JP4263736B2

JP4263736B2 - スイッチング電源装置

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Inventors: 善信高柳; 国広佐藤
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Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。

一般に、電気自動車には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器（補機）を駆動するための電源として、例えば１４ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（補機バッテリ）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリ（主バッテリ）が搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧をスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に記載されているように、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。

特開平８−３１７５０８号公報

ここで、上記特許文献１には、このようなＤＣ／ＤＣコンバータの機能に加え、いわゆる商用電源から交流電圧を入力して高圧バッテリおよび低圧バッテリを充電する機能を備えたスイッチング電源装置が開示されている。このようなスイッチング電源装置によれば、例えば電気自動車に適用した場合、エンジンが停止していて直流入力電圧が高圧バッテリに供給されないような場合であっても、高圧バッテリおよび低圧バッテリを充電し、補機を駆動することも可能になると考えられる。

しかしながら、上記特許文献１には、高圧バッテリおよび低圧バッテリという２つのバッテリの存在を考慮した具体的な充電方法については、何ら記載されていなかった。よって、これら２つのバッテリに対する適切な充電方法が望まれる。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、２つの直流電源間で電圧変換を行うと共にこれらの直流電源に対し、入力した交流電圧に基づいてより適切な充電を行うことが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第１のスイッチング回路と、第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、第３トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、上記交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧を一定にして第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御し、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、上記整流回路から出力される直流電圧を変化させて第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御するスイッチング制御部とを備えたものである。なお、「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を意味し、いわゆる商用電圧のことである。また、「優先的に」とは、こちらを主として、ということを意味している。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、第１の直流電源から直流入力電圧が供給されて上記第１のスイッチング回路がインバータ回路として機能する場合、入力された直流入力電圧が第１スイッチング回路によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランスによって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が上記整流回路によって整流され、直流出力電圧として上記第２の直流電源へ供給される。一方、上記交流電圧入力端子から交流入力電圧が入力されると、この交流入力電圧に基づくパルス電圧が上記第２のスイッチング回路により生成されると共に、上記第１のスイッチング回路が整流回路として機能する。したがって、入力された交流入力電圧に基づいて第１のスイッチング回路および上記整流回路のうちの少なくとも一方に電圧が供給され、これにより上記第１の直流電源および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に直流の電圧供給がなされる。よって、例えば第１の直流電源から直流入力電圧が供給されない場合であっても、直流電源に対する充電が可能となる。また、この直流電源に対する充電の場合において、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御がなされることにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧が変化して第１の直流電源の充電量の調整が行われつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧が一定となって第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御される。一方、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御がなされることにより、上記整流回路から出力される直流電圧が変化して第２の直流電源の充電量の調整が行われつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御される。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記第２のスイッチング回路と交流電圧入力端子との間に、力率改善回路をさらに備えるようにするのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電圧を電圧変換する際の力率が改善され、高調波成分が軽減される。

本発明の第２のスイッチング電源装置は、互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置された第１のスイッチング回路と、第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、第３トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、この第２のスイッチング回路と交流電圧入力端子との間に配置され、スイッチング素子を含んで構成された力率改善回路と、上記交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧を一定にして第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御し、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、この第２の直流電源の充電量に応じて、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比および上記力率改善回路におけるスイッチング素子のデューティ比のうちの少なくとも一方が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、上記整流回路から出力される直流電圧を変化させて第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御するスイッチング制御部とを備えたものである。

本発明の第２のスイッチング電源装置では、第１の直流電源から直流入力電圧が供給されて上記第１のスイッチング回路がインバータ回路として機能する場合、入力された直流入力電圧が第１スイッチング回路によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランスによって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が上記整流回路によって整流され、直流出力電圧として上記第２の直流電源へ供給される。一方、上記交流電圧入力端子から交流入力電圧が入力されると、この交流入力電圧に基づくパルス電圧が、力率が改善されたうえで上記第２のスイッチング回路により生成されると共に、上記第１のスイッチング回路が整流回路として機能する。したがって、入力された交流入力電圧に基づいて第１のスイッチング回路および上記整流回路のうちの少なくとも一方に電圧が供給され、これにより上記第１の直流電源および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に直流の電圧供給がなされる。よって、例えば第１の直流電源から直流入力電圧が供給されない場合であっても、直流電源に対する充電が可能となる。また、この直流電源に対する充電の場合において、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御がなされることにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧が変化して第１の直流電源の充電量の調整が行われつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧が一定となって第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御される。一方、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、この第２の直流電源の充電量に応じて、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比および上記力率改善回路におけるスイッチング素子のデューティ比のうちの少なくとも一方が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御がなされることにより、上記整流回路から出力される直流電圧が変化して第２の直流電源の充電量の調整が行われつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御される。

本発明のスイッチング電源装置では、上記スイッチング制御部が、第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比以下のデューティ比で第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御するのが好ましい。このように構成した場合、第１のスイッチング回路において、スイッチング動作の際の電力損失が低減する。

本発明のスイッチング電源装置では、上記第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方の充電量を検出する第１の検出部を備える共に、上記スイッチング制御部がこの第１の検出部による検出結果に基づいて、第１および第２の直流電源のうちの一方に対する優先的な充電動作の制御を行うようにすることが可能である。このように構成した場合、直流電源の充電量を考慮したうえで、第１および第２の直流電源のうちの一方に対する優先的な充電動作が可能となる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記交流電圧入力端子からの交流入力電圧の供給の有無を検出する第２の検出部を備えると共に、上記スイッチング制御部がこの第２の検出部による検出結果に基づいて、交流入力電圧が供給されていないと判断した場合には第１の直流電源から供給される直流入力電圧を電圧変換して第２の直流電源へ供給する直流電圧変換動作を行うように制御し、交流入力電圧が供給されていると判断した場合には第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行うように制御することが可能である。このように構成した場合、交流入力電圧の供給の有無を考慮したうえで、上記直流電圧変換動作と直流電源に対する充電動作との間の切替制御が可能となる。

本発明の第１のスイッチング電源装置によれば、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧を一定にして第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御する一方、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、上記整流回路から出力される直流電圧を変化させて第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御するようにしたので、第１および第２の直流電源に対し、交流入力電圧に基づいてより適切な充電を行うことができる。また、第１の直流電源から直流入力電圧が供給されて第１のスイッチング回路をインバータ回路として機能させた場合、直流入力電圧を電圧変換して第２の直流電源へ供給する直流電圧変換動作を行うようにしたので、第１の直流電源と第２の直流電源との間で電圧変換を行うことができる。よって、２つの直流電源間で電圧変換を行うと共にこれらの直流電源に対し、入力した交流電圧に基づいてより適切な充電を行うことが可能となる。

また、本発明の第２のスイッチング電源装置によれば、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、上記整流回路から出力される直流電圧を一定にして第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が第２の直流電源に対して行われるように制御する一方、上記交流入力電圧に基づいて第２の直流電源を優先的に充電する際には、この第２の直流電源の充電量に応じて、インバータ回路として機能する第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比および上記力率改善回路におけるスイッチング素子のデューティ比のうちの少なくとも一方が可変となると共に、整流回路として機能する第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、上記整流回路から出力される直流電圧を変化させて第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて第１の直流電源への充電が行われるように制御するようにしたので、第１および第２の直流電源に対し、交流入力電圧に基づいてより適切な充電を行うことができる。また、第１の直流電源から直流入力電圧が供給されて第１のスイッチング回路をインバータ回路として機能させた場合、直流入力電圧を電圧変換して第２の直流電源へ供給する直流電圧変換動作を行うようにしたので、第１の直流電源と第２の直流電源との間で電圧変換を行うことができる。よって、２つの直流電源間で電圧変換を行うと共にこれらの直流電源に対し、入力した交流電圧に基づいてより適切な充電を行うことが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すもの
である。このスイッチング電源装置は例えば自動車などに適用されるものであり、トラン
ス２と、このトランス２における後述する主バッテリ１０側に設けられた電圧・電流検出
部１１、コンデンサＣ１および双方向スイッチング回路１３と、トランス２における後述
する補機バッテリ３０および商用電源５０側に設けられた整流回路３１、平滑回路３２、
電圧・電流検出部３３、スイッチング回路５１、電圧検出部５２，５４、ＰＦＣ（Power
Factor Correction；力率改善）回路５３およびダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４と、双方
向スイッチング回路１３、スイッチング回路５１およびＰＦＣ回路５３におけるスイッチ
ング動作を制御するＳＷ制御部６とを備えている。

コンデンサＣ１は、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置され、平滑コンデンサとして機能している。なお、高圧ラインＬＨ１の一端は電圧・電流検出部１１を介して入出力端子Ｔ１に接続され、低圧ラインＬＬ１の一端は電圧・電流検出部１１を介して入出力端子Ｔ２に接続され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間には主バッテリ１０が配置されている。主バッテリ１０は、直流入力電圧Ｖdcinを入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に供給すると共に後述する充電動作の際には入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の直流出力電圧Ｖdcout1に基づいて充電動作がなされるものであり、例えばこのスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、エンジン部分に接続され、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧バッテリとして機能するものである。

電圧・電流検出部１１は、入出力端子Ｔ１，Ｔ２とコンデンサＣ１との間に挿入配置されており、コンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１および高圧ラインＬＨ１を流れる電流Ｉ１（図示せず）を検出すると共に、検出した直流電圧Ｖ１および電流Ｉ１に対応する電圧をそれぞれＳＷ制御部６へ出力するものである。なお、この電圧・電流検出部１１の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって直流電圧Ｖ１を検出してこれに応じた電圧を生成するもの、および高圧ラインＬＨ１上に挿入配置された抵抗（図示せず）によって電流Ｉ１を検出してこれに応じた電圧を生成するもの、などが挙げられる。

双方向スイッチング回路１３は、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端間に逆方向に並列接続（高圧ラインＬＨ１側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ１側に各ダイオードのアノードが接続されている）されたダイオードＤ１〜Ｄ４とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２の一端および後述するトランス２の巻線２１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ４の一端およびトランス２の巻線２１の他端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２の他端およびスイッチング素子Ｑ４の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ１に接続されている。このような構成により、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、詳細は後述するが、この双方向スイッチング回路１３はインバータ回路または整流回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）または電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）などにより構成される。また、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ４の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

トランス２は、主バッテリ１０側に設けられた１つの巻線２１と、補機バッテリ３０側に設けられた巻線２２（一対の巻線２２Ａ，２２Ｂからなる）と、後述する商用電源５０側に設けられた巻線２３とを有しており、各巻線２１〜２３は互いに極性が同じ向きとなるように磁気結合されている。巻線２１は、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ４の一端との間に配置されている。一方、巻線２２Ａ，２２Ｂの両端はそれぞれ整流回路３１に接続され、巻線２３の両端はスイッチング回路５１に接続されている。具体的には、巻線２２Ａの一端は後述する整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１のアノードに接続され、巻線２２Ｂの一端は後述する整流回路３１内のダイオード３１Ｄ２のアノードに接続され、巻線２２Ａ，２２Ｂの他端は互いに共通接続され、低圧ラインＬＬ３に接続されている。なお、巻線２３の接続配置の詳細については、後述する。

整流回路３１は、２つのダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２を有している。ダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソード同士は、互いに高圧ラインＬＨ３に共通接続されている。すなわち、この整流回路３１はカソードコモン型の整流回路である。

平滑回路３２は、インダクタ３２Ｌと、コンデンサＣ２とを有している。インダクタ３２Ｌは高圧ラインＬＨ３上に挿入配置され、一端はダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソードに接続されると共に他端は電圧・電流検出部３３を介して出力端子Ｔ３に接続されている。また、コンデンサＣ２は、高圧ラインＬＨ３（インダクタ３２Ｌの他端部分）と低圧ラインＬＬ３との間に配置され、この低圧ラインＬＬ３の他端は電圧・電流検出部３３を介して出力端子Ｔ４に接続されている。なお、出力端子Ｔ３，Ｔ４間には図示しない補機（例えば、パワーウィンドウなど）を駆動するための補機バッテリ３０が接続され、直流出力電圧Ｖdcout2（例えば、１４Ｖ程度）が供給されるようになっている。

電圧・電流検出部３３は、出力端子Ｔ３，Ｔ４とコンデンサＣ２との間に挿入配置されており、コンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２および高圧ラインＬＨ３を流れる電流Ｉ２を検出すると共に、検出した直流電圧Ｖ２および電流Ｉ２に対応する電圧をそれぞれＳＷ制御部６へ出力するものである。なお、この電圧・電流検出部３３の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって直流電圧Ｖ２を検出してこれに応じた電圧を生成するもの、および高圧ラインＬＨ３上に挿入配置された抵抗（図示せず）によって電流Ｉ２を検出してこれに応じた電圧を生成するもの、などが挙げられる。

ダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４は、入力端子Ｔ５，Ｔ６とＰＦＣ回路５３との間に配置され、ブリッジ回路を構成している。具体的には、ダイオード５５Ｄ１のアノードおよびダイオード５５Ｄ２のカソードが互いに接続ラインＬ５２を介して入力端子Ｔ６に接続され、ダイオード５５Ｄ３のアノードおよびダイオード５５Ｄ４のカソードが互いに接続ラインＬ５１を介して入力端子Ｔ５に接続されている。また、ダイオード５５Ｄ１のカソードおよびダイオードＤ５５Ｄ３のカソードが互いに高圧ラインＬＨ５の一端（後述するＰＦＣ回路５３内のインダクタ５３Ｌの一端）に接続され、ダイオード５５Ｄ２のアノードおよびダイオード５５Ｄ４のアノードが互いに低圧ラインＬＬ５の一端に接続されている。なお、入力端子Ｔ５，Ｔ６間には商用電源５０が接続され、交流入力電圧Ｖacin（いわゆる商用電圧）が入力されるようになっている。

電圧検出部５４は、出力端子Ｔ５，Ｔ６間に供給された交流出力電圧Ｖacoutがダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４によって整流されてなる直流電圧Ｖ５３を検出すると共に検出した直流電圧Ｖ５３に対応する電圧をＳＷ制御部６へ出力するものである。なお、この電圧検出部５４の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインＬＨ５，ＬＬ５間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、直流電圧Ｖ５３を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

ＰＦＣ回路５３は、インダクタ５３Ｌと、ダイオード５３Ｄと、スイッチング素子Ｑ９と、コンデンサＣ３とを有している。インダクタ５３Ｌの他端はダイオード５３Ｄのアノードおよびスイッチング素子Ｑ９の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ９の他端は低圧ラインＬＬ５に接続され、コンデンサＣ３は、高圧ラインＬＨ５（ダイオード５３Ｄと後述する電圧検出部５２との間の部分）と低圧ラインＬＬ５（スイッチング素子Ｑ９の他端と電圧検出部５２との間の部分）との間に配置されている。また、スイッチング素子Ｑ９は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。このような構成によりＰＦＣ回路５３では、詳細は後述するが、ＰＦＣ回路５３への入力電圧Ｖ５３を昇圧すると共に安定化させ、力率を改善するようになっている。なお、ＰＦＣ回路をコンデンサＣ３だけで構成してもよいが、本実施の形態のＰＦＣ５３のように構成した場合、入力周波数の全域でスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作を行うことができるため、ピーク電流が少なくなり、同容量の平滑コンデンサと比べてリップル電圧が小さくなるので好ましい。

電圧検出部５２は、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を検出すると共に、検出した電
圧Ｖ３に対応する電圧をＳＷ制御部６へ出力するものである。なお、この電圧検出部５２
の具体的な回路構成としては、電圧検出部５４と同様に、例えば、接続ラインＬＨ５，ＬＬ５間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、電圧Ｖ３を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

スイッチング回路５１は、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ５の一端は高圧ラインＬＨ５に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ６の一端およびトランス２の巻線２３の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７の一端は高圧ラインＬＨ５に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ８の一端およびトランス２の巻線２３の他端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ６の他端およびスイッチング素子Ｑ８の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ５に接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。

ＳＷ制御部６は、電圧・電流検出部１１によって検出された直流電圧Ｖ１および電流Ｉ１、電圧・電流検出部３３によって検出された直流電圧Ｖ２および電流Ｉ２、電圧検出部５４によって検出された直流電圧Ｖ５３、ならびに電圧検出部５２によって検出された直流電圧Ｖ３に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ９を生成・出力し、双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、スイッチング回路５１におけるスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８、およびＰＦＣ回路５３におけるスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。

ここで、巻線２１が本発明における「第１トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２２（２２Ａ，２２Ｂ）が本発明における「第２トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２３が本発明における「第３トランスコイル」の一具体例に対応する。また、主バッテリ１０が本発明における「第１の直流電源」の一具体例に対応し、補機バッテリ３０が本発明における「第２の直流電源」の一具体例に対応する。また、双方向スイッチング回路１３が本発明における「第１のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路５１が本発明における「第２のスイッチング回路」の一具体例に対応する。また、入力端子Ｔ５，Ｔ６が本発明における「交流電圧入力端子」の一具体例に対応し、スイッチング素子Ｑ９が本発明における「スイッチング素子」の一具体例に対応する。また、電圧・電流検出部１１，３３が本発明における「第１の検出部」の一具体例に対応し、電圧検出部５４が本発明における「第２の検出部」の一具体例に対応する。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。

まず、図１および図２を参照して、このスイッチング電源装置の全体動作について説明する。ここで、図２は、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるＳＷ制御部６によるスイッチング電源装置の制御動作の一例を流れ図で表したものである。

最初に、電圧検出部５４が直流電圧Ｖ５３（商用電源５０に基づく入力電圧）を検出すると（ステップＳ１０１）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ５３の値を判断する（ステップＳ１０２）。Ｖ５３の値が０Ｖのときは（ステップＳ１０２：０Ｖ）、次にＳＷ制御部６は、電圧・電流検出部１１によって検出された直流電圧Ｖ１等に基づいて、直流入力電圧Ｖdcinが供給されているか否かを判断する（ステップＳ１０３）。そして供給されていないと判断した場合（ステップＳ１０３：Ｎ）にはステップＳ１０１へと戻り、供給されていると判断した場合（ステップＳ１０３：Ｙ）には、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作を行い、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinを直流電圧変換して直流出力電圧Ｖdcout2とし、補機バッテリ３０へと供給する（ステップＳ１０４）。このＤＣ／ＤＣコンバータ動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、エンジンから主バッテリ１０へ電力供給があることにより補機バッテリ３０から補機を駆動する場合に相当し、エンジンの動作時（自動車の走行時）の動作に対応する。ＤＣ／ＤＣコンバータ動作が終了した後は、ステップＳ１０１へと戻る。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作の詳細については、後述する（図３，図４参照）。

一方、ステップＳ１０２において、直流電圧Ｖ５３が供給されているがその値が異常（
例えば、所定の閾値電圧よりも大きい）である場合（ステップＳ１０２：異常）、ＳＷ制
御部６はユーザへ警告（例えば、音やメッセージで示す）を出し、注意を喚起する（ステップＳ１０５）。このステップＳ１０５の後は、ステップＳ１０１へと戻る。

また、ステップＳ１０２において、直流電圧Ｖ５３が供給されていてその値が正常（例えば、所定の閾値電圧よりも低く、０Ｖではない）である場合（ステップＳ１０２：正常）、ＳＷ制御部６は、ＰＦＣ回路５３内のスイッチング素子Ｑ９がスイッチング動作するようにスイッチング制御信号Ｓ９を出力し、ＰＦＣ回路５３に所定のＰＦＣ動作をさせる（ステップＳ１０６）。なお、このＰＦＣ動作の詳細については、後述する（図７参照）。

次に、電圧検出部５２がコンデンサＣ３の両端間の直流電圧（ＰＦＣ回路５３の出力電圧）Ｖ３を検出すると（ステップＳ１０７）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ３の値を判断する（ステップＳ１０８）。直流電圧Ｖ３の値が異常（例えば、所定の閾値電圧よりも大きい場合や、０Ｖである場合）である場合（ステップＳ１０８：異常）、ＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ９によってスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作を停止させ、ＰＦＣ回路５３によるＰＦＣ動作も停止させる（ステップＳ１０９）。そしてＳＷ制御部６はユーザへ警告を出し（ステップＳ１０５）、ステップＳ１０１へと戻ることになる。

一方、ステップＳ１０８において、直流電圧Ｖ３の値が正常（例えば、所定の閾値電圧よりも低く、０Ｖではない）である場合（ステップＳ１０８：正常）、次に電圧・電流検出部１１がコンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出すると（ステップＳ１１０）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ１の値が所定の閾値電圧Ｖth1以上であるか否かを判断することにより、主バッテリ１０の充電量を判断する（ステップＳ１１１）。直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth1以上である（主バッテリ１０の充電量が所定の閾値以上である）と判断した場合（ステップＳ１１１：Ｙ）には、次のステップＳ１１３へと進む一方、直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth1未満である（主バッテリ１０の充電量が所定の閾値よりも少ない）と判断した場合（ステップＳ１１１：Ｎ）には、主バッテリ優先充電動作を行い、商用電源５０から供給される商用電圧（交流入力電圧Ｖacin）に基づく直流電圧Ｖ３を利用して、主バッテリ１０へ優先的に（主バッテリ１０を主体に）充電動作を行う（ステップＳ１１２）。そしてこの主バッテリ優先充電動作の後、ステップＳ１１３へと進む。なお、この主バッテリ優先充電動作の詳細については、後述する（図５〜図８）。

次に、今度は電圧・電流検出部３３がコンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２を検出すると（ステップＳ１１３）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ２の値が所定の閾値電圧Ｖth2以上であるか否かを判断することにより、補機バッテリ３０の充電量を判断する（ステップＳ１１４）。直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth2以上である（補機バッテリ３０の充電量が所定の閾値以上である）と判断した場合（ステップＳ１１４：Ｙ）には、最初のステップＳ１０１へと戻る一方、直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth2未満である（補機バッテリ３０の充電量が所定の閾値よりも少ない）と判断した場合（ステップＳ１１４：Ｎ）には、補機バッテリ優先充電動作を行い、商用電源５０から供給される商用電圧（交流入力電圧Ｖacin）に基づく直流電圧Ｖ３を利用して、補機バッテリ３０へ優先的に（補記バッテリ３０を主体に）充電動作を行う（ステップＳ１１５）。そしてこの補機バッテリ優先充電動作の後は、最初のステップＳ１０１へと戻ることになる。なお、この補機バッテリ優先充電動作の詳細については、後述する（図９〜図１１）。

ここで、これら主バッテリ優先充電動作および補機バッテリ優先充電動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、エンジンが停止しているために外部の商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力することにより、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方の充電を行う場合に相当し、エンジンの停止時の動作に対応する。

なお、図２に示したスイッチング電源装置の制御動作では、例えばユーザから電源装置全体の動作停止等の指示がなされることにより、制御動作が終了することになる。

次に、図３〜図１１を参照して、図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ動作、主バッテリ優先充電動作および補機バッテリ優先充電動作の詳細についてそれぞれ説明する。

ここで、図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作（図２に示したステップＳ１０４）の詳細を流れ図で表したものであり、図４は、このＤＣ／ＤＣコンバータ動作の際のエネルギー伝送経路を回路図で表したものである。また、図５は、主バッテリ優先充電動作（図２に示したステップＳ１１２）の詳細を流れ図で表したものであり、図６は、この主バッテリ優先充電動作の際のエネルギー伝送経路を回路図で表したものであり、図７および図８は、主バッテリ優先充電動作の際の各回路の動作をタイミング波形図で表したものである。また、図９は、補機バッテリ優先充電動作（図２に示したステップＳ１１５）の詳細を流れ図で表したものであり、図１０は、この補機バッテリ優先充電動作の際のエネルギー伝送経路を回路図で表したものであり、図１１は、補機バッテリ優先充電動作の際の各回路の動作をタイミング波形図で表したものである。

最初に、図３および図４を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作の詳細について説明する。

このＤＣ／ＤＣコンバータ動作では、まず、ＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ９によってスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ９のスイッチング動作を停止させることにより、ＰＦＣ回路５３によるＰＦＣ動作およびスイッチング回路５１によるスイッチング動作を停止させ（ステップＳ２０１，Ｓ２０２）、商用電源５０からの交流入力電圧Ｖacinに基づく電圧がトランス２の巻線２３へ供給されないようにする。

次にＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４によって、双方向スイッチング回路１３内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinを直流電圧変換して直流出力電圧Ｖdcout2とし、補機バッテリ３０へと供給する（ステップＳ２０３）。

具体的には、図４を参照して説明すると、まず主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、双方向スイッチング回路１３がインバータ回路として機能し、直流入力電圧Ｖdcinをスイッチングすることにより交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。そしてトランス２の巻線２２Ａ，２２Ｂからは、変圧（ここでは、降圧）された交流のパルス電圧が取り出される。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２１と巻線２２Ａ，２２Ｂとの巻数比によって定まる。

次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に、整流出力が発生する。

次に、平滑回路３２では、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に生じた整流出力が平滑化され、これにより出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖdcoutが出力される。そしてこの直流出力電圧Ｖdcoutが補機バッテリ３０に供給されると共に、図示しない補機が駆動される。

このようにして図４に示したエネルギー伝送経路７１のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する双方向スイッチング回路１３、トランス２の巻線２１，２２Ａ，２２Ｂ、整流回路３１および平滑回路３２によって、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinが直流出力電圧Ｖdcoutに直流電圧変換され、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される。これにより、補機バッテリ３０が定電圧充電されると共に、図示しない補機が駆動される。

なお、この際、直流出力電圧Ｖdcout（コンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２）が電圧・電流検出部３３によって常に監視され（図３のステップＳ２０４）、これに対応する電圧がＳＷ制御部６へ出力されることにより、直流出力電圧Ｖdcoutが一定となるように双方向スイッチング回路１３内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ制御されるようになっている。

また、この際、直流入力電圧Ｖdcin（コンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１）も電圧・電流検出部１１によって常に監視され、ＳＷ制御部６は、直流入力電圧Ｖdcinが供給されているか否かを判断している（ステップＳ２０５）。この直流入力電圧Ｖdcinが供給されていると判断した場合には（ステップＳ２０５：Ｙ）、ステップＳ２０３へと戻ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対するＰＷＭ制御を継続して行う一方、直流入力電圧Ｖdcinが供給されていないと判断した場合には（ステップＳ２０５：Ｎ）、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作を終了し（リターン）、図２に示した最初のステップＳ１０１へと戻ることになる。

次に、図５〜図８を参照して、主バッテリ優先充電動作の詳細について説明する。

ここで、図７は、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作波形を表しており、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）はＰＦＣ回路５３への入力電圧（ダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４によるブリッジ回路からの出力電圧）Ｖ５３を、（Ｃ）はスイッチング制御信号Ｓ９を、（Ｄ）はインダクタＬ５３を流れる電流Ｉ５３Ｌを、（Ｅ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図８は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ１に優先的に充電（主バッテリ１０を優先的に充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｃ）はトランス２の巻線２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を、（Ｇ）はコンデンサＣ２の両端間の電圧Ｖ２、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Ｖacin、電圧Ｖ５３，Ｖ３，Ｖ２１，Ｖ１，Ｖ２および電流Ｉ５３Ｌについては、図１に示した矢印の方向が正方向を表している。

この主バッテリ優先充電動作では、まず、ＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８によって、スイッチング回路５１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が固定のデューティ比でスイッチング動作を行うように制御する（ステップＳ３０１）。そして電圧・電流検出部１１がコンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出すると（ステップＳ３０２）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ１の値が所定の閾値電圧Ｖth3以上であるか否かを判断することにより、主バッテリ１０の充電量を判断する（ステップＳ３０３）。直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth3以上である（主バッテリ１０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ３０３：Ｙ）には、次のステップＳ３０７へと進む。

一方、ステップＳ３０３において、直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth3未満である（主バッテリ１０に対する定電流充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ３０３：Ｎ）には、ＳＷ制御部６は、固定デューティ制御によりスイッチング動作をしているスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の立ち上がりエッジをトリガすることにより（ステップＳ３０４）、これらスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作と立ち上がりを同期させるようにしてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ制御を行う（ステップＳ３０５）。このようにして、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に対しては固定デューティ制御をする一方、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対しては立ち上がりを同期させたＰＷＭ制御をすることにより、主バッテリ１０に対して優先的に定電流充電動作を行う（ステップＳ３０６）。この定電流充電動作を行った後は、ステップＳ３０２へと戻ることになる。

一方、ステップＳ３０３において、ＳＷ制御部６が直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth3以上である（主バッテリ１０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ３０３：Ｙ）には、ＳＷ制御部６は、やはりスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の立ち上がりエッジをトリガすることにより（ステップＳ３０７）、これらスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作と立ち上がりを同期させるようにしてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ制御を行う（ステップＳ３０８）。このようにして、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に対しては固定デューティ制御をする一方、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対しては立ち上がりを同期させたＰＷＭ制御をすることにより、主バッテリ１０に対して優先的に定電圧充電動作を行う（ステップＳ３０９）。この定電圧充電動作を行った後は、電圧・電流検出部１１がコンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出し（ステップＳ３１０）、ＳＷ制御部６がこの直流電圧Ｖ１の値が所定の閾値電圧Ｖth4以上であるか否かを判断することにより、主バッテリ１０の充電量を判断する（ステップＳ３１１）。直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth4未満である（主バッテリ１０に対する定電圧充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ３１１：Ｎ）にはステップＳ３０７へと戻る一方、直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth4以上である（主バッテリ１０に対する定電圧充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ３１１：Ｙ）には、主バッテリ優先充電動作が終了し（リターン）、図２に示したステップＳ１１３へと進むことになる。

このような主バッテリ１０に対する優先充電動作（定電流充電動作および定電圧充電動作）は、具体的には、図６〜図８を参照して説明すると、以下のようになる。

まず、図６に示したように、商用電源５０から入力端子Ｔ５，Ｔ６を介し、図７（Ａ）
で示したような交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力すると、この交流入力電圧Ｖacin
がダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４からなるブリッジ回路によって整流され、図７（Ｂ）に
示したような直流電圧Ｖ５３が生成され、ＰＦＣ回路５３へ入力する。このとき、スイッ
チング素子Ｑ９は、図７（Ｃ）に示したようにオン・オフ動作を繰り返して（例えば、タ
イミングｔ１１からｔ１２，ｔ１３〜ｔ１４ではオン状態、タイミングｔ１２からｔ１３
ではオフ状態）おり、これによりインダクタ５３Ｌに流れる電流Ｉ５３Ｌは、図７（Ｄ）
に示したように三角波となり、かつその頂点の電圧の軌跡が符号Ｇ１で示したように、タ
イミングｔ１１〜ｔ１５，ｔ１５〜ｔ１６，ｔ１６〜ｔ１７，ｔ１７〜ｔ１８，…をそれ
ぞれ一周期とする半波の正弦波を示すようになる。なお、図７（Ｄ）に示した電流Ｉ５３
Ｌ（ave）は、電流Ｉ５３Ｌの平均電流を表している。このようにしてＰＦＣ回路５３の
作用により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図７（Ｅ）に示したように、値が一
定の直流電圧となる。

次に、コンデンサＣ３の両端間に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて、図６に示したエネルギー伝送経路７２により、主バッテリ１０に対して優先的に充電動作がなされる。まず、スイッチング回路５１がインバータ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が、図８（Ａ），（Ｂ）のタイミングｔ２１〜ｔ２８等に示したようにして固定のデューティ比でオン・オフ動作することにより、トランス２の巻線２３に交流のパルス電圧が生じる。そして巻線２３と巻線２１との巻数比に応じて、巻線２１の両端間に図８（Ｃ）に示したような変圧された交流のパルス電圧Ｖ２１が生じる。

次に、双方向スイッチング回路１３が整流回路として機能し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図８（Ｄ），（Ｅ）に示したように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と立ち上がりを同期してオン・オフ動作することにより、交流のパルス電圧Ｖ２１が整流され、コンデンサＣ１の両端間に直流電圧Ｖ１が印加される。このようにして、図８（Ｆ）に示したように主バッテリ１０側の直流電圧Ｖ１が次第に増加していき、この直流電圧Ｖ１（直流出力電圧Ｖdcout1）に基づいて主バッテリ１０に対する充電動作がなされる。また、ＰＷＭ動作しているスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整することにより、主バッテリ１０に対する充電量の調整もなされるようになっている。

一方、補機バッテリ３０に対しては、上記のようにトランス２の巻線２３に交流のパルス電圧が生じると、トランス２の巻線２２Ａ，２２Ｂにも、巻線２３と巻線２２Ａ，２２Ｂとの巻数比によって定まる変圧された交流のパルス電圧が取り出される。そしてこの変圧された交流のパルス電圧が整流回路３１で整流され、平滑回路３２で平滑化されることにより、補機バッテリ３０に対しても、図８（Ｇ）に示したような一定の直流電圧Ｖ２（直流出力電圧Ｖdcout2）に基づいて充電動作がなされるようになっている。ただし、上記したようにスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は固定のデューティ比でスイッチング動作をしていると共に、補機バッテリ３０側にはスイッチング回路が設けられていないため、双方向スイッチング回路１３が設けられていてそのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ動作していることにより直流電圧Ｖ１が次第に増加して充電量の制御が可能な主バッテリ１０側と比べて補機バッテリ３０側へは充電量が制限され、その結果、主バッテリ１０に対する優先的な充電動作がなされるようになっている。

次に、図９〜図１１を参照して、補機バッテリ優先充電動作の詳細について説明する。

ここで、図１１は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ２に優先的に充電（補機バッテリ
３０を優先的に充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号
Ｓ５，Ｓ８を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｃ）はトランス２の巻線
２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ
）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を
、（Ｇ）はコンデンサＣ２の両端間の電圧Ｖ２、それぞれ表している。

この補機バッテリ優先充電動作では、図１０に示したエネルギー伝送経路７３による補機バッテリ３０に対する充電動作（ステップＳ４０１〜Ｓ４０８）と、図１０に示したエネルギー伝送経路７２による主バッテリ１０に対する充電動作（ステップＳ４１１〜Ｓ４２０）とが、並行してなされるようになっている。

補機バッテリ３０に対する充電動作（ステップＳ４０１〜Ｓ４０８）では、まず電圧・電流検出部３３がコンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２を検出すると（ステップＳ４０１）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ２の値が所定の閾値電圧Ｖth5以上であるか否かを判断することにより、補機バッテリ３０の充電量を判断する（ステップＳ４０２）。直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth5以上である（補機バッテリ３０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４０２：Ｙ）には、次のステップＳ４０５へと進む。

ステップＳ４０２において、直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth5未満である（補機バッテリ３０に対する定電流充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ４０２：Ｎ）には、ＳＷ制御部６は、図１１（Ａ），（Ｂ）に示したようなスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８を出力してスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８に対してＰＷＭ制御を行うことにより（ステップＳ４０３）、補機バッテリ３０に対して優先的に定電流充電動作を行う（ステップＳ４０４）。この場合、前述の主バッテリ優先充電動作の場合とは異なり、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ制御により可変のデューティ比でスイッチング動作をしているため、図１１（Ｇ）に示したように直流電圧Ｖ２が次第に増加し、その結果、補機バッテリ３０に対する優先的な充電動作がなされるようになっている。なお、定電流充電動作を行った後は、ステップＳ４０１へと戻ることになる。

ステップＳ４０２において、ＳＷ制御部６が直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth5以上である（補機バッテリ３０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４０２：Ｙ）には、ＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ制御を行うことにより（ステップＳ４０５）により、補機バッテリ３０に対して優先的に定電圧充電動作を行う（ステップＳ４０６）。この場合も、前述の主バッテリ優先充電動作の場合とは異なり、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ制御により可変のデューティ比でスイッチング動作をしているため、直流電圧Ｖ２が次第に増加し、補機バッテリ３０に対する優先的な充電動作がなされるようになっている。

このような定電圧充電動作を行った後は、電圧・電流検出部３３がコンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２を検出し（ステップＳ４０７）、ＳＷ制御部６がこの直流電圧Ｖ２の値が所定の閾値電圧Ｖth6以上であるか否かを判断することにより、補機バッテリ３０の充電量を判断する（ステップＳ４０８）。直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth6未満である（補機バッテリ３０に対する定電圧充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ４０８：Ｎ）にはステップＳ４０５へと戻る一方、直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth6以上である（補機バッテリ３０に対する定電圧充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４０８：Ｙ）には、補機バッテリ優先充電動作が終了し（リターン）、図２に示した最初のステップＳ１０１へと戻ることになる。

一方、主バッテリ１０に対する充電動作（ステップＳ４１１〜Ｓ４２０）では、まず電圧・電流検出部１１がコンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出すると（ステップＳ４１１）、ＳＷ制御部６は、この直流電圧Ｖ１の値が所定の閾値電圧Ｖth3以上であるか否かを判断することにより、主バッテリ１０の充電量を判断する（ステップＳ４１２）。直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth3以上である（主バッテリ１０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４１２：Ｙ）には、次のステップＳ４１６へと進む。

ステップＳ４１２において、直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth3未満である（主バッテ
リ１０に対する定電流充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ４１２：
Ｎ）には、ＳＷ制御部６は、可変デューティ制御によりスイッチング動作をしているスイ
ッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の立ち上がりエッジをトリガすることにより（ステップＳ４１３
）、図１１（Ｄ），（Ｅ）に示したようにスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動
作と立ち上がりを同期させるようにしてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力し、スイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ制御を行うことにより（ステップＳ４１４）、主
バッテリ１０に対する定電流充電動作を行う（ステップＳ４１５）。この場合、スイッチ
ング素子Ｑ５〜Ｑ８およびスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がいずれもＰＷＭ制御により可変
のデューティ比でスイッチング動作をしているため、図１１（Ｆ）に示したように直流電
圧Ｖ１が次第に増加し、主バッテリ１０に対する充電動作がなされるようになっている。
なお、定電流充電動作を行った後は、ステップＳ４１１へと戻ることになる。

ステップＳ４１２において、ＳＷ制御部６が直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth3以上である（主バッテリ１０に対する定電流充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４１２：Ｙ）には、ＳＷ制御部６は、やはりスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の立ち上がりエッジをトリガすることにより（ステップＳ４１６）、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作と立ち上がりを同期させるようにしてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭ制御を行うことにより（ステップＳ４１７）、主バッテリ３０に対する定電圧充電動作を行う（ステップＳ４１８）。この場合も、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８およびスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がいずれもＰＷＭ制御により可変のデューティ比でスイッチング動作をしているため、直流電圧Ｖ１が次第に増加し、主バッテリ１０に対する充電動作がなされるようになっている。

このような定電圧充電動作を行った後は、電圧・電流検出部１１がコンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出し（ステップＳ４１９）、ＳＷ制御部６がこの直流電圧Ｖ１の値が所定の閾値電圧Ｖth4以上であるか否かを判断することにより、主バッテリ１０の充電量を判断する（ステップＳ４２０）。直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth4未満である（主バッテリ１０に対する定電圧充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ４２０：Ｎ）にはステップＳ４１６へと戻る一方、直流電圧Ｖ１の値が閾値電圧Ｖth4以上である（主バッテリ１０に対する定電圧充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ４２０：Ｙ）には、補機バッテリ優先充電動作が終了し（リターン）、図２に示した最初のステップＳ１０１へと戻ることになる。

このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置では、主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されて双方向スイッチング回路１３がインバータ回路として機能する場合、入力された直流入力電圧Ｖdcinが双方向スイッチング回路１３によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランス２によって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が整流回路３１によって整流され、直流出力電圧Ｖdcout2として補記バッテリ３０へ供給される。

一方、商用電源５０から入力端子Ｔ５，Ｔ６を介して交流入力電圧（商用電圧）Ｖacinが入力されると、この交流入力電圧Ｖacinに基づくパルス電圧がスイッチング回路５１により生成されると共に、双方向スイッチング回路１３が整流回路として機能する。したがって、入力された交流入力電圧Ｖacinに基づいて双方向スイッチング回路１３および整流回路３１のうちの少なくとも一方に電圧が供給され、これにより主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方に直流電圧（直流出力電圧Ｖdcout1または直流出力電圧Ｖdcout2）の供給がなされる。よって、例えば主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されない場合であっても、主バッテリ１０や補機バッテリ３０に対する充電が可能となる。

また、この主バッテリ１０や補機バッテリ３０に対する充電の場合において、主バッテリ１０を優先的に充電する際には、ＳＷ制御部６によって、スイッチング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御がなされる。一方、補機バッテリ３０を優先的に充電する際には、ＳＷ制御部６によって、スイッチング回路５１および双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御がなされる。

以上のように本実施の形態では、主バッテリ１０を優先的に充電する際には、スイッチング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御する一方、補機バッテリ３０を優先的に充電する際には、スイッチング回路５１および双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるようにしたので、主バッテリ１０および補機バッテリ３０に対し、交流入力電圧Ｖacinに基づいてより適切な充電を行うことができる。また、主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されて双方向スイッチング回路１３をインバータ回路として機能させた場合、直流入力電圧Ｖdcinを電圧変換して補機バッテリ３０へ供給する直流電圧変換動作（ＤＣ／ＤＣコンバータ動作）を行うようにしたので、主バッテリ１０と補機バッテリ３０との間で電圧変換を行うことができる。よって、２つのバッテリ間で電圧変換を行うと共にこれらのバッテリに対し、入力した交流電圧Ｖacinに基づいてより適切な充電を行うことが可能となる。

また、スイッチング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比以下のデューティ比で双方向スイッチング回路１３がスイッチング動作をするようにしたので、双方向スイッチング回路１３において、スイッチング動作の際の電力損失を低減することができる。よって、装置全体としても電力損失も低減することが可能となる。

また、主バッテリ１０および補機バッテリ３０の充電量をそれぞれ検出する電圧・電流検出部１１，３３を設け、ＳＷ制御部６がこれら電圧・電流検出部１１，３３による検出結果に基づいて、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの一方に対する優先的な充電動作の制御を行うようにしたので、２つのバッテリの充電量を考慮したうえで、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの一方に対する優先的な充電動作が可能となる。

また、入力端子Ｔ５，Ｔ６からの交流入力電圧Ｖacinの供給の有無（直流電圧Ｖ５３）を検出する電圧検出部５４を設け、ＳＷ制御部６がこの電圧検出部５４による検出結果に基づいて、交流入力電圧Ｖacinが供給されていないと判断した場合には主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinを電圧変換して補機バッテリ３０へ供給する直流電圧変換動作（ＤＣ／ＤＣコンバータ動作）を行うように制御し、交流入力電圧Ｖacinが供給されていると判断した場合には主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行うように制御するようにしたので、交流入力電圧Ｖacinの供給の有無を考慮したうえで、直流電圧変換動作とバッテリに対する充電動作との間の切替制御が可能となる。

さらに、スイッチング回路５１と入力端子Ｔ５，Ｔ６との間に力率改善回路（ＰＦＣ回路５３）を設けるようにしたので、交流入力電圧Ｖacinを電圧変換する際の力率を改善し、高調波成分を軽減することが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。本実施の形態のスイッチング電源装置と第１の実施の形態のスイッチング電源装置との違いは、補機バッテリ優先充電動作の内容である。なお、第１の実施の形態で示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１２は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置における補機バッテリ優先充電動作（図２に示したステップＳ１１５に対応）の詳細を流れ図で表したものであり、図１３は、本実施の形態の補機バッテリ優先充電動作の際の各回路の動作（具体的には、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作）の波形を表したものであり、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）はＰＦＣ回路５３への入力電圧（ダイオード５５Ｄ１〜５５Ｄ４によるブリッジ回路からの出力電圧）Ｖ５３を、（Ｃ）はスイッチング制御信号Ｓ９を、（Ｄ）はインダクタＬ５３を流れる電流Ｉ５３Ｌを、（Ｅ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。

なお、スイッチング電源装置の制御動作、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作および主バッテリ優先充電動作については、それぞれ図２，図３，図５に示した第１の実施の形態の場合と同様であるので、説明を省略する。

本実施の形態の補機バッテリ優先充電動作では、第１の実施の形態と同様に、図１０に示したエネルギー伝送経路７３による補機バッテリ３０に対する充電動作（ステップＳ５０１〜Ｓ５０７）と、図１０に示したエネルギー伝送経路７２による主バッテリ１０に対する充電動作（ステップＳ５１１〜Ｓ５２０）とが、並行してなされるようになっている。このうち、主バッテリ１０に対する充電動作については、図９に示した第１の実施の形態の場合（図９のステップＳ４１１〜Ｓ４２０）と同様の動作であるので、説明を省略する。つまり、本実施の形態の補機バッテリ優先充電動作において第１の実施の形態と異なるのは、補機バッテリ３０に対する充電動作（ステップＳ５０１〜Ｓ５０７）である。

この補機バッテリ３０に対する充電動作では、まず、電圧・電流検出部３３がコンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２および高圧ラインＬＨ３を流れる直流電流Ｉ２をそれぞれ検出し、常に監視している（ステップＳ５０１，Ｓ５０２）。

次に、ＳＷ制御部６は、スイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８によって、スイッチング回路
５１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を固定デューティ制御とする（ステップＳ５０３）
一方、スイッチング制御信号Ｓ９によって、ＰＦＣ回路５３内のスイッチング素子Ｑ９を
ＰＷＭ制御する（ステップＳ５０４）ことにより、補機バッテリ３０に対して定電圧充電
動作を行う（ステップＳ５０５）。すなわち、第１の実施の形態では、スイッチング素子
Ｑ９をＰＷＭ制御して直流電圧Ｖ３が一定となるようにする一方、電圧・電流検出部３３
による検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をＰＷＭ制御することにより、ト
ランス２へ供給されるパルス電圧のパルス幅を変化させてこのパルス電圧の積分値を変
化させていたのに対し、本実施の形態では、Ｑ５〜Ｑ８を固定デューティ制御とすると共
に電圧・電流検出部３３による検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ９をＰＷＭ制御す
ることにより、トランス２へ供給されるパルス電圧の電圧値を変化させてこのパルス電
圧の積分値を変化させている。

具体的には、例えば図１３（Ｃ）のタイミングｔ６１〜７０に示したように、スイッチング制御信号Ｓ９のパルス幅を徐々に大きくすることにより、コンデンサＣ３の両端間の直流電圧（ＰＦＣ回路の出力電圧）Ｖ３の値も徐々に増加させるようになっている。

このような定電圧充電動作を行った後は、第１の実施の形態と同様に、電圧・電流検出部３３がコンデンサＣ２の両端間の直流電圧Ｖ２を検出し（図１２のステップＳ５０６）、ＳＷ制御部６がこの直流電圧Ｖ２の値が所定の閾値電圧Ｖth6以上であるか否かを判断することにより、補機バッテリ３０の充電量を判断する（ステップＳ５０７）。直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth6未満である（補機バッテリ３０に対する定電圧充電動作が完了していない）と判断した場合（ステップＳ５０７：Ｎ）にはステップＳ５０１へと戻る一方、直流電圧Ｖ２の値が閾値電圧Ｖth6以上である（補機バッテリ３０に対する定電圧充電動作が完了している）と判断した場合（ステップＳ５０７：Ｙ）には、補機バッテリ優先充電動作が終了し（リターン）、図２に示した最初のステップＳ１０１へと戻ることになる。

以上のように本実施の形態では、主バッテリ１０を優先的に充電する際には、第１の実
施の形態と同様に、スイッチング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比が一
定となると共に双方向スイッチング回路１３におけるスイッチング動作のデューティ比が
可変となるように制御する一方、補機バッテリ３０を優先的に充電する際には、スイッチ
ング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となるように制御すると共
に、電圧・電流検出部３３による検出結果に基づいてＰＦＣ回路５３内のスイッチング素
子Ｑ９によるスイッチング動作のデューティ比が可変となるようにしたので、第１の実施
の形態と同様に、主バッテリ１０および補機バッテリ３０に対し、交流入力電圧Ｖacinに基づいてより適切な充電を行うことができる。また、第１の実施の形態と同様に、主バッテリ１０と補機バッテリ３０との間で電圧変換を行うこともできる。よって、第１の実施の形態と同様に、２つのバッテリ間で電圧変換を行うと共にこれらのバッテリに対し、入力した交流電圧Ｖacinに基づいてより適切な充電を行うことが可能となる。

また、本実施の形態においても、スイッチング回路５１におけるスイッチング動作のデューティ比以下のデューティ比で双方向スイッチング回路１３がスイッチング動作をするようにしたので、双方向スイッチング回路１３において、スイッチング動作の際の電力損失を低減することができる。よって、装置全体としても電力損失も低減することが可能となる。

以上、第１および第２の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば上記実施の形態では、補機バッテリ優先充電動作の際に、電圧・電流検出部３３による検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８およびスイッチング素子Ｑ９のうちの一方をＰＷＭ制御して補機バッテリ３０へ充電する場合について説明したが、この補機バッテリ優先充電動作の際に、電圧・電流検出部３３による検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８およびスイッチング素子Ｑ９の両者をＰＷＭ制御して補機バッテリ３０へ充電するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、補機バッテリ優先充電動作の際に、電圧・電流検出部３３による検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８およびスイッチング素子Ｑ９のうちの一方をＰＷＭ制御することを予め設定してある場合について説明したが、補機バッテリ優先充電動作の途中で、ＰＷＭ制御する対象のスイッチング素子を切り替えることができるようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、補機バッテリ優先充電動作の際に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を可変にする場合について説明したが、補機バッテリ優先充電動作の際に、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を一定となるようにしてもよい。

また、補機バッテリ優先充電動作の際に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を０％とし、補機バッテリ３０だけに選択的に充電するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、電圧・電流検出部１１，３３および電圧検出部５２，５４からの検出電圧・検出電流に基づいて、ＳＷ制御部６がスイッチング制御を行う場合について説明したが、これらの検出信号に加えて（またはこれらの信号に代えて）、例えばＥＣＵ（Electronic Control Unit）などの外部からの制御信号も考慮して、ＳＷ制御部６がスイッチング制御を行うようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、バッテリへの充電動作の際に、最初に定電流充電動作を行ってから定電圧充電動作を行う場合について説明したが、場合によっては定電流充電動作だけで充電を行うようにしてもよい。

さらに、上記実施の形態では、スイッチング回路１１，４２，５１および双方向スイッチング回路１３，５５が、いずれもフルブリッジ型のスイッチング回路である場合について説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られず、例えばハーフブリッジ型のスイッチング回路によって構成してもよい。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。図１に示したＳＷ制御部による制御動作の一例を表す流れ図である。図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ動作の詳細例を表す流れ図である。図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ動作におけるエネルギー伝送経路を説明するための回路図である。図２に示した主バッテリ優先充電動作の詳細例を表す流れ図である。図２に示した主バッテリ優先充電動作におけるエネルギー伝送経路を説明するための回路図である。図１のスイッチング電源装置における交流入力電圧から直流電圧への変換動作を説明するためのタイミング波形図である。図２に示した主バッテリ優先充電動作を説明するためのタイミング波形図である。第１の実施の形態に係る補機バッテリ優先充電動作の詳細例を表す流れ図である。図２に示した補機バッテリ優先充電動作におけるエネルギー伝送経路を説明するための回路図である。第１の実施の形態に係る補機バッテリ優先充電動作を説明するためのタイミング波形図である。第２の実施の形態に係る補機バッテリ優先充電動作の詳細例を表す流れ図である。第２の実施の形態に係る補機バッテリ優先充電動作を説明するためのタイミング波形図である。

符号の説明

１０…主バッテリ、１１，３３…電圧・電流検出部、１３…双方向スイッチング回路、２…トランス、２１〜２３…巻線、３０…補機バッテリ、３１…整流回路、３２…平滑回路、５０…商用電源（交流電源）、５１…スイッチング回路、５２，５４…電圧検出部、５３…ＰＦＣ回路、６…ＳＷ制御部、７１〜７３…エネルギー伝送経路、Ｔ１，Ｔ２…入出力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｔ５，Ｔ６…入力端子、Ｖdcin…直流入力電圧、Ｖdcout1,Ｖdcout2…直流出力電圧、Ｖacin…交流入力電圧、Ｑ１〜Ｑ９…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ９…スイッチング制御信号、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，３１Ｄ１，３１Ｄ２，５５Ｄ１〜５５Ｄ４…ダイオード、３２Ｌ，５３Ｌ…インダクタ、ＬＨ１，ＬＨ３，ＬＨ５…高圧ライン、ＬＬ１，ＬＬ３，ＬＬ５…低圧ライン、Ｌ５１，Ｌ５２…接続ライン、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ２１，Ｖ３，Ｖ５３…電圧、Ｉ２，Ｉ５３Ｌ…電流、Ｉ５３Ｌ（ave）…平均電流、Ｔｄ…デッドタイム、ｔ１１〜ｔ１８，ｔ２１〜ｔ３７，ｔ４１〜ｔ５１，ｔ６１〜ｔ７０…タイミング。

Claims

互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、
前記第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第１のスイッチング回路と、
前記第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、
前記第３トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、
前記交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて前記第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する前記第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する前記第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、前記第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて前記第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、前記整流回路から出力される直流電圧を一定にして前記第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が前記第２の直流電源に対して行われるように制御し、前記交流入力電圧に基づいて前記第２の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する前記第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となると共に、整流回路として機能する前記第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、前記整流回路から出力される直流電圧を変化させて前記第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、前記第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて前記第１の直流電源への充電が行われるように制御するスイッチング制御部と
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
前記スイッチング制御部は、前記第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比以下のデューティ比で前記第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方の充電量を検出する第１の検出部を備え、
前記スイッチング制御部は、前記第１の検出部による検出結果に基づいて、前記第１および第２の直流電源のうちの一方に対する優先的な充電動作の制御を行う
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
前記交流電圧入力端子からの交流入力電圧の供給の有無を検出する第２の検出部を備え、
前記スイッチング制御部は、前記第２の検出部による検出結果に基づいて、前記交流入力電圧が供給されていないと判断した場合には、前記第１の直流電源から供給される直流入力電圧を電圧変換して前記第２の直流電源へ供給する直流電圧変換動作を行うように制御し、前記交流入力電圧が供給されていると判断した場合には、前記第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行うように制御する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
前記第２のスイッチング回路と前記交流電圧入力端子との間に、力率改善回路をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、
前記第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置された第１のスイッチング回路と、
前記第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、
前記第３トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路と前記交流電圧入力端子との間に配置され、スイッチング素子を含んで構成された力率改善回路と、
前記交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて前記第１の直流電源を優先的に充電する際には、インバータ回路として機能する前記第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が一定となると共に、整流回路として機能する前記第１のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比が可変となるように制御することにより、前記第１のスイッチング回路から出力される直流電圧を変化させて前記第１の直流電源の充電量の調整を行いつつ第１の直流電源への充電が行われると共に、前記整流回路から出力される直流電圧を一定にして前記第１の直流電源への充電よりも充電量の制限された充電が前記第２の直流電源に対して行われるように制御し、前記交流入力電圧に基づいて前記第２の直流電源を優先的に充電する際には、この第２の直流電源の充電量に応じて、インバータ回路として機能する前記第２のスイッチング回路におけるスイッチング動作のデューティ比および前記力率改善回路におけるスイッチング素子のデューティ比のうちの少なくとも一方が可変となると共に、整流回路として機能する前記第１のスイッチング回路がスイッチング動作をするように制御することにより、前記整流回路から出力される直流電圧を変化させて前記第２の直流電源の充電量の調整を行いつつ第２の直流電源への充電が行われると共に、前記第１のスイッチング回路から出力される直流電圧に基づいて前記第１の直流電源への充電が行われるように制御するスイッチング制御部と
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。