶＦＢが高くなると、Ｎチャネルトランジスター２１のドレイン電流が減少する。これにより、Ｎチャネルトランジスター２１のドレイン電圧が上昇し、Ｐチャネルトランジスター３１のＯＮ抵抗が増加し、帰還電圧ＶＦＢが低下する。
一方、基準電流Ｉｒｅｆにより定まる基準電圧Ｖｒｅｆよりも帰還電圧ＶＦＢが低くなると、Ｎチャネルトランジスター２１のドレイン電流が増加する。これにより、Ｎチャネルトランジスター２１のドレイン電圧が低下し、Ｐチャネルトランジスター３１のＯＮ抵抗が減少し、帰還電圧ＶＦＢが上昇する。このような負帰還が行われる結果、帰還電圧ＶＦＢは基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなり、定電圧ＶＲＥＧは、この帰還電圧ＶＦＢ（＝基準電圧Ｖｒｅｆ）よりＰチャネルトランジスター３２の閾値電圧に相当する電圧だけ高い電圧となる。
このように定電圧回路１では、基準電流Ｉｒｅｆに応じた基準電圧Ｖｒｅｆが発生し、この基準電圧Ｖｒｅｆに応じた定電圧ＶＲＥＧが発生する。定電圧回路１では、基準電流Ｉｒｅｆの増加により基準電圧Ｖｒｅｆが上昇するので、定電圧ＶＲＥＧも基準電流Ｉｒｅｆの増加により上昇する。
本実施形態において基準電圧回路１０の定電流源１１は、基準電流Ｉｒｅｆを発生するデプレッション型のＮチャネルトランジスター１１ａと、基準電流ＩｒｅｆをＮチャネルトランジスター１１ａのゲートおよびソース間に負帰還する帰還用素子である抵抗１１ｂとにより構成されている。
さらに詳述すると、Ｎチャネルトランジスター１１ａは、ドレインがＰチャネルトランジスター１２のドレインに接続され、ゲートが低電位電源ＶＳＳに接続されている。そして、抵抗１１ｂはＮチャネルトランジスター１１ａのソースと低電位電源ＶＳＳの間に介挿されている。
デプレッション型のＮチャネルトランジスター１１ａは、ゲート下に高濃度の不純物をドーピングされ、負の閾値電圧を有するため、ゲートおよびソース間の電圧が０Ｖであっても、ゲート下にチャネルが形成される。そのため、Ｎチャネルトランジスター１１ａは、図２に示すようにゲートおよびソース間が短絡されると、定電流源として機能する。定電流源１１では、このＮチャネルトランジスター１１ａのソースおよび低電位電源ＶＳＳ間の抵抗１１ｂに基準電流Ｉｒｅｆが流れ、この抵抗１１ｂの電圧降下分だけＮチャネルトランジスター１１ａのチャネル形成に寄与するゲートおよびソース間バイアス量を低下させる負帰還が働く。そして、抵抗１１ｂの抵抗値が増加すると、負帰還量が大きくなって基準電流Ｉｒｅｆが減少し、抵抗１１ｂの抵抗値が減少すると、負帰還量が小さくなって基準電流Ｉｒｅｆが増加する。
本実施形態では、水晶発振装置である半導体装置の製造時に、帰還用素子である抵抗１１ｂとして、定電圧回路１が出力する定電圧ＶＲＥＧと水晶発振回路２の発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配を０に近づけることができる温度特性、すなわち、抵抗値の温度変化に対する勾配を有するものを製造する。具体的には、本実施形態では、定電圧ＶＲＥＧが基準電流Ｉｒｅｆの増加により上昇するので、抵抗１１ｂとして、抵抗１１ｂの抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配と同じ符号の温度変化に対する勾配を有する抵抗を製造する。このようにすることで、発振装置の動作保証温度範囲において、定電圧ＶＲＥＧを発振停止電圧ＶＳＴＯより高くし、かつ、発振停止電圧ＶＳＴＯに極力近づけることが可能になる。
次に本実施形態の動作例を説明する。図３は抵抗１１ｂの抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０である場合における定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯの温度特性の例を示す図である。この例では、定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配は負であり、温度が上昇するに従って、定電圧ＶＲＥＧは発振停止電圧ＶＳＴＯに接近する。このような状況では、動作保証温度範囲において、定電圧ＶＲＥＧは発振停止電圧ＶＳＴＯ以下になるのを回避するために、定電圧ＶＲＥＧを十分に高くする必要がある。しかし、それでは水晶発振回路２の消費電流を増加させることになる。
そこで、本実施形態では、抵抗１１ｂを、抵抗値の温度変化に対する勾配が負である抵抗とする。このような抵抗１１ｂを採用した場合、温度が上昇するに従って、定電流源１１における抵抗１１ｂによる負帰還量が減少する。このため、図４に示すように、温度が上昇するのに従って基準電流Ｉｒｅｆが増加し、この基準電流Ｉｒｅｆの増加に応じて定電圧ＶＲＥＧが上昇する。
この結果、図５に例示するように、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する勾配が緩やかになり、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する勾配が発振停止電圧ＶＳＴＯの温度変化に対する勾配に近づく。これにより、動作保障温度範囲の全体に亘って、定電圧ＶＲＥＧを、発振停止電圧ＶＳＴＯ以上で、極力小さくすることができる。
図６に示す例では、抵抗１１ｂの抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０である場合において、定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配が正であり、温度が上昇するに従って、定電圧ＶＲＥＧは発振停止電圧ＶＳＴＯから離れる。
このような場合、抵抗１１ｂを、抵抗値の温度変化に対する勾配が正である抵抗とする。このような抵抗１１ｂを採用した場合、温度が上昇するに従って、定電流源１１における抵抗１１ｂによる負帰還量が増加する。このため、温度が上昇するのに従って基準電流Ｉｒｅｆが減少し、この基準電流Ｉｒｅｆの減少に応じて定電圧ＶＲＥＧが低下する。
この結果、図７に例示するように、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する勾配が急になり、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する勾配が発振停止電圧ＶＳＴＯの温度変化に対する勾配に近づく。これにより、動作保障温度範囲の全体に亘って、定電圧ＶＲＥＧを、発振停止電圧ＶＳＴＯ以上で、極力小さくすることができる。
以上のように本実施形態によれば、帰還用素子である抵抗１１ｂの温度特性を調整することにより定電圧回路１の温度特性を調整することが可能となるため、新たにトランジスター素子を製造することなく、容易に、動作保障温度範囲の全体に亘って、定電圧を、発振停止電圧以上で、極力小さくすることができる。
＜他の実施形態＞
以上、一実施形態について説明したが、他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
（１）上記実施形態では、定電圧ＶＲＥＧが基準電流Ｉｒｅｆの増加により上昇するので、抵抗１１ｂとして、抵抗１１ｂの抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配と同じ符号の温度変化に対する勾配を有する抵抗を製造するようにした。しかし、基準電圧回路１０の構成によっては、定電圧ＶＲＥＧが基準電流Ｉｒｅｆの増加により低下する場合もあり得る。この場合、抵抗１１ｂとして、抵抗１１ｂの抵抗値の温度変化に対する勾配が仮に０であった場合における定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＳＴＯとの差分の温度変化に対する勾配と異なる符号の温度変化に対する勾配を有する抵抗を製造するようにすればよい。この態様においても上記実施形態と同様な効果が得られる。
（２）上記実施形態では、帰還用素子を抵抗としたが、抵抗以外の素子、例えばトランジスターを帰還用素子としてもよい。
（３）帰還用素子である抵抗１１ｂは、発振装置である半導体装置の外付けの抵抗であってもよい。この場合、半導体装置に外付け可能な抵抗は、半導体装置内に形成することが可能な抵抗よりも種類が豊富なので、所望の温度特性を有する抵抗の実現が容易であるという利点がある。
（４）この発明は、上記各実施形態に開示の発振装置として実施される他、同発振装置を時計用ムーブメント、あるいは同時計用ムーブメントを有する時計として実施され得る。
１…定電圧回路、２…水晶発振回路、１０…基準電圧回路、２０…差動増幅回路、３０…出力回路、１２，１３，２４，２５，３１，３２…Ｐチャネルトランジスター、１１ａ，１４，２１〜２３，３３…Ｎチャネルトランジスター、１５，３４，３５…キャパシター、１１ｂ…抵抗。

Claims (6)

  1. 基準電流を発生する定電流源と、前記基準電流に応じた定電圧を発生する定電圧発生部とを備える定電圧回路と、
    前記定電圧が与えられることにより発振し、所定の温度範囲において前記定電圧が発振停止電圧以下になると発振を停止する発振回路と、
    を有し、
    前記定電流源は、
    前記基準電流を発生するデプレッション型のトランジスターと、
    前記基準電流を前記トランジスターのゲートとソースとの間に負帰還する帰還用素子とを具備し、
    前記帰還用素子の抵抗値は、前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配を０に近づける温度変化に対する勾配を有することを特徴とする発振装置。
  2. 前記定電圧発生部は、前記基準電流の増加に応じて上昇する前記定電圧を発生し、
    前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配の符号は、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が０であった場合における前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号と同じであることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
  3. 前記定電圧発生部は、前記基準電流の増加に応じて低下する前記定電圧を発生し、
    前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配の符号は、前記帰還用素子の抵抗値の温度変化に対する勾配が０であった場合における前記定電圧と前記発振停止電圧との差分の温度変化に対する勾配の符号と異なることを特徴とする請求項１に記載の発振装置。
  4. 前記帰還用素子は抵抗であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の発振装置。
  5. 請求項１から４のいずれかに記載の発振装置を有することを特徴とする時計用ムーブメント。
  6. 請求項５に記載の時計用ムーブメントを有することを特徴とする時計。
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