JP3632323B2 - 識別回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいて、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の二値（論理「１」、論理「０」）を識別して再生受信デジタル信号を出力する識別回路に関する。
【０００２】
デジタル通信システムにおいては、有線伝送、無線伝送の如何にかかわらず、信号伝送路を伝送されてきた送信デジタル信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅・識別し、送信デジタル信号を正確に再生する必要がある。
【０００３】
ここに、同期伝送方式のデジタル通信システムにおいては、受信デジタル信号から抽出したクロック信号を利用して送信デジタル信号の再生を行うことができるが、非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいては、クロック信号による受信デジタル信号のタイミング修正を行うことができないため、正確なパルス幅の再生が重要な課題とされている。
【０００４】
【従来の技術】
図５は従来の識別回路を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの一例の要部を示す回路図である。
【０００５】
図５中、１は二値電気信号からなる送信デジタル信号を光信号に変換して信号伝送路である光ファイバ２に出力する送信ブロック、３は光ファイバ２を伝送されてきた光信号を電気信号（電流信号）に変換するフォトダイオードや、フォトトランジスタからなる受信ブロックである。
【０００６】
また、４は従来の識別回路であり、５は受信ブロック３に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路、６はＩ−Ｖ変換回路５の出力信号を振幅一定の信号に増幅するＡＧＣアンプ（自動利得制御増幅回路）である。
【０００７】
また、７はＡＧＣアンプ６の出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較してＡＧＣアンプ６の出力信号の二値を識別して再生受信デジタル信号を出力する比較回路である。
【０００８】
図６は、識別回路４の動作を示すタイムチャートであり、図６（Ａ）は送信ブロックに供給される送信デジタル信号、図６（Ｂ）は受信ブロック３の出力信号（電流信号）、図６（Ｃ）はＡＧＣアンプ６の出力信号、図６（Ｄ）は比較回路７から出力される再生受信デジタル信号を示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここに、受信ブロック３に設けられるフォトダイオードやフォトトランジスタは、光入力がなくなった場合、これに対して変換電流が即座に追随できず、徐々に変換電流が減少してゆく、いわゆる裾引き現象のため、図６に示すように、送信デジタル信号に対して再生受信デジタル信号のパルス幅が変化してしまう。
【００１０】
具体的には、受信ブロック３の出力信号の立ち上がりが遅く、受信ブロック３のの出力信号の立ち下がりが早い場合には、再生受信デジタル信号のＨレベル幅は短くなり、受信ブロック３の出力信号の立ち上がりが早く、受信ブロックの出力信号の立ち下がりが遅い場合には、再生受信デジタル信号のＨレベル幅は長くなってしまう。
【００１１】
このように、送信デジタル信号に対して再生受信デジタル信号のパルス幅が変化してしまうと、他の装置とのインタフェース用に受信回路の後段に接続される信号処理用回路の動作が不安定になってしまうため、受信後の信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間を共に短くする方法が一般的に採用されている。
【００１２】
しかし、このような方法を採用する場合には、消費電力を大幅に増大させてしまうような回路が必要となったり、あるいは、高価な高速プロセステクノロジが必要になるという問題点があった。
【００１３】
なお、信号伝送路として同軸ケーブルを使用する非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいても、送信デジタル信号が同軸ケーブルを伝送する間に立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが鈍ってしまうので、信号伝送路を光ファイバとする非同期伝送方式のデジタル通信システムと同様の問題点があった。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑み、簡単な回路構成で、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができるようにした識別回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明中、第１の発明（請求項１記載の識別回路）は、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号を同一のスレッショルド電圧と比較して、この増幅回路の第１、第２の出力信号の二値を識別する第１、第２の比較回路と、これら第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、第２の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えているというものである。
【００１６】
この第１の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００１７】
本発明中、第２の発明（請求項２記載の識別回路）は、第１の発明において、再生受信デジタル信号生成回路は、第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、この排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されているというものである。
【００１８】
この第２の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【００１９】
本発明中、第３の発明（請求項３記載の識別回路）は、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号をレベル変換するレベル変換比を同一とする第１、第２のレベル変換回路と、増幅回路の第１の出力信号を前記第２のレベル変換回路の出力信号と比較して、増幅回路の第１の出力信号の二値を識別する第１の比較回路と、増幅回路の第２の出力信号を第１のレベル変換回路の出力信号と比較して、増幅回路の第２の出力信号の二値を識別する第２の比較回路と、第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、第２の比較回路の出力信号の立ち下がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えているというものである。
【００２０】
この第３の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００２１】
本発明中、第４の発明（請求項４記載の識別回路）は、第３の発明において、再生受信デジタル信号生成回路は、第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、この排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されているというものである。
【００２２】
この第４の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図４を参照して、本発明の実施の第１形態及び第２形態について説明する。
【００２４】
第１形態・・図１、図２
図１は本発明の実施の第１形態（第１の発明の実施の一形態）を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【００２５】
図１中、１０は二値電気信号からなる送信デジタル信号を光信号に変換して信号伝送路である光ファイバ１１に出力する送信ブロックであり、１２は送信デジタル信号に対応した光信号を出力する発光ダイオード（ＬＥＤ）、１３はＬＥＤ１２に流れる電流を制御するＮＰＮトランジスタ、１４、１５はＮＰＮトランジスタ１３のベースバイアスを制御する抵抗である。
【００２６】
また、１６は光ファイバ１１を伝送されてきた光信号を電気信号である電流信号に変換する受信ブロックであり、１７は光電変換素子であるフォトダイオード（ＰＤ）である。
【００２７】
また、１８はＩＣ（集積回路）化されてなる本発明の実施の第１形態（識別回路）であり、本発明の実施の第１形態において、１９はフォトダイオード１７に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路であり、２０はオペアンプ、２１は抵抗である。
【００２８】
また、２２はＩ−Ｖ変換回路１９の出力信号を反転関係にある振幅一定の２個の信号に増幅するＡＧＣアンプであり、Ｑは非反転出力信号が出力される非反転出力端子、／Ｑは反転出力信号が出力される反転出力端子である。
【００２９】
また、２３はＡＧＣアンプ２２から出力される非反転出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較して、ＡＧＣアンプ２２から出力される非反転出力信号の二値を識別する比較回路である。なお、この例では、スレッショルド電圧Ｖｔｈは、略０［Ｖ］とされている。
【００３０】
また、２４はＡＧＣアンプ２２から出力される反転出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較して、ＡＧＣアンプ２２から出力される反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００３１】
また、２５は比較回路２３、２４の出力信号を排他的論理和処理する排他的論理和回路、いわゆるＥＯＲ回路、２６はＥＯＲ回路２５の出力信号がトリガ信号としてＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに入力されるＤフリップフロップからなるＴフリップフロップである。
【００３２】
図２は本発明の実施の第１形態の動作を示すタイムチャートであり、図２（Ａ）は送信ブロック１０に供給される送信デジタル信号、図２（Ｂ）は受信ブロック１６の出力信号（電流信号）、図２（Ｃ）はＡＧＣアンプ２２の非反転出力信号、図２（Ｄ）はＡＧＣアンプ２２の反転出力信号を示している。
【００３３】
また、図２（Ｅ）は比較回路２３の出力信号、図２（Ｆ）は比較回路２４の出力信号、図２（Ｇ）はＥＯＲ回路２５の出力信号、図２（Ｈ）はＴフリップフロップ２６の非反転出力端子Ｑに出力される再生受信デジタル信号である。
【００３４】
本発明の実施の第１形態においては、ＡＧＣアンプ２２から非反転出力信号及び反転出力信号を出力させ、これらＡＧＣアンプ２２の非反転出力信号及び反転出力信号をそれぞれ比較回路２３、２４においてスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較するようにしている。
【００３５】
ここに、比較回路２３の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路２４の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＨレベル幅と略同一となり、比較回路２４の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路２３の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＬレベルと略同一となる。
【００３６】
そこで、本発明の実施の第１形態においては、比較回路２３、２４の出力信号をＥＯＲ回路２５においてＥＯＲ処理し、このＥＯＲ回路２５の出力信号をＴフリップフロップ２６のＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにして、比較回路２３の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、比較回路２４の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として得るようにしている。
【００３７】
したがって、本発明の実施の第１形態によれば、フォトダイオード１７の受光特性により受信ブロック１６の出力信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が発生してしまった場合においても、Ｔフリップフロップ２６の非反転出力端子Ｑに、送信デジタル信号に対するパルス幅の変化の小さい再生受信デジタル信号を得ることができる。
【００３８】
なお、ＥＯＲ回路２５の代わりに、非排他的論理和回路、いわゆるＥＮＯＲ回路を設け、このＥＮＯＲ回路の出力信号をトリガ信号としてＴフリップフロップのＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにしても良い。
【００３９】
第２形態・・図３、図４
図３は本発明の実施の第２形態（第２の発明の実施の一形態）を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【００４０】
図３中、３０は二値電気信号からなる送信デジタル信号を信号伝送路である同軸ケーブル３１に出力するエミッタ・ホロア回路からなる送信ブロックであり、３２はＮＰＮトランジスタ、３３は抵抗である。
【００４１】
また、３４は同軸ケーブル３１を伝送されてきた送信デジタル信号を受信する受信ブロックであり、３５、３６は終端抵抗である。
【００４２】
また、３７はＩＣ化されてなる本発明の実施の第２形態（識別回路）であり、本発明の実施の第２形態３７において、３８は受信ブロック３４から出力される受信デジタル信号を増幅するプリアンプである。
【００４３】
また、３９はプリアンプ３８の出力信号を反転関係にある振幅一定の２個の信号に増幅するＡＧＣアンプであり、Ｑは非反転出力信号が出力される非反転出力端子、／Ｑは反転出力信号が出力される反転出力端子である。
【００４４】
また、４０はＡＧＣアンプ３９の非反転出力端子Ｑに出力される非反転出力信号をレベル変換するレベル変換回路であり、４１は抵抗、４２は定電流源である。
【００４５】
また、４３はＡＧＣアンプ３９の反転出力端子／Ｑに出力される反転出力信号をレベル変換するレベル変換比をレベル変換回路４０と同一とするレベル変換回路であり、４４は抵抗、４５は定電流源である。
【００４６】
また、４６はＡＧＣアンプ３９から出力される非反転出力信号をレベル変換回路４３の出力信号と比較して、ＡＧＣアンプ３９から出力される非反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００４７】
また、４７はＡＧＣアンプ３９から出力される反転出力信号をレベル変換回路４０の出力信号と比較して、ＡＧＣアンプ３９から出力される反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００４８】
また、４８は比較回路４６、４７の出力信号をＥＯＲ処理するＥＯＲ回路、４９はＥＯＲ回路４８の出力信号がトリガ信号としてＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに入力されるＴフリップフロップである。
【００４９】
図４は本発明の実施の第２形態の動作を示すタイムチャートであり、図４（Ａ）は送信ブロック３０に供給される送信デジタル信号、図４（Ｂ）は受信ブロック３４の出力信号、図４（Ｃ）はＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号及び反転出力信号、レベル変換回路４０、４３の出力信号を示している。
【００５０】
また、図４（Ｄ）は比較回路４６の出力信号、図４（Ｅ）は比較回路４７の出力信号、図４（Ｆ）はＥＯＲ回路４８の出力信号、図４（Ｇ）はＴフリップフロップ回路４９の非反転出力端子Ｑから出力される再生受信デジタル信号である。
【００５１】
本発明の実施の第２形態においては、ＡＧＣアンプ３９から非反転出力信号及び反転出力信号を出力させると共に、レベル変換回路４０、４３においてＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号及び反転出力信号をレベル変換し、比較回路４６においてＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号をレベル変換回路４３の出力信号と比較し、比較回路４７においてＡＧＣアンプ３９の反転出力信号をレベル変換回路４０の出力信号と比較するようにしている。
【００５２】
ここに、比較回路４６の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路４７の出力信号の立ち下がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＨレベル幅と略同一となり、比較回路４７の出力信号の立ち下がりエッジと比較回路４６の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＬレベルと略同一となる。
【００５３】
そこで、本発明の実施の第２形態においては、比較回路４６、４７の出力信号をＥＯＲ回路４８においてＥＯＲ処理し、このＥＯＲ回路４８の出力信号をＴフリップフロップ４９のＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにして、比較回路４６の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、比較回路４７の出力信号の立ち下がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として得るようにしている。
【００５４】
したがって、本発明の実施の第２形態によれば、同軸ケーブル３１を伝送されてきた送信デジタル信号の鈍りにより、受信ブロック３４の出力信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が発生してしまった場合においても、Ｔフリップフロップ４９の非反転出力端子Ｑに、送信デジタル信号に対するパルス幅の変化の小さい再生受信デジタル信号を得ることができる。
【００５５】
なお、ＥＯＲ回路４８の代わりに、非排他的論理和回路、いわゆるＥＮＯＲ回路を設け、このＥＮＯＲ回路の出力信号をトリガ信号としてＴフリップフロップのＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにしても良い。
【００５６】
また、図１には、本発明の実施の第１形態を光ファイバを信号伝送路とする非同期伝送方式のデジタル通信システムに使用した場合を示し、図３には、本発明の実施の第２形態を同軸ケーブルを信号伝送路とする非同期伝送方式のデジタル通信システムに使用した場合を示しているが、本発明は、電磁波を利用した無線通信システムや、赤外線を利用した空間光通信システム等にも使用することができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のように、第１、第３の発明（請求項１、３記載の識別回路）によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００５８】
また、第２、第４の発明（請求項２、４記載の識別回路）によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１形態を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の第１形態の動作を示すタイムチャートである。
【図３】本発明の実施の第２形態を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の第２形態の動作を示すタイムチャートである。
【図５】従来の識別回路を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの一例の要部を示す回路図である。
【図６】図５に示す従来の識別回路の動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
２３、２４、４６、４７ 比較回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいて、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の二値（論理「１」、論理「０」）を識別して再生受信デジタル信号を出力する識別回路に関する。
【０００２】
デジタル通信システムにおいては、有線伝送、無線伝送の如何にかかわらず、信号伝送路を伝送されてきた送信デジタル信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅・識別し、送信デジタル信号を正確に再生する必要がある。
【０００３】
ここに、同期伝送方式のデジタル通信システムにおいては、受信デジタル信号から抽出したクロック信号を利用して送信デジタル信号の再生を行うことができるが、非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいては、クロック信号による受信デジタル信号のタイミング修正を行うことができないため、正確なパルス幅の再生が重要な課題とされている。
【０００４】
【従来の技術】
図５は従来の識別回路を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの一例の要部を示す回路図である。
【０００５】
図５中、１は二値電気信号からなる送信デジタル信号を光信号に変換して信号伝送路である光ファイバ２に出力する送信ブロック、３は光ファイバ２を伝送されてきた光信号を電気信号（電流信号）に変換するフォトダイオードや、フォトトランジスタからなる受信ブロックである。
【０００６】
また、４は従来の識別回路であり、５は受信ブロック３に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路、６はＩ−Ｖ変換回路５の出力信号を振幅一定の信号に増幅するＡＧＣアンプ（自動利得制御増幅回路）である。
【０００７】
また、７はＡＧＣアンプ６の出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較してＡＧＣアンプ６の出力信号の二値を識別して再生受信デジタル信号を出力する比較回路である。
【０００８】
図６は、識別回路４の動作を示すタイムチャートであり、図６（Ａ）は送信ブロックに供給される送信デジタル信号、図６（Ｂ）は受信ブロック３の出力信号（電流信号）、図６（Ｃ）はＡＧＣアンプ６の出力信号、図６（Ｄ）は比較回路７から出力される再生受信デジタル信号を示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここに、受信ブロック３に設けられるフォトダイオードやフォトトランジスタは、光入力がなくなった場合、これに対して変換電流が即座に追随できず、徐々に変換電流が減少してゆく、いわゆる裾引き現象のため、図６に示すように、送信デジタル信号に対して再生受信デジタル信号のパルス幅が変化してしまう。
【００１０】
具体的には、受信ブロック３の出力信号の立ち上がりが遅く、受信ブロック３のの出力信号の立ち下がりが早い場合には、再生受信デジタル信号のＨレベル幅は短くなり、受信ブロック３の出力信号の立ち上がりが早く、受信ブロックの出力信号の立ち下がりが遅い場合には、再生受信デジタル信号のＨレベル幅は長くなってしまう。
【００１１】
このように、送信デジタル信号に対して再生受信デジタル信号のパルス幅が変化してしまうと、他の装置とのインタフェース用に受信回路の後段に接続される信号処理用回路の動作が不安定になってしまうため、受信後の信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間を共に短くする方法が一般的に採用されている。
【００１２】
しかし、このような方法を採用する場合には、消費電力を大幅に増大させてしまうような回路が必要となったり、あるいは、高価な高速プロセステクノロジが必要になるという問題点があった。
【００１３】
なお、信号伝送路として同軸ケーブルを使用する非同期伝送方式のデジタル通信システムにおいても、送信デジタル信号が同軸ケーブルを伝送する間に立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが鈍ってしまうので、信号伝送路を光ファイバとする非同期伝送方式のデジタル通信システムと同様の問題点があった。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑み、簡単な回路構成で、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができるようにした識別回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明中、第１の発明（請求項１記載の識別回路）は、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号を同一のスレッショルド電圧と比較して、この増幅回路の第１、第２の出力信号の二値を識別する第１、第２の比較回路と、これら第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、第２の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えているというものである。
【００１６】
この第１の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００１７】
本発明中、第２の発明（請求項２記載の識別回路）は、第１の発明において、再生受信デジタル信号生成回路は、第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、この排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されているというものである。
【００１８】
この第２の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【００１９】
本発明中、第３の発明（請求項３記載の識別回路）は、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号をレベル変換するレベル変換比を同一とする第１、第２のレベル変換回路と、増幅回路の第１の出力信号を前記第２のレベル変換回路の出力信号と比較して、増幅回路の第１の出力信号の二値を識別する第１の比較回路と、増幅回路の第２の出力信号を第１のレベル変換回路の出力信号と比較して、増幅回路の第２の出力信号の二値を識別する第２の比較回路と、第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、第２の比較回路の出力信号の立ち下がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えているというものである。
【００２０】
この第３の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００２１】
本発明中、第４の発明（請求項４記載の識別回路）は、第３の発明において、再生受信デジタル信号生成回路は、第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、この排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されているというものである。
【００２２】
この第４の発明によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図４を参照して、本発明の実施の第１形態及び第２形態について説明する。
【００２４】
第１形態・・図１、図２
図１は本発明の実施の第１形態（第１の発明の実施の一形態）を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【００２５】
図１中、１０は二値電気信号からなる送信デジタル信号を光信号に変換して信号伝送路である光ファイバ１１に出力する送信ブロックであり、１２は送信デジタル信号に対応した光信号を出力する発光ダイオード（ＬＥＤ）、１３はＬＥＤ１２に流れる電流を制御するＮＰＮトランジスタ、１４、１５はＮＰＮトランジスタ１３のベースバイアスを制御する抵抗である。
【００２６】
また、１６は光ファイバ１１を伝送されてきた光信号を電気信号である電流信号に変換する受信ブロックであり、１７は光電変換素子であるフォトダイオード（ＰＤ）である。
【００２７】
また、１８はＩＣ（集積回路）化されてなる本発明の実施の第１形態（識別回路）であり、本発明の実施の第１形態において、１９はフォトダイオード１７に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖ変換回路であり、２０はオペアンプ、２１は抵抗である。
【００２８】
また、２２はＩ−Ｖ変換回路１９の出力信号を反転関係にある振幅一定の２個の信号に増幅するＡＧＣアンプであり、Ｑは非反転出力信号が出力される非反転出力端子、／Ｑは反転出力信号が出力される反転出力端子である。
【００２９】
また、２３はＡＧＣアンプ２２から出力される非反転出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較して、ＡＧＣアンプ２２から出力される非反転出力信号の二値を識別する比較回路である。なお、この例では、スレッショルド電圧Ｖｔｈは、略０［Ｖ］とされている。
【００３０】
また、２４はＡＧＣアンプ２２から出力される反転出力信号をスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較して、ＡＧＣアンプ２２から出力される反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００３１】
また、２５は比較回路２３、２４の出力信号を排他的論理和処理する排他的論理和回路、いわゆるＥＯＲ回路、２６はＥＯＲ回路２５の出力信号がトリガ信号としてＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに入力されるＤフリップフロップからなるＴフリップフロップである。
【００３２】
図２は本発明の実施の第１形態の動作を示すタイムチャートであり、図２（Ａ）は送信ブロック１０に供給される送信デジタル信号、図２（Ｂ）は受信ブロック１６の出力信号（電流信号）、図２（Ｃ）はＡＧＣアンプ２２の非反転出力信号、図２（Ｄ）はＡＧＣアンプ２２の反転出力信号を示している。
【００３３】
また、図２（Ｅ）は比較回路２３の出力信号、図２（Ｆ）は比較回路２４の出力信号、図２（Ｇ）はＥＯＲ回路２５の出力信号、図２（Ｈ）はＴフリップフロップ２６の非反転出力端子Ｑに出力される再生受信デジタル信号である。
【００３４】
本発明の実施の第１形態においては、ＡＧＣアンプ２２から非反転出力信号及び反転出力信号を出力させ、これらＡＧＣアンプ２２の非反転出力信号及び反転出力信号をそれぞれ比較回路２３、２４においてスレッショルド電圧Ｖｔｈと比較するようにしている。
【００３５】
ここに、比較回路２３の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路２４の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＨレベル幅と略同一となり、比較回路２４の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路２３の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＬレベルと略同一となる。
【００３６】
そこで、本発明の実施の第１形態においては、比較回路２３、２４の出力信号をＥＯＲ回路２５においてＥＯＲ処理し、このＥＯＲ回路２５の出力信号をＴフリップフロップ２６のＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにして、比較回路２３の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、比較回路２４の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として得るようにしている。
【００３７】
したがって、本発明の実施の第１形態によれば、フォトダイオード１７の受光特性により受信ブロック１６の出力信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が発生してしまった場合においても、Ｔフリップフロップ２６の非反転出力端子Ｑに、送信デジタル信号に対するパルス幅の変化の小さい再生受信デジタル信号を得ることができる。
【００３８】
なお、ＥＯＲ回路２５の代わりに、非排他的論理和回路、いわゆるＥＮＯＲ回路を設け、このＥＮＯＲ回路の出力信号をトリガ信号としてＴフリップフロップのＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにしても良い。
【００３９】
第２形態・・図３、図４
図３は本発明の実施の第２形態（第２の発明の実施の一形態）を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【００４０】
図３中、３０は二値電気信号からなる送信デジタル信号を信号伝送路である同軸ケーブル３１に出力するエミッタ・ホロア回路からなる送信ブロックであり、３２はＮＰＮトランジスタ、３３は抵抗である。
【００４１】
また、３４は同軸ケーブル３１を伝送されてきた送信デジタル信号を受信する受信ブロックであり、３５、３６は終端抵抗である。
【００４２】
また、３７はＩＣ化されてなる本発明の実施の第２形態（識別回路）であり、本発明の実施の第２形態３７において、３８は受信ブロック３４から出力される受信デジタル信号を増幅するプリアンプである。
【００４３】
また、３９はプリアンプ３８の出力信号を反転関係にある振幅一定の２個の信号に増幅するＡＧＣアンプであり、Ｑは非反転出力信号が出力される非反転出力端子、／Ｑは反転出力信号が出力される反転出力端子である。
【００４４】
また、４０はＡＧＣアンプ３９の非反転出力端子Ｑに出力される非反転出力信号をレベル変換するレベル変換回路であり、４１は抵抗、４２は定電流源である。
【００４５】
また、４３はＡＧＣアンプ３９の反転出力端子／Ｑに出力される反転出力信号をレベル変換するレベル変換比をレベル変換回路４０と同一とするレベル変換回路であり、４４は抵抗、４５は定電流源である。
【００４６】
また、４６はＡＧＣアンプ３９から出力される非反転出力信号をレベル変換回路４３の出力信号と比較して、ＡＧＣアンプ３９から出力される非反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００４７】
また、４７はＡＧＣアンプ３９から出力される反転出力信号をレベル変換回路４０の出力信号と比較して、ＡＧＣアンプ３９から出力される反転出力信号の二値を識別する比較回路である。
【００４８】
また、４８は比較回路４６、４７の出力信号をＥＯＲ処理するＥＯＲ回路、４９はＥＯＲ回路４８の出力信号がトリガ信号としてＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに入力されるＴフリップフロップである。
【００４９】
図４は本発明の実施の第２形態の動作を示すタイムチャートであり、図４（Ａ）は送信ブロック３０に供給される送信デジタル信号、図４（Ｂ）は受信ブロック３４の出力信号、図４（Ｃ）はＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号及び反転出力信号、レベル変換回路４０、４３の出力信号を示している。
【００５０】
また、図４（Ｄ）は比較回路４６の出力信号、図４（Ｅ）は比較回路４７の出力信号、図４（Ｆ）はＥＯＲ回路４８の出力信号、図４（Ｇ）はＴフリップフロップ回路４９の非反転出力端子Ｑから出力される再生受信デジタル信号である。
【００５１】
本発明の実施の第２形態においては、ＡＧＣアンプ３９から非反転出力信号及び反転出力信号を出力させると共に、レベル変換回路４０、４３においてＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号及び反転出力信号をレベル変換し、比較回路４６においてＡＧＣアンプ３９の非反転出力信号をレベル変換回路４３の出力信号と比較し、比較回路４７においてＡＧＣアンプ３９の反転出力信号をレベル変換回路４０の出力信号と比較するようにしている。
【００５２】
ここに、比較回路４６の出力信号の立ち上がりエッジと比較回路４７の出力信号の立ち下がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＨレベル幅と略同一となり、比較回路４７の出力信号の立ち下がりエッジと比較回路４６の出力信号の立ち上がりエッジとの間隔は、送信デジタル信号のＬレベルと略同一となる。
【００５３】
そこで、本発明の実施の第２形態においては、比較回路４６、４７の出力信号をＥＯＲ回路４８においてＥＯＲ処理し、このＥＯＲ回路４８の出力信号をＴフリップフロップ４９のＨアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにして、比較回路４６の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、比較回路４７の出力信号の立ち下がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として得るようにしている。
【００５４】
したがって、本発明の実施の第２形態によれば、同軸ケーブル３１を伝送されてきた送信デジタル信号の鈍りにより、受信ブロック３４の出力信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が発生してしまった場合においても、Ｔフリップフロップ４９の非反転出力端子Ｑに、送信デジタル信号に対するパルス幅の変化の小さい再生受信デジタル信号を得ることができる。
【００５５】
なお、ＥＯＲ回路４８の代わりに、非排他的論理和回路、いわゆるＥＮＯＲ回路を設け、このＥＮＯＲ回路の出力信号をトリガ信号としてＴフリップフロップのＬアクティブ・クロック入力端子ＣＫに供給するようにしても良い。
【００５６】
また、図１には、本発明の実施の第１形態を光ファイバを信号伝送路とする非同期伝送方式のデジタル通信システムに使用した場合を示し、図３には、本発明の実施の第２形態を同軸ケーブルを信号伝送路とする非同期伝送方式のデジタル通信システムに使用した場合を示しているが、本発明は、電磁波を利用した無線通信システムや、赤外線を利用した空間光通信システム等にも使用することができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のように、第１、第３の発明（請求項１、３記載の識別回路）によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができる。
【００５８】
また、第２、第４の発明（請求項２、４記載の識別回路）によれば、信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間に大きな時間差が生じてしまっている場合においても、送信デジタル信号に対する再生受信デジタル信号のパルス幅の変化を小さくすることができると共に、再生受信デジタル信号生成回路を簡単な回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１形態を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の第１形態の動作を示すタイムチャートである。
【図３】本発明の実施の第２形態を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの要部を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の第２形態の動作を示すタイムチャートである。
【図５】従来の識別回路を含む非同期伝送方式のデジタル通信システムの一例の要部を示す回路図である。
【図６】図５に示す従来の識別回路の動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
２３、２４、４６、４７ 比較回路
Claims (4)
- 信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号を同一のスレッショルド電圧と比較して、この増幅回路の第１、第２の出力信号の二値を識別する第１、第２の比較回路と、
前記第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、前記第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、前記第２の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えていることを特徴とする識別回路。 - 前記再生受信デジタル信号生成回路は、前記第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されていることを特徴とする請求項２記載の識別回路。
- 信号伝送路を伝送されてきた伝送信号を受信してなる受信デジタル信号を増幅して、反転関係にある振幅一定の第１、第２の出力信号を出力する増幅回路と、この増幅回路の第１、第２の出力信号をレベル変換するレベル変換比を同一とする第１、第２のレベル変換回路と、
前記増幅回路の第１の出力信号を前記第２のレベル変換回路の出力信号と比較して、前記増幅回路の第１の出力信号の二値を識別する第１の比較回路と、
前記増幅回路の第２の出力信号を前記第１のレベル変換回路の出力信号と比較して、前記増幅回路の第２の出力信号の二値を識別する第２の比較回路と、
前記第１、第２の比較回路の出力信号を入力して、前記第１の比較回路の出力信号の立ち上がりのタイミングで立ち上がり、前記第２の比較回路の出力信号の立ち下がりのタイミングで立ち下がる信号を再生受信デジタル信号として生成する再生受信デジタル信号生成回路とを備えていることを特徴とする識別回路。 - 前記再生受信デジタル信号生成回路は、前記第１、第２の比較回路の出力信号を排他的論理処理する排他的論理回路と、排他的論理回路の出力信号がトリガ信号として供給されるＴフリップフロップとを備えて構成されていることを特徴とする請求項３記載の識別回路。
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