JP3670962B2 - 補聴器におけるダイナミック自動利得制御 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は少なくとも１つの入力信号トランスジューサと、少なくとも１つの処理チャネルおよび出力信号トランスジューサを含む信号処理装置と、を備えた補聴器における自動利得制御方法に関し、該方法は前記入力信号トランスジューサからの入力信号および／もしくは前記信号処理装置からの出力信号を検出し、前記自動利得制御の動作範囲内で、前記検出された音響レベルに応答して前記出力信号トランスジューサから供給される前記出力音響レベルを前記信号処理装置の利得を制御することにより前記出力音響レベルの実際の所望値へ向けて適合させるステップを含み、前記利得制御は前記入力音響レベルの、それぞれ、増加および減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ、アタック時間およびリリース時間により調節することにより行われ、前記リリース時間は前記受信音響レベルの変化に応答して変化する。
【０００２】
添付図１において、破線１は正常な聴力を有する人の音量知覚力を耳から受聴する音響レベルの関数として受信音と同じ音量の音響知覚力を示す直線の形で示すものである。
【０００３】
実線２は聴力障害を有する人の音量知覚力の典型的な例を示す。聴力損失は音響レベルおよび通常は周波数によって決まる。図示する聴力障害の場合、あるレベルＫ４よりも低い音の知覚力が著しく低減され閾値Ｋ３において音は完全に消失する。
【０００４】
閾値Ｋ４よりも上の音響レベルについては音響知覚力はある減衰を有する正常な聴力に接近する。
【０００５】
曲線２で示す聴力障害を完全に補償して聴力障害者の音響知覚力が正常な聴力を有する人のそれに等しくするには理論上耳で受け入れた音から曲線３で示すような耳で知覚した音への伝達関数が必要である。しかしながら、音響の増幅は実際の音響情報が無い音の強さの低い静寂な音響環境でも行われて増幅された音はノイズとして知覚されるため、この種の理論的補償は実際上は望ましくない。さらに、このような理論的補償は非常に利得が高くノイズの低い補聴器を必要とする。
【０００６】
したがって、曲線２に示すような聴力障害の補償は実際上破線４で示すカットオフ限界まで定利得を有する補聴器もしくは曲線５に示す圧縮器特性あるいは音響レベルＫ２，Ｋ４，Ｋ５にニーポイントを有する線分からなる実線６で例示する可変特性を有する補聴器により実現されている。
【０００７】
曲線４で示す線形、定利得特性は実際の聴音状況もしくは音響環境に利得が調節される時は自然な音響知覚力を提供するが、利得を実際の状況へ連続的に繰り返し調節する必要があり、そのため補聴器の操作は複雑で煩わしいものとなる。その結果、この種の補聴器は実際の聴音状況に対して最適な音響知覚力に調節されない場合が多い。
【０００８】
この欠点を除去する試みには、例えば、曲線５で示す圧縮器特性のような自動利得制御を有する補聴器の使用が含まれる。このような線形連続特性によりさまざまな音響環境への自動適応および、特に低音響レベルにおける、音響知覚力の改善がなされるが、曲線２に示すような実際の聴力損失を理想的に近似する性能は得られず低い音響レベルがより高く増幅されるにすぎない。非常に低い音響レベルはノイズしか含んでいない場合が多いため、高い増幅により深刻な不快感を生じることがある。
【０００９】
図１に曲線６で示すような可変利得特性を有する改善された聴力損失補償を得ることができる。この伝達関数はニーポイントＫ２において受音レベルの最大増幅を有する低音響レベルにおける伸張特性を提供し、このニーポイントよりも下の音響レベルは受信音響の減少するレベルに対して増加する減衰により減衰される。ニーポイントＫ２から聴力損失に対する閾値を表わすニーポイントＫ３をとおってニーポイントＫ４までの範囲内で、圧縮器特性が提供されてニーポイントＫ２よりも上でニーポイントＫ４まで受信音響の増幅は減少され、したがってこの範囲内の聴力損失に対抗する補償がなされ、それは同時に無音音声や他の音響が聴力障害者に問題を生じることがある臨界範囲であり、したがって聴力障害者は理想的補償に近付くこの種の補償から利益を得る。ニーポイントＫ４よりも上で、苦痛や不快限界を表わす、ニーポイントＫ５までに対して、伝達関数は実質的に定利得を与えてこの範囲内の音響知覚力の低減を補償する。ニーポイントＫ５よりも上では圧縮器特性が提供され、それは伝達関数により決定されるかあるいは増幅器回路内のクリッピングにより生じる。ニーポイントＫ５を越えると苦痛や不快限界を越える音響が耳に達するのを防止するために音響再生が選択される場合が多い。
【００１０】
図１の曲線５，６に示すような可変利得を有する伝達関数が瞬時的に実施される非線形伝達関数を提供するように瞬時的に作用する場合には、音は著しく歪められて耳に届く音は不自然で不愉快なものとなる。例えば、曲線５に示すような伝達関数では湾曲波音は方形信号へ向かって変化される。
【００１１】
利得が滑らかな調節により実際の受音レベルへ連続的に適合される疑似線形増幅を行う自動利得制御ＡＧＣを使用してこの歪を回避して定線形利得により得られるようなより自然な音響再生を得ることができる。この適合は１９８３からのＩＥＣ標準第１１８−２に従ってアタック時間およびリリースすなわち回復時間として定義されている時間遅延により行われる。
【００１２】
この標準においてアタック時間は入力信号レベルが所定量のｄＢだけ突然増加してからＡＧＣ付補聴器からの出力レベルが増幅された定常状態出力レベルから±２ｄＢ以内に安定化されるまでの時間間隔として定義されている。
【００１３】
リリースすなわち回復時間は前記ＩＥＣ標準において入力信号レベルが所定量のｄＢだけ突然減少してから出力信号レベルがより低い定常状態出力レベルから±２ｄＢ以内に安定化されるまでの時間間隔として定義されている。
【００１４】
本発明の以下の説明において“アタック時間”および“リリース時間”は主としてｄＢ／ｓｅｃで測定した等価勾配率に対する同義語として使用される。
【００１５】
実際上、この形式のＡＧＣは受音レベルや出力音レベルを検出しこの検出を使用して利得を時間遅延、アタックもしくはリリース時間、により実際に検出された音響レベルに対する望ましい値へスムーズに調節して実現される。調節は図１の曲線５に示す圧縮器関数により行われる。受音レベルが前に検出されているものに比べて増加している場合には、アタック時間により利得調節が行われ、受音レベルが減少している場合にはリリースすなわち回復時間により利得調節が行われる。実際上、時間遅延はユーザが不快なほど高い音響レベルを受音するのを防止するために短いアタック時間を与えかつ音響レベルの脈動すなわちポンピングが耳に届くのを防止するために長いリリース時間を与えるように選択される。しかしながら、圧縮器関数の場合には、検出された受音レベルの減少時に利得を増加するための長い持続時間のリリース時間にはユーザが高い音響レベルに曝される時に、例えば、ユーザが遠くの人に叫んだり近くでドアがバタンと閉められる時に、その後の期間中ユーザは低い音響レベルを受聴できないという欠点がある。
【００１６】
従来の補聴器では短い調節時間で最適量の情報を受信することと長い調節時間を使用してアップ／ダウンポンピングを回避することとの間に妥協が必要である。その結果従来技術の設計は多かれ少なかれある受聴状況において情報を抑制しかつ／もしくはアップ／ダウンポンピングを許す傾向を示す。
【００１７】
したがって、短く強い音圧に続いて迅速に高い利得を復帰できるようにするために、受信した音を区別して変化するリリース時間により検出された入力音響レベルの減少を調節するさまざまな試みがなされてきている。
【００１８】
これらの努力に関して検出される音響レベルを決定するために測定もしくは検出される入力信号のパラメータが重要である。単純な設計ではこれらのパラメータはピーク値、平均値、有効値等を含むことができる。
【００１９】
ピーク値検出器は検出された信号のピーク値によって決まる信号を発生し増加するピーク値において高速調節すなわち短いアタック時間を提供するが、減少する受信ピーク値においては著しく遅い調節すなわち比較的長いリリース時間を提供する。例えば図１の曲線５に示すような伝達関数を有する従来の補聴器にピーク値検出回路を使用するとノイズパルスの形の短く強い受音レベルを迅速に減衰する利点が得られるが、時間的に間隔のとられた高いピーク値を含む音声信号の場合に利得は音声のピーク値へ向かって迅速に調節されるという欠点が伴い、音声はピーク値に基づいて平滑化されて音響がしばしばノイズである音声休止内に受音されるのと同じレベルを得る。
【００２０】
平均すなわち有効値検出器は一般的に突然増加する検出値における調節があまり迅速ではないが、ピーク値検出器に比べると音声信号を抑制したり非常に短く強い受音レベルの後で再生される音響を抑制したりする傾向が小さい。
【００２１】
実際には組み合わせた回路を使用して受音を確認したりその間の区別をすることが頻繁に行われる。このような回路は増加する入力レベルにおいて短いアタック時間を提供してピーク値検出器のように作用し、静止もしくは減少する入力レベルにおいては比較的長いリリース時間を有し平均値検出器として作用することが多い。
【００２２】
従来の検出器に替わる適切な検出器は例えばＥＰ−Ｂ１−０７３２０３６から知られるいわゆるパーセント点検出器である。一般的に、このようなパーセント点検出器は検出された信号の予め定められたパーセンテージすなわちパーセント点が、それぞれ、選択された値よりも上か下である検出された信号の値を求めるように働く。このような検出器は情報信号からノイズを求めて分離するのによく適している。
【００２３】
ＵＳ−Ａ−５，１６５，０１７から知られる補聴器ＡＧＣ回路では、ピーク値検出器を使用する検出による長いリリース時間の欠点の解決法としてピーク値検出器に強い受音レベルの後で短いリリース時間を与え比較的弱い受音レベルの後で長いリリース時間を与えることが提案されている。
【００２４】
補聴器についてはさらに、例えば、ＵＳ−Ａ−４，５３１，２２９および５，１４４，６７５から短い時間遅延で調節を行うピーク値検出回路と長い時間遅延で調節を行う平均値検出回路とを組み合わせて、平均値検出回路がピークの平均値を測定できるようにすることが知られている。この形式の調節により短く強い音響レベルはピーク値検出回路を迅速に励起して迅速に利得低減を行う。強い音響レベルの後でピーク値検出回路は利得を実際の受音レベルに対応する量もしくは平均値検出回路が利得調節を引き継ぐ時の量へ高速で再調節するので、短いパルスが繰り返されるときで顕著なポンピング効果が生ずる。長い持続時間の強い音響レベルで平均値検出器は励起されて利得調節を引き継ぐ。平均値検出器による引継ぎに続く長い持続時間の強い音響レベルが消えた後で、利得は減少する平均値の関数としてゆっくり調節されその後の時間間隔中に弱い信号の不十分な増幅がある。
【００２５】
マルチチャネル補聴器では各々がチャネルの特定の周波数帯域に適合されたアタックおよびリリース時間を有する個別の処理チャネル内に、例えば、Ｂｒｉｔｉｓｈ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ａｕｄｉｏｌｏｇｙ，１９８８，ｖｏｌｕｍｅ２２，ｐａｇｅ９３ｔｏ１０４“Ａ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｆｏｕｒ ｍｅｔｈｏｄｓ ｏｆ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｉｎｇ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ（ＡＧＣ）ｉｎ ｈｅａｒｉｎｇ ａｉｄｓ”にブライアン シー．ジェー．モアおよびブライアン アール．グラスバーグが記載しているような別々のＡＧＣコントロールを使用することが知られている。
【００２６】
したがって、再生音のポンピングすなわち振動音効果を最小限に抑えることと強い受音レベルに続く弱い音の不十分な増幅を回避することとを妥協させるために、従来技術では短いアタック時間とさまざまなリリース時間を使用することが知られるようになった。
【００２７】
この背景に対して補聴器における音響再生を改善し既知のＡＧＣ方法の欠点を最小限に抑える方法を提供することが本発明の目的である。
【００２８】
本発明に従ってこの目的は前記した方法により達成され、それは前記アタックおよびリリース時間が前記検出された音響レベルに応答して高い入力および／もしくは出力音響レベルにおいて高速利得調節を行う比較的短い持続時間および低い入力および／もしくは出力音響レベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い持続時間に調節されることを特徴としている。
【００２９】
この方法により、音は低い音響レベルにおいて長いアタックおよびリリース時間で制御され、その時は伝達関数は圧縮器特性になっているので、利得が時間と共に変化する時に再生音はポンピングすなわち振動音効果に対して非常に敏感になる。一方、再生音がクリッピングすなわち苦痛閾値に近づく強い音響レベルでは、音は短いアタックおよびリリース時間で制御される。
【００３０】
したがって、リリース時間を変えて得られる利点の他に、本発明に従った方法は先立って検出された音響変化よりは重い弱い受音変化においては、利得は短いアタック時間と共に比較的長い時定数で徐々に変化し、即座には変化しない。したがって音の短い増加により著しい利得変化を生じることはないという利点が得られる。たとえ長いアタック時間を伴って圧縮特性に従って低いレベルの音がその後徐々に重くなるように増大していったとしても、実際上それは聴力障害者およびいかなる聴力損失も無い人の両者から受音が比較的弱いものとして知覚される範囲内での利得変化により音は即座に特性を変えることがないという有利な影響を及ぼす。
【００３１】
この方法の好ましい有利なインプリメンテーションが従属項２から１４に記載されている。
【００３２】
この方法を実施するために、本発明はさらに少なくとも１つの入力信号トランスジューサ、関連する利得制御手段を有する少なくとも１つの処理チャネルを含む信号処理装置および出力信号トランスジューサを含む種類の補聴器に関連しており、前記補聴器はさらに前記入力信号トランスジューサからの入力信号および／もしくは前記出力信号トランスジューサからの出力信号を検出し前記検出された音響レベルに応答して前記自動利得制御手段を制御して、前記自動利得制御の動作範囲内で、前記信号処理装置の利得を前記出力音響レベルの実際の所望値へ向けて適合させる検出手段を含み、前記自動利得制御手段は前記入力音響レベルの、それぞれ、増加および減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ、アタック時間およびリリース時間により調節することにより前記利得制御を行う調節手段を含んでおり、前記リリース時間は前記入力信号レベルの変化に応答して変化する。
【００３３】
本発明に従って、このような補聴器は前記調節手段が前記検出手段に接続されてそこから制御信号を受信し、前記検出された音響レベルに応答して前記アタック時間およびリリース時間を高い入力および／もしくは出力音響レベルにおいて高速利得調節を行う比較的短い持続時間および低い入力および／もしくは音響レベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い持続時間へ調節することを特徴としている。
【００３４】
この補聴器の好ましい有利な実施例は従属項１６から２４に記載されている。
【００３５】
図２はマイクロホン１１および前置増幅器１２を含み前置増幅器１２から受信される入力信号を各々が信号処理装置１５および実際の処理チャネルへの入力信号により表わされる受音レベルを検出する音響レベル検出回路１６を含む３つの信号処理チャネル１４ａ，１４ｂ，１４ｃ間に分離する帯域分割フィルタ１３が続く３−チャネル補聴器の略ブロック図を示す。補聴器はさらにその処理パラメータを格納するメモリ１７、３つの信号処理チャネル１４ａ−ｃ内の信号処理装置１５から供給される出力信号を合計して、出力増幅器１９を介して電話機２０の形の出力トランスジューサへ供給される、全体出力信号とする和分回路１８を含んでいる。
【００３６】
各信号処理チャネル１４ａ−ｃにおいて前置増幅器１２から帯域分割フィルタ１３を介して受信されるマイクロホン信号はさらに、自動利得制御ＡＧＣにより信号処理装置１５内の増幅を制御する、検出回路１６へ供給される。
【００３７】
したがって、検出回路１６は処理されたマイクロホン信号に応答して検出された音響レベルを表わす利得調節信号を供給することができる。この利得調整信号は信号処理装置１５の制御入力１５ｃへ供給され、利得調節信号は例えば図１の曲線６で示すような種類とすることができる補償関数に対する入力として使用され、信号処理装置１５の利得は検出回路１６から受信される調節信号に応答して図１の曲線６で示すような伝達関数により規定される利得へ向けて自動的に調節される。
【００３８】
前記したフィードフォワード構成の替わりに、利得に応じて変動する出力レベルにおいて影響される短いおよび長いアタックおよびリリース時間間の切替を回避するために図３に示すようなＡＧＣコントロールを含む信号処理装置１５を有するフィードバック構成内に音響レベル検出回路１６を有利に内蔵することができる。
【００３９】
前記したように、検出回路１６用にピーク値検出器もしくは平均値検出器を使用することは良く知られている。
【００４０】
図４はピーク値検出器の例を示し、着信信号のピーク値は短いアタック時間を与えるダイオードＤｐを介してキャパシタＣｐを瞬時充電することにより測定される。ピーク値の検出に続いて、キャパシタＣｐは抵抗器Ｒｐを介して放電され、リリース時間はＣｐおよびＲｐにより決定される。
【００４１】
図５は検出器回路中間ピークおよび平均値検出を示す。キャパシタＣａはダイオードＤａおよび抵抗器Ｒａを介して充電され抵抗器Ｒａは抵抗器Ｒｓを介して放電される。この回路ではアタック時間はＣａおよびＲａにより決定されリリース時間はＣａおよびＲｓにより決定される。部品を適切に選択することによりこの回路は主としてピーク値検出器もしくは平均値検出器となることができる。
【００４２】
図４および図５に示す回路構成は１つのアタックおよび１つのリリース時間だけで個別にディメンジョンすることができ、その結果脈動すなわちポンピング音再生と後に続く弱い受音レベルのマスキングとの間で妥協をしなければならない。
【００４３】
図６に示す検出器回路では、ピーク検出と平均検出は迅速に反応するピーク検出回路を用いて結合してアタック時間を決定する。そのピーク検出回路はキャパシタＣｐ’，抵抗器Ｒｐ’およびダイオードＤｐ‘およびＤｐｏからなる。一方、キャパシタＣａ’，抵抗器Ｒａ’およびＲｓ’およびダイオードＤａ’およびＤａｏからなる回路はより低速で反応する平均検出器を構成し、それはアタック時間に影響を及ぼさない。短い持続時間の高い音響レベルでキャパシタＣｐが充電され、Ｃａ’およびＲａ’により与えられる時定数によりキャパシタＣａ’は本質的に非充電のままとされる。短い入力信号が消えるとＣｐ’だけが放電され、それは抵抗器Ｒｐを介して迅速に行われて短いリリース時間が与えられる。受信した高い音響レベルが長い持続時間であれば、キャパシタＣａ’も充電され、続いてより長い入力信号が消えると両キャパシタＣｐ’，Ｃａ’も放電されなければならず、それはキャパシタＣａ’に対しては抵抗器Ｒｓを介してゆっくり行われて長いリリース時間が与えられる。受信した高い音響レベルの持続時間に応じて２つの固定値間でリリース時間が切り替えられるこの種の回路構成はＵＳ−Ａ−４，５３１，２２９，ＵＳ−Ａ−４，７１８，０９９およびＧＢ−Ａ−２，１９２，５１１に記載されている。
【００４４】
図７は図４に示すピーク値検出器の修正を示し、それは２つの明確なリリース時間値、すなわち低い音響レベルにおいて低速調節を行う比較的長いリリース時間および高い音響レベルにおいて高速調節を行う比較的短いリリース時間、を提供する。それは抵抗器ＲｆとツェナーダイオードＺの直列接続を抵抗器Ｒｐ”に並列に加えることにより遂行され、キャパシタＣｐ”両端間の電圧がツェナーダイオードＺの閾値電圧よりも高い時にキャパシタＣｐ”はさらに抵抗器Ｒｆを介して放電される。検出された音響レベルの音量に応じて２つの固定値間でリリース時間を切り替えるこの種の回路構成はＵＳ−Ａ−５，１６５，０１７に開示されている。
【００４５】
したがって、図６および図７に示す回路構成は受信した音響レベルの持続時間もしくは音量に従って異なる持続時間のリリース時間を与える。多くの場合、それにより高い音響レベルに続く弱い音響の通過の知覚力が改善されるが、同時に短いアタック時間により例えば図１の曲線５、もしくは図１の曲線６のニーポイントＫ２，Ｋ４間の範囲により示される圧縮関数に関して短い音響ピークは即座に利得減少を行うことになる。その結果、任意の音響パルスにより実際上利得減少が行われ再生される音は振動すなわちポンピングしてまたは後に続く弱い音響レベルを不十分に増幅する。
【００４６】
本発明に従った方法により、この欠点はアタックおよびリリース時間を与える音響レベル検出手段により克服され、それは検出された音響レベルにより弱い音響レベルでは長いアタックおよびリリース時間を使用して低速調節を行い、高い音響レベルでは短いアタックおよびリリース時間を使用して高速調節を行うように決定される。したがって、さまざまなリリース時間により得られる利点の他に弱い音響レベルにおいて短いアタック時間等により利得が強く調節されすぎることが回避される。
【００４７】
したがって、本発明に従ってアタックおよびリリース時間は自動利得制御の動作範囲内で弱い音響レベルにおいて比較的長く、高い音響レベルにおいて比較的短い。
【００４８】
例として、規定された検出レベルにおいて２つのアタックおよびリリース時間の間でシフトを行うことができる。ある低い検出レベルにおいてＡＧＣが安定化していて、図１の曲線６に示す伝達関数では２５ｄＢの検出された音響レベルにおいて３０ｄＢとなることがある最大利得を与え、さらにアタックおよびリリース時間に対する切替レベルよりも下のより高い音圧が検出される場合には、利得は３０ｄＢから検出された音響レベルに対する伝達関数により規定される利得へ向かってゆっくり調節される。ＡＧＣの動作範囲全体にわたって長いリリース時間がアクティブであれば、高レベルパルスにより増幅器は信号レベルにクリップすなわち制限され、それはこの意図せぬクリッピングすなわち制限までの曲線を示す曲線７が示すように、図１の曲線６で示す伝達関数に従う場合には起こってはならない。図示する例では、８０ｄＢの検出された入力音響レベルに対する１１０ｄＢの音響再生までの範囲内で最大利得はアクティブとなることがあるが、検出された入力音響レベルに対する８０から１１０ｄＢまでの範囲内では１０ｄＢよりも高い利得により意図せぬクリッピングすなわち制限を生じることがある。
【００４９】
実際上、短いアタックおよびリリース時間への切替は、例えば６０ｄＢの、クリッピング限界よりも著しく低い切替レベルへ選択される。あるいは、クリッピング限界に達する前に複数のステップであるいは連続的にアタックおよびリリース時間を変えることができる。
【００５０】
例えば、６０ｄＢの検出された音響レベルに対応する切替レベルで切替が行われる場合には、そのレベルよりも低いすべての変化が長いアタックおよびリリース時間により影響される。恐らくそれにより音は例えば図１の曲線６に従う伝達関数により規定されるようには増幅されなくなることがあるが、さらに重要なことは再生音はポンピング効果の無いクリアで自然なままとされることである。
【００５１】
ＡＧＣ回路の後で６０ｄＢの検出レベルに対応する切替レベルを利用して出力音響レベルの検出が行われる場合には、短いアタックおよびリリース時間に引き継がれるまで再生音は６０ｄＢを越えることがない。
【００５２】
一方、ＡＧＣ回路の前で６０ｄＢの検出レベルに対応する切替レベルにより音が検出される場合には、短いアタックおよびリリース時間に引き継がれる前に再生音は７０から９０ｄＢに達することがある。
【００５３】
特に、本発明に従った方法は図８の曲線６ａに示す７０から１００ｄＢの検出された音響レベルの範囲内で定利得を有する図１の曲線６で示す伝達関数を使用する時に有利であり、この範囲内でポンピング効果は生じない。
【００５４】
図９に６０ｄＢの入力音響レベルにおけるアタックおよびリリース時間の切替の例を立上りおよび降下速度についてｄＢ／ｓｅｃで測定した勾配の変化として曲線６ｂで示す。曲線６ｂは２５ｄＢの受音レベルで始まってそのレベルよりも下の伸張関数を本発明により提供される利得調節の外側で実現できることを示す。
【００５５】
図１０は本発明に従った補聴器に使用する音響検出およびＡＧＣ利得調節手段の実施例を示す。この回路は予め処理された整流された信号を受信しタイミング網を構成する演算増幅器Ｏ１，キャパシタＣおよび抵抗器Ｒ１，Ｒ５からなる従来の漏れ積分器装置を含んでいる。したがって、アタックおよびリリース時間の長い持続時間は時定数により決定される。
ＡＴＴＡＣＫ_long： Ｃ^*１／（１／Ｒ１＋１／Ｒ５）
ＲＥＬＥＡＳＥ：_long Ｃ^*Ｒ５
【００５６】
この回路はさらに比較器２５ａ，２５ｂ、ＯＲゲートＱおよびスイッチＳ１，Ｓ２を含む制御回路を含んでいる。基準電圧源２５ｄが各比較器２５ａ，２５ｂの一方の入力へ基準電圧を供給する。比較器２５ａの他方の入力へ供給される入力電圧もしくは比較器２５ｂの他方の入力へ供給される出力電圧が基準電圧よりも高い場合には、実際の比較器はＯＲゲートＱへイネーブリング信号を供給し、それに応答してスイッチＳ１，Ｓ２が閉じられ抵抗器Ｒ１，Ｒ５は、それぞれ、抵抗器Ｒ１ｆ，Ｒ５ｆに並列に接続されて異なるタイミング網を構成し、アタックおよびリリース時間の短い持続時間は時定数により決定される。

【００５７】
入力電圧に対する回路からの出力電圧の同じ比率を維持するために抵抗器Ｒ５に対する抵抗器Ｒ１の比率は抵抗器Ｒ５ｆに対する抵抗器Ｒ１ｆの比率と同じにしなければならない、すなわち、
Ｒ１／Ｒ５＝Ｒ１ｆ／Ｒ５ｆ
【００５８】
本発明により近似的なアタックおよびリリース時間の選択が容易になる。低いレベルではポンピング降下を考慮して長いアタックおよびリリース時間を選択することができ、比較的長いアタック時間はポンピングおよび不十分な増幅を回避するのに特に有利である。高いレベルでは、高速ダイナミック制御を考慮するようにアタックおよびリリース時間を選択することができ、比較的短いアタック時間は早すぎるクリッピングすなわち制限を回避してより高速の利得低減を行うのに特に有利でありそれにより高い利得の突然の始動が回避され、比較的短いリリース時間は制御信号が作用しないままとされる期間を短縮しかつクリッピングすなわち制限を作用させかつ／もしくは制御モードを不十分な増幅の範囲外にして利得増加範囲まで下げるのに有利である。
【００５９】
本発明の方法および補聴器に特有の利点は音響レベル検出手段をいわゆるパーセント点推定器の形で実現してパーセント点フィギュアを変えることなくさまざまなアタックおよびリリース時間を提供できることである。このようなパーセント点推定回路はＵＳ−Ａ−４，２０４，２６０から既知でありＷＯ９６／３５３１４の補聴器に使用されている。パーセント点推定器は本質的に全入力信号値の規定されたパーセンテージに対する上限を形成する信号値、パーセント点フィギュア、を与えるように機能する。したがって、５０のパーセント点フィギュアを有するパーセント点推定器は入力信号に対する上限を形成する信号値を５０％の時間中供給する。平均検出器とは対照的にパーセント点推定器はパーセント点フィギュアよりも上もしくは下の信号波形の影響を受けない。
【００６０】
図１１に８０のパーセント点フィギュアを有するパーセント点推定器を実現する回路の例を示す。この回路は演算増幅器Ｏ１’およびキャパシタＣ’を含み比較器Ｏ２’、抵抗器Ｒ１’，Ｒ２’およびダイオードＤ１からＤ５を含む入力回路から受信した信号を積分する積分器装置を含んでいる。比較器Ｏ２’はその非反転入力に積分器Ｏ１’，Ｃ’からの積分器出力信号を受信し、検出された入力信号は反転入力へ供給される。この入力信号が積分器により検出された値を超えると、比較器Ｏ２’からの出力信号は負電圧によりローへシフトし、ダイオードＤ２からＤ５と抵抗器Ｒ１’の直列配列を通って比較器出力Ｏへ電流が流れる。したがって、ダイオードの両端間に負電圧４^*Ｕｄが現れ、Ｕｄはダイオード当り電圧降下を表わし同じ電圧が抵抗器Ｒ２’の両端間に存在し、その結果積分器Ｏ１’，Ｃ’は正の上向き積分値により充電される。
ｕ＝（４^*Ｕｄ）／Ｒ２’
【００６１】
入力信号が積分器により検出された値よりも小さい場合には、比較器Ｏ２’からの出力信号は正の電圧によりハイとなり、出力Ｏから抵抗器Ｒ１’およびダイオードＤ１を通って電流が流れダイオード配列の両端間に１^*Ｕｄに対応する正の電圧が生じる。同じ電圧降下が抵抗器Ｒ２’の両端間に存在し、積分器は負の下向き積分値により放電される。
ｄ＝（１^*Ｕｄ）／Ｒ２’
【００６２】
したがって、パーセント点推定器はそれ自体を１期間内の上向き積分と４期間内の下向き積分による値、すなわちパーセント点フィギュアを表わす値、へ調節する。
ｐ＝１００％^*ｕ（ｕ＋ｄ）＝１００％^*（４^*Ｕｄ）／（４^*Ｕｄ＋１^*Ｕｄ）＝８０％
【００６３】
最大および最小励起間のアタックおよびリリース時間は演算増幅器Ｏ１’の出力Ｏにおけるゼロ電圧から最大出力電圧Ｕｍａｘまで調節してゼロ電圧へ戻るのに伴う時間によって決まり、最大アタックおよびリリース時間は次式で求められる。
ＡＴＴＡＣＫ_max＝Ｒ２’^*Ｃ’^*Ｕｍａｘ／（４^*Ｕｄ）
ＲＥＬＥＡＳＥ_max＝Ｒ２’^*Ｃ’^*Ｕｍａｘ／（１^*Ｕｄ）
【００６４】
図１２は検出された音響レベルによって決まるアタックおよびリリース時間を発生する図１１のパーセント点推定器回路の修正例である。この回路はＯＲゲートＱ’と共に比較器２５ａ’，２５ｂ’を含み本質的に図１０に示す制御回路に対応しＯＲゲートＱ’により始動されるのが単一スイッチＳ１’である点が修正されている制御回路を内蔵している。この回路のパーセント点推定器部は抵抗器Ｒ３に直列に、抵抗器Ｒ２”に並列にスイッチＳ１’が内蔵されている点を除けば本質的に図１１のパーセント点推定器に対応する。したがって、ＯＲゲートＱ’からの始動時にスイッチＳ１’を閉じることによりアタックおよびリリース時間を短い持続時間に切り替えることができる。したがって、最大および最小励起間の短い持続時間のアタックおよびリリース時間は次式で求められる。

【００６５】
本発明は別の方法、例えば、デジタル補聴器内のソフトウェア制御プログラムの形で実現することもできる。したがって、積分器はアップダウンカウント積分器メモリとして実現することができる。１５ビットメモリを選択すれば０から３２７６８の最大カウント値まで格納することができる。８０のパーセント点フィギュアを有するパーセント点推定器を使用して次の計算が行われる。
ｐ＝１００％^*ｕ／（ｕ＋ｄ），かつｕ＝４^*ｄ
【００６６】
長い持続時間のアタックおよびリリース時間を発生する第１のタイミング網に対してｕが毎秒８０００の上向きカウントおよび毎秒ｄから２０００の下向きカウントに選択される場合、最大および最小励起間に下記のフィギュアが適用される。

【００６７】
短い持続時間のアタックおよびリリース時間についてｕが毎秒４００，０００カウントに選択され第２のタイミング網に対して毎秒ｄから１００，０００カウントに選択される場合、最大および最小励起間に下記のフィギュアが適用される。

【００６８】
図１３は修正されたパーセント点推定器回路を含む検出手段を有する本発明に従った補聴器のもう１つの実施例における信号処理チャネル１４を示す。入力段からのマイクロホン信号がＡＧＣコントロールの調節手段とフィードフォワード配列で接続された検出器２１により受信される。検出器２１内で信号はさらに処理するために変換され、それには絶対値信号への調整および論理信号への変換を適切に含めてｄＢスケールに対応する検出器２１からの出力信号を供給することができる。しかしながら、検出器自体の特定の設計は補聴器の動作にとって重要ではなく、替わりに従来の検出回路および機能を使用することができ、唯一の必要条件は検出器が実際に検出された音響レベルとして後続回路で処理できる信号を供給し、後続するパーセント点推定器回路が全体回路に対して規定された最大時間遅延内にその出力信号を供給するのに十分短い、例えば１０ｍｓｅｃの、時間遅延がこの出力信号に供給されることである。
【００６９】
検出器２１の出力２１ｏから検出された音響レベルを表わす信号が比較器２２の一方の入力２２ａへ供給され、それは積分器制御回路２３を介して積分器２４’へ制御信号を供給する。積分器２４’の出力２１ｏから利得調節信号が信号処理装置１５の制御入力１５ｃへ供給され帰還信号が比較器２２の他方の入力２２ｂへ供給される。この帰還信号は前のパーセント点推定値すなわち前に検出された推定値を表わし、それは利得を求めるのに実際に使用される。したがって、入力信号が積分器の入力へ直接供給される図１０に示す検出および利得調節手段とは異なり、音響レベル信号は比較器２２および積分器制御回路２３で処理された後で積分器２４’へ供給される。
【００７０】
比較器２２において入力２２ａへ供給された実際の入力信号は入力２２ｂへ帰還された前のパーセント点推定値と比較される。実際の音響レベル信号が前のパーセント点推定値を越える場合には、比較器の一方の出力２２ｕから積分器制御回路２３へ制御信号が供給されて積分器のカウントアップが行われ前のパーセント点推定値が高められる。実際の音響レベル信号が前のパーセント点推定値よりも小さい場合には、積分器２４’カウントダウン調整のために比較器の第２の出力２２ｄから積分器制御回路２３を介して制御信号が供給され前のパーセント点推定値が低められる。積分器２４’のカウントアップおよびカウントダウン調整は積分器制御回路２３の出力２３ｏから積分器２４’の入力２４ｉへ供給される量ｕおよびｄにより行われる。したがって、積分器２４は実際に検出された音響レベルの表現として検出器から供給される信号値へ向かって現在調節される。
【００７１】
積分器制御回路２３において比較器２２からのカウントアップおよびカウントダウン制御信号は、それぞれ、制御量ｕおよびｄへ変換される。実際に使用される制御量ｕもしくはｄは制御線ｆ，ｂを介して積分器２４’の出力２４ｏおよび検出器２１の出力２１ｏに接続された検出入力を有するパーセント点制御回路２５’により決定される。
【００７２】
この回路により、アタック時間は検出器２１からの出力信号の関数としてフィードフォワード制御により調節することができ、リリース時間は積分器２４の出力２４ｏからのフィードバック信号の関数としてフィードバック制御より調節することができる。しかしながら、信号処理回路１５に関して全体調節回路はフィードフォワード制御として機能し、リリース時間は常にＡＧＣ回路の前の入力レベルにより決定される。
【００７３】
調節回路は制御線ｆを介して検出器２１の出力２１ｏに接続された単一検出入力を有することもできる。この場合、調節はフィードフォワード構成により行われるため短いアタック時間でカウントアップ調節を行ってカウントアップ調節に使用したのと同じ期間で短いリリース時間によりカウントダウン調節をできるようにする回数もしくは持続時間の表現を格納することができる。それは短いアタック時間を有するカウントを独立した固定メモリ内に格納して行うことができ、このメモリ内のカウントがゼロよりも大きい場合には、リリース時間は短い持続時間にセットされ、それは固定メモリが値ゼロに達するまで固定メモリおよび積分器メモリを短いリリース時間でカウントダウンするのに使用される。したがって、短いリリース時間は短いアタック時間に使用した間隔に対応する間隔をとおして適用される。
【００７４】
調節回路は制御線ｂを介して積分器２４’の出力２４ｏに接続された単一入力を有することもできる。この場合調節はフィードバック構成だけで行われるため、長いアタック時間から短いアタック時間、すなわち低速調節から高速調節、へ行くのに遅延がある。この解決法は通常静寂な環境内で短いノイズパルスが生じる場合に、利得すなわち出力音響レベルが突然減少するのを回避するのに有利である。
【００７５】
破線で示すように、検出器２１の入力２１ｉは信号処理回路１５の出力に接続することもできる。したがって、全体調節回路は図３に示すものと同様に信号処理回路に対してフィードバック構成で作動する。したがって、パーセント点制御回路１５の検出入力に対する制御線ｆ，ｂは前記したように配列することができる。
【００７６】
図１４に示すように、音響レベル検出回路は推定器からの出力信号により利得が影響を受ける程度だけでなく実際の状況において利得調節に使用される推定器を選択する論理制御回路１６ｄにより制御される複数のパーセント点推定器１６ａから１６ｃを含むこともできる。推定器は例えば１０％推定器１６ａ、５０％推定器１６ｂおよび９０％推定器１６ｃを含むことができる。このような推定器が検出された音響レベルの関数として別々の範囲内で調節を行うようにされる場合には、推定器間のシフトすなわち切替はスムーズな遷移を生じるように適切になされ、シフトにより利得の突然の変化を生じることがないようにされる。
【００７７】
通常の信号値では１０％パーセント点推定器により９０％パーセント点推定器よりも小さい出力信号が生じるため、好ましくは、さまざまなパーセント点フィギュア間のシフトは積分器制御回路２３内の値のステップワイズもしくは連続的調節およびパーセント点フィギュアの変化に対する積分器制御回路からの出力値の修正により行われる。
【００７８】
しかしながら、この修正は図１の曲線６のような伝達関数を変えて実施することもできる。推定器は異なるタイプとすることもできる。したがって、推定器１６ａ，１６ｂは図１の曲線６に示す伝達関数におけるニーポイントＫ２よりも上の範囲内で作動することができ、ニーポイントＫ２よりも下の検出された音響レベルによりパーセント点推定値は作り出されず、利得はニーポイントＫ２よりも下の範囲内で瞬時的に作用する伸張器回路により制御される。この範囲内で瞬時的に作用する伸張器関数は、音響レベルが低いため、音響再生の忠実度に著しく影響を与えることはなく、瞬時作用伸張器関数は突然音響を再生することなくこの範囲内でスムーズにノイズを抑制するのに有利である。
【００７９】
図１５にそれぞれ長いおよび短いアタックおよびリリース時間に対するパーセント点推定値のグラフ表現を時間ｔの関数として変化する入力信号について示す。この表現はフィードフォワード構成における内部アタック時間調節およびフィードバック構成におけるリリース時間調節を有するＡＧＣ制御回路に関する本発明の検出および利得調節手段のフィードフォワード構成に関連している。この表現はさらに図９に示すように６０ｄＢで短いおよび長い持続時間のアタックおよびリリース時間の切替を行う図１の曲線６で示すような伝達関数に関連しており短い持続時間のアタックおよびリリース時間の長い持続時間のそれに対する比率は１：４であり、この比率は説明上の理由で選択されたものである。
【００８０】
６０ｄＢ切替レベルよりも低い低入力信号レベルＬ１と高入力信号レベルＬ２との間でシフトするいくつかの音響パルスＰ１からＰ７が図示されている。６０ｄＢ切替レベルよりも低い一点鎖線曲線Ｉはこの範囲内で使用される比較的長い持続時間のアタックおよびリリース時間から生じる時間遅延を示す。６０ｄＢ切替レベルよりも著しく上のピークレベルに達する音響パルスＰ２，Ｐ４に対して点線曲線ＩＩは６０ｄＢレベルよりも下で使用される比較的長い持続時間のアタックおよびリリース時間により生じる時間遅延の影響を示し、破線ＩＩＩはこの範囲内で比較的短い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用する影響を示す。
【００８１】
図１５の音響パルスＰ１からＰ７により示す例について時間ｔの関数としての利得調節のグラフ表現を示す図１６にも図示されているように、長い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用すれば曲線ＩＩで示すようにハイレベルパルスＰ４に続くローレベル音響パルスＰ５，Ｐ６が抑制されるが、高い入力音響レベルに対して短い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用すると破線ＩＩＩに示すように切替レベルよりも上の信号レベル変化に対する高速利得調節が行われる。
【００８２】
図１６にさらに図示されているように、短い持続時間のアタックおよびリリース時間による最大利得調節は図８および図９にも示されているように５ｄＢである。
【００８３】
したがって、増幅が大部分は一定である一部の範囲内で短い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用することにより、この範囲内で顕著なポンピングを生じることなく高速調節が得られる。図示する例では７０ｄＢの検出された信号レベルよりも上の範囲であって増幅が大部分は一定である範囲では、短い持続時間のアタックおよびリリース時間の使用を制限することによりポンピング効果を完全に除去することができる。増幅がダイナミック圧縮器関数により決定される範囲内で長い持続時間のアタックおよびリリース時間の同時アクティブ選択を行うことにより、この範囲内でのポンピング効果が低減される。
【００８４】
したがって、検出された音響レベルのｄＢ当り０．５ｄＢの利得変化を有する図８に示す圧縮特性に対して、３２ｄＢ／ｓｅｃに対応する検出された音響レベルの変化により８０％パーセント点推定器を使用して１６ｄＢ／ｓｅｃの最大アタック利得変化率および４ｄＢ／ｓｅｃの最大リリース利得変化率が生じる。
【００８５】
次の例では、本発明に従った補聴器は検出された音圧に対する１２０ｄＢの励起範囲、短いおよび長い持続時間のアタックおよびリリース時間間の変化に対する６０ｄＢにおける切替レベル、それぞれ、０．１および１．９ｓｅｃの短いおよび長いａｔｔａｃｋ_max時間に対応する、それぞれ、１２００および６４ｄＢ／ｓｅｃの高速および低速アタックレートに対応する、それぞれ、０．４および７．５ｓｅｃの短いおよび長いｒｅｌｅａｓｅ_max時間に対応する、それぞれ、３００および１６ｄＢ／ｓｅｃの検出された音圧の変化に対応する高速および低速リリースレート、および図１の曲線６に示すような伝達関数を有するものとする。比較のために１２００，３００および２４ｄＢ／ｓｅｃのアタックおよび高速および低速リリースレートに対応する０．１，０．４および７．５ｓｅｃの従来のアタックおよび高速および低速リリース時間が使用される。
【００８６】
例えばドアをバタンと閉めることにより生じた短いノズルパルスにより１２０ｄＢまでの検出範囲が励起された後で、既に５ｄＢまでの利得増加に達しており０．２秒後に８ｄＢ／ｓｅｃの増加が続き、その結果著しいポンピング効果を伴うことなく迅速に増幅が回復され、最大利得はノイズパルスの後でおよそ２，４秒に達する。一方、全範囲内で長いリリース時間しかアクティブでなければ、５ｄＢの利得増加に達するのに３．８ｓｅｃが経過し完全な利得回復には６秒必要である。
【００８７】
３０ｄＢの最大利得を有する本例の補聴器が２５ｄＢの検出された入力音響レベルに対応する受音モードであり、短いアタックおよびリリース時間を活性化しない、０．２ｓｅｃの持続時間で６０ｄＢレベルの音響インパルスを受信する場合には、検出された音響レベルは３８ｄＢであり、ノイズパルスの後の利得はおよそ２５ｄＢとなり、０．８ｓｅｃ後に最大利得が回復される。この場合、受聴レベルは実質的に変化せず、ポンピングもない。一方、従来の補聴器を使用する場合は検出された音響レベルは６０ｄＢであり音響パルスの後の利得はおよそ１５ｄＢとなり、短いリリース時間へのレベル制御シフトにより２．２ｓｅｃでないと最大利得は回復されない。一方短いおよび長いリリース時間間の時間制御切替を使用すると、短いリリース時間がアクティブであればおよそ０．１ｓｅｃで３０ｄＢの最大利得が１５ｄＢから回復される。しかしながら、その結果受聴レベルは著しく変化し顕著なポンピングが生じる。
【００８８】
前記した量および値は本発明の利点を例示するための例に過ぎない。
【００８９】
本発明により、特に大部分定利得の上部範囲を有する補償関数に対して、アタックおよびリリース時間の最適選択が得られ著しいポンピング効果を伴うことなく高速作用利得調節が提供され、ダイナミックアタックおよびリリース時間を有するパーセント点推定器を設計することができる。
【００９０】
前記した実施例および解決法は本発明のインプリメンテーションの制約されない例に過ぎない。エキスパートであれば、例えばアタックおよびリリース時間およびレートを入力信号の連続関数として変えたりダイナミックアタックおよびリリース時間を制御するさまざまなソフトウェアプログラムを提供することにより、これらの実施例を実際のユーザの聴力障害および実際の補聴器に容易に適合させることができる。したがって、オーディオログは選択されたプログラムを選択および入力することができ、あるいはユーザがダイナミックアタックおよびリリース時間に対するさまざまな関数を自由に選択したりこのような関数の接続を断って固定時間を選択することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 聴力損失および検出された受音レベルの関数としての補償特性を含む音響レベル知覚力のグラフ表現を示す図である。
【図２】 個別の音響レベル検出手段およびフィードフォワードＡＧＣ制御手段を有する３つの処理チャネルを有する従来の補聴器の例を示す図である。
【図３】 フィードバックＡＧＣ制御手段を有する図２の補聴器の修正例を示す図である。
【図４】 従来技術の音響検出回路の例を示す図である。
【図５】 従来技術の音響検出回路の例を示す図である。
【図６】 従来技術の音響検出回路の例を示す図である。
【図７】 従来技術の音響検出回路の例を示す図である。
【図８】 本発明に従った方法で使用する検出された受音レベルの関数としての利得を示す増幅特性の例を示す図である。
【図９】 本発明に従った方法で使用するアタックおよびリリース時間の例のグラフ表現を示す図である。
【図１０】 本発明に従った補聴器内の音響検出手段およびＡＧＣ調節手段の実施例を示す図である。
【図１１】 パーセント点推定器を使用する音響レベル検出手段の実施例を示す図である。
【図１２】 図９に示す音響レベル検出手段を使用する本発明に従った補聴器内のＡＧＣ調節手段のもう１つの実施例を示す図である。
【図１３】 修正したパーセント点推定器検出手段を使用する本発明に従った補聴器のさらにもう１つの実施例における信号処理チャネルを示す図である。
【図１４】 複数のパーセント点推定器を含む音響レベル検出手段を使用する図１１の実施例の修正例を示す図である。
【図１５】 本発明の方法に従って短いおよび長いアタックおよびリリース時間を使用することが、それぞれ、パーセント点推定値に及ぼす影響を示すグラフ表現である。
【図１６】 本発明の方法に従って短いおよび長いアタックおよびリリース時間を使用することが、それぞれ、パーセント点推定値および利得に及ぼす影響を示すグラフ表現である。

Claims (24)

1. 少なくとも１つの入力信号トランスジューサ（１１）、少なくとも１つの処理チャネル（１４ａ−１４ｃ）を有する信号処理装置（１５），出力信号トランスジューサ（２０）および音響レベル検出回路（１６）を含む補聴器において，
   前記信号処理装置（１５）への入力信号の入力音響レベルを，上記音響レベル検出回路（１６）によって検出するステップと、
   検出された入力音響レベルが所定の圧縮閾値レベルを超えるときに行われる自動利得制御の動作範囲内で、前記信号処理装置（１５）からの出力信号の出力音響レベルが実際の所望値に適合するように，検出された入力音響レベルに応答して前記信号処理装置（１５）の利得を制御するステップとを含み、
   前記自動利得制御が，
   前記入力音響レベルに応じて，前記入力音響レベルが増加するときのアタック時間および前記入力音響レベルが減少するときのリリース時間のそれぞれを決定するステップを含み，
   前記アタック時間およびリリース時間が，前記入力音響レベルの変化に応答して変化させられる，補聴器の自動利得制御方法において、
   前記アタック時間およびリリース時間を決定するステップが，
   前記入力音響レベルが前記圧縮閾値レベルを超えたレベルに設定された基準レベルよりも高いときには，前記アタック時間およびリリース時間を比較的短い持続時間とするものであり，かつ前記入力音響レベルが前記基準レベルよりも低いときには，前記アタック時間およびリリース時間を比較的長い持続時間とするものであることを特徴とする，
   自動利得制御方法。
2. 請求項１記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の各々が、それぞれ、前記短いおよび長い持続時間に対応する明確な値間で切り替えることができることを特徴とする方法。
3. 請求項１記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の各々が前記入力音響レベルに応じてステップワイズもしくは連続的に変化することができることを特徴とする方法。
4. 請求項２記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記入力音響信号レベルを基準レベルと比較して前記アタックおよびリリース時間を決定する制御信号を供給して行われることを特徴とする方法。
5. 請求項４記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記制御信号が供給されて前記アタックおよびリリース時間の前記明確な値を与える前記積分器回路の回路構成間で切替動作を行う積分器回路により行われることを特徴とする方法。
6. 請求項２から請求項４のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は少なくとも１つのパーセント点推定器回路のパーセント点時間遅延を変えて行われることを特徴とする方法。
7. 請求項６記載の方法であって、前記パーセント点時間遅延は前記パーセント点推定器のパーセント点フィギュアを変えることなく前記アタックおよび前記リリース時間に対する前記短い持続時間と長い持続時間との間に同じ比率を与えるように変えられることを特徴とする方法。
8. 請求項６記載の方法であって、前記パーセント点時間遅延は前記パーセント点推定器のパーセント点フィギュアを変えることに関連して前記アタックおよび前記リリース時間に対する前記短い持続時間と長い持続時間との間に変化する比率を与えるように変えられることを特徴とする方法。
9. 請求項１から請求項８のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記自動利得制御および／もしくは前記信号処理装置に関するフィードフォワード制御により行われることを特徴とする方法。
10. 請求項１から請求項８のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記自動利得制御および／もしくは前記信号処理装置に関するフィードバック制御により行われることを特徴とする方法。
11. 請求項１から請求項８のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記自動利得制御および／もしくは前記信号処理装置に関する、それぞれ、フィードフォワードおよびフィードバック制御により行われることを特徴とする方法。
12. デジタル信号処理装置を含む補聴器内で使用する請求項１から請求項１１のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定はデジタル計算により行われることを特徴とする方法。
13. 多数の処理チャネルを有する信号処理装置を含む補聴器内で使用する請求項１から請求項１２のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の決定は前記各処理チャネルにおいて個別に行われることを特徴とする方法。
14. 予め定められたニーポイントレベルまでの低い入力音響レベルにおける伸張器もしくは圧縮器利得特性および前記ニーポイントレベルよりも上の音響レベルにおける実質的に一定の利得すなわち圧縮比を有する補聴器内で使用する請求項１から請求項１３のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリース時間の前記比較的短い持続時間への決定は前記ニーポイントレベルよりも上の音響レベルについてのみ有効とされることを特徴とする方法。
15. 少なくとも１つの入力信号トランスジューサ（１１）、自動利得制御手段を有する少なくとも１つの処理チャネル（１４ａ−１４ｃ）を有する信号処理装置（１５）および出力信号トランスジューサ（２０）を含む種類の補聴器であって、
    前記信号処理装置（１５）への入力信号の入力音響レベルを検出する検出手段（１６）を含み，
    前記自動利得制御手段は，検出された入力音響レベルが所定の圧縮閾値レベルを超えるときに行われる自動利得制御の動作範囲内で、前記信号処理装置（１５）からの出力信号の出力音響レベルが実際の所望値に適合するように、検出された入力音響レベルに応答して前記信号処理装置（１５）の利得を制御するものであり，
    前記自動利得制御手段は，前記入力音響レベルに応じて，前記入力音響レベルが増加するときのアタック時間および前記入力音響レベルが減少するときのリリース時間のそれぞれを決定する決定手段（０１，０１’，２４，２４’）を含み、
    前記アタック時間および前記リリース時間が，前記入力信号レベルの変化に応答して変化させられるものである、補聴器において，
    前記決定手段（０１，０１’，２４，２４’）は，
    前記入力音響レベルが前記圧縮閾値レベルを超えたレベルに設定された基準レベルよりも高いときには，前記アタック時間およびリリース時間を比較的短い持続時間とするものであり，かつ前記入力音響レベルが前記圧縮閾値レベルを超えたレベルに設定された基準レベルよりも低いときには，前記アタック時間およびリリース時間を比較的長い持続時間とするものであることを特徴とする，補聴器。
16. 請求項１５記載の補聴器であって、前記検出手段は前記信号処理装置（１５）からの出力信号の出力音響レベルをさらに検出するものであり，前記検出手段は前記入力音響レベルに対応する入力信号および前記出力音響レベルに対応する出力信号を、それぞれ、１つの入力で受信する２つの比較器（２５ａ，２５ｂ，２５ａ’，２５ｂ’）を含み、
    両方の比較器（２５ａ，２５ｂ，２５ａ’，２５ｂ’）のもう１つの入力は基準信号源（２５ｄ，２５ｄ’）に接続されていてそこから基準信号レベルを受信し、
    共通ゲート制御手段（Ｑ，Ｑ’）が前記比較器（２５ａ，２５ｂ，２５ａ’，２５ｂ’）の出力に接続されていて、前記入力もしくは出力音響レベルの両方が前記基準信号レベルよりも下である時は、前記決定手段に第１の制御信号を供給し、前記入力もしくは出力音響レベルのいずれかが前記基準信号レベルよりも上である時は、前記決定手段に第２の制御信号を供給する出力を有することを特徴とする補聴器。
17. 請求項１６記載の補聴器であって、前記決定手段は前記アタック時間およびリリース時間をそれぞれ与える２つのタイミング網（Ｃ，Ｒ１，Ｒ５，Ｒ１Ｆ，Ｒ５Ｆ）、および前記ゲート制御手段（Ｑ）に接続されそこから前記第１および第２の制御信号を受信して前記各網をそれぞれ前記第１および第２の回路構成間で切り替えて前記アタックおよびリリース時間のそれぞれ前記比較的短い持続時間に対する明確な値および前記比較的長い持続時間に対する明確な値を与える接続手段（Ｓ１，Ｓ２）を含むことを特徴とする補聴器。
18. 請求項１６記載の補聴器であって、前記決定手段は比較器（Ｏ２）および比較器（Ｏ２）の出力に接続された積分器回路（Ｏ１’，２４）を含むパーセント点推定器を含み、前記積分器回路２４の出力は前記比較器（Ｏ２）の第１の入力に接続され、その第２の入力は前記入力音響レベルに対応する入力信号を受信し、前記比較器（Ｏ２）の出力はそこからの出力信号に応答して前記積分器回路に対する第１もしくは第２の制御電圧を供給する積分器制御手段（Ｄ１−Ｄ５）に接続されており、
    タイミング網（Ｃ”，Ｒ１”，Ｒ２”，Ｒ３”）が前記ゲート制御手段（Ｑ１）により制御される切替手段（Ｓ１）により第１および第２の構成間で切替可能な前記制御手段に接続されていて前記アタックおよびリリース時間の、それぞれ、前記長い持続時間および前記短い持続時間に対する最大値を与えることを特徴とする補聴器。
19. 請求項１５記載の補聴器であって、自動利得制御手段の前記決定手段はカウントアップおよびカウントダウン出力（ｕ，ｄ）だけでなく前記検出手段（２１）に接続された第１の入力および第２の入力を有する比較器（２２）を含むパーセント点推定器（２４’）、前記比較器（２２）から前記カウントアップおよびカウントダウン出力信号を受信する積分器制御回路（２３）の出力に接続された入力を有する積分器回路（２４’）を含み、
    前記積分器制御回路（２３）は前記検出手段（２１）に接続された第１の入力を有するパーセント点制御回路（２５’）により制御され、
    前記比較器（２２）の前記第２の入力および前記パーセント点制御回路（２５’）の第２の入力は前記積分器回路（２４’）の出力に接続されており、それはさらにそこへ利得制御信号を供給する前記信号処理装置に接続されていることを特徴とする補聴器。
20. 請求項１９記載の補聴器であって、前記検出手段（１６）は前記信号処理装置のフィードフォワード利得制御を行う前記入力信号トランスジューサ（１１）に接続されていることを特徴とする補聴器。
21. 請求項１９記載の補聴器であって、前記検出手段（１６）は前記信号処理装置のフィードバック利得制御を行う前記信号処理装置（１５）の前記出力に接続されていることを特徴とする補聴器。
22. 請求項１９記載の補聴器であって、前記信号処理装置は前記パーセント点推定器を内蔵するデジタル信号処理装置であることを特徴とする補聴器。
23. 請求項１５から請求項２１までのいずれかの項記載の補聴器であって、前記信号処理装置は個別の自動利得制御手段との多数の処理チャネル（１４ａ，１４ｃ）、検出手段および利得制御調節手段を含むことを特徴とする補聴器。
24. 請求項１５から請求項２３までのいずれかの項記載の補聴器であって、前記信号処理装置（１５）は予め定められたニーポイントまでの低い入力レベルに対する伸張器もしくは圧縮器特性および前記ニーポイントよりも上の音響レベルに対する実質的に一定の利得もしくは圧縮比を有し、
    利得制御調節手段は前記ニーポイントよりも上の音響レベルに対してのみ前記アタックおよびリリース時間を前記比較的短い持続時間に決定できるようにする手段を含むことを特徴とする補聴器。

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