JP4714636B2 - 移動受信装置及びその作動方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送分野の受信技術に関し、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の電波を受信する際に発生するマルチパスフェージングの影響や干渉波の影響を除去するためのアダプティブアレーアンテナ技術及びダイバーシティ合成技術を用いた移動受信装置に関する。

従来のアダプティブアレーアンテナ技術として、非特許文献１及び２に記載されたものがある。これらの文献には、単一キャリアのＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等のデジタル伝送方式において、ＭＭＳＥアルゴリズム、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを用いたアダプティブアレーアンテナ及び伝送路等化器について詳細に述べられている。

また、ＯＦＤＭ信号を受信する際の移動受信用のアダプティブアレーアンテナ技術として、非特許文献３及び４、並びに特許文献１に記載されたものがある。具体的には、非特許文献３の技術は、ＯＦＤＭシンボルにおける先頭のガード区間と後方のガード区間とが同一であることに着目し、ＭＭＳＥアダプティブアレーによって到来波を分離受信することにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、非特許文献４の技術は、大地に対して静止した地点における受信信号を、アレーアンテナを用いた空間内挿処理によって推定することにより、移動体の移動速度をキャンセルし、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、特許文献１の技術は、受信信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に最大比合成に基づく合成を行うことにより、マルチパス耐性を強化させるものであり、帯域分割によるアダプティブアレーの指向性重み係数の更新速度を小さくすることができ、計算負荷を軽減することができる。

また、アダプティブアレーアンテナ以外の移動受信用信号処理技術として、非特許文献５及び６に記載されたものが報告されている。具体的には、非特許文献５の技術は、複数のアンテナで受信した信号をキャリア毎にダイバーシティ合成する方式を用いるものであり、各受信アンテナの出力を集めると同時に、時間変動を小さくするようにデジタル信号処理を行うことにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。また、非特許文献６の技術は、移動体の進行方向の前後に固定指向性アンテナを配置し、ドップラー周波数を推定した後、ＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）にて周波数ズレを補償し、前述の非特許文献５のダイバーシティ合成方式と組み合わせるものであり、これにより、移動受信による受信品質の劣化を補償することができる。

Ｊｏｈｎ Ｌｉｔｖａ、Ｔｉｔｕｓ Ｋｗｏｋ−Ｙｅｕｎｇ Ｌｏ、"Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍ−ｆｏｒｍｉｎｇ ｉｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ"、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ Ｓｉｍｏｎ Ｈｙｋｉｎ著、鈴木博共訳、"適応フィルタ理論"、科学技術出版、２０００ 堀智、菊間信良、稲垣直樹、"ＯＦＤＭ用ガード区間ＭＭＳＥアダプティブアレーにおける最適化アルゴリズムの初期化に関する検討"、信学論、Ｖｏｌ．Ｊ−Ｂ８８−Ｂ、Ｎｏ．９ ｐｐ．１８２１−１８２４（２００５−０９） 長井則和、高柳英晃、斎藤将人、岡田実、山本平一、"アレーアンテナにより移動体の移動速度を測定しドップラースプレッドを補償する地上波デジタル放送受信機"、信学論、Ｖｏｌ．Ｊ−Ｂ８８−Ｂ、Ｎｏ．４ ｐｐ．７４１−７５０（２００５−０４） 山崎雷太、高田政幸、濱住啓之、"地上デジタル放送における高速移動受信特性の計算機シミュレーション評価"、２００５信学ソ大、Ｂ−５−１２９（２００５−０９） 鶴田誠、笠見英男、松岡秀浩、"高速フェージング伝送路における地上デジタル放送の移動受信特性に関する一検討"、２００５信学総大、Ｂ−１−２６５ 特開２００５−１１７３４８号公報

前述の非特許文献３、４及び特許文献１において、アダプティブアレーによる適応指向性制御を移動受信へ適用することが有効であることは既に証明されている。また、非特許文献５及び６において、ダイバーシティ合成（非特許文献５）や固定指向性とダイバーシティ合成との組み合わせ（非特許文献６）を移動受信へ適用することが有効であることも既に証明されている。しかしながら、高速で移動する移動受信装置に対してはこれらの技術を用いたとしても、受信特性を改善するのには不十分であるという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、地上デジタル放送の移動受信装置において、適応指向性制御とダイバーシティ合成とを組み合わせることにより多重ドップラーシフトを補償し、受信特性をさらに改善することを目的とする。

上記課題を解決する手段として、複数のアンテナで構成され、複数の到来波を受信するアレーアンテナ部と、移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数の範囲を推定するドップラー周波数算出部と、前記推定されたドップラー周波数の範囲で、前記アレーアンテナ部からの受信信号をスキャンし、前記複数の到来波に対応する指向性制御の収束条件をそれぞれ作成する収束条件算出部と、前記収束条件に基づき制御した指向性重み係数を用いて前記受信信号をアレイ合成し、それぞれの到来波を抽出し、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレをＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）により補償してから出力する適応指向性算出部と、前記周波数のズレが補償された各到来波に対し、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してＦＦＴ後の信号に乗算後同相合成を行うダイバーシティ合成部とを具備することを特徴とする移動受信装置によって実現する。これにより、到来波を適応的に指向性を制御してドップラーシフトを補償する技術と、最大比合成を行う技術とを組み合わせることができ、この組み合わせにより受信特性を改善することができる。

また、本発明による移動受信装置は、前記アレーアンテナ部からの到来波の複数の信号に対して、共通ローカル信号を用いて直交復調し、得られるベースバンド信号を前記アレーアンテナ部からの受信信号として前記ドップラー周波数算出部、前記収束条件算出部及び前記適応指向性算出部に供給する直交復調部を更に備え、前記ドップラー周波数算出部は、当該移動受信装置の進行方向に対し０度方向に指向性パターンを生成して得た受信信号から、０度方向のドップラー周波数を算出し、前記進行方向に対し１８０度方向の指向性パターンを生成して得た受信信号から、１８０度方向のドップラー周波数を算出し、当該０度方向及び１８０度方向のドップラー周波数から前記ドップラー周波数の範囲を推定することを特徴とする。

また、本発明による移動受信装置は、さらに、直交復調部で用いる共通ローカル信号について、その局部発振周波数誤差を算出する周波数誤差算出部を有し、前記直交復調部が、周波数誤差算出部により算出された局部発振周波数誤差を用いて共通ローカル信号を補正し、該補正した共通ローカル信号を用いて直交復調を行うことを特徴とする。

また、本発明による移動受信装置は、前記移動受信装置はＯＦＤＭ変調信号を受信するものであり、前記適応指向性算出部は、ＯＦＤＭ変調信号のＨＧＩとＴＧＩの区間信号の差が小さくなるほど小さくなる評価関数を用いて、前記指向性重み係数を更新することを特徴とする。

また、本発明による移動受信装置は、前記収束条件算出部は、アレーアンテナ部で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の範囲の帯域の抽出フィルタによって、周波数軸をスキャンしながら、電力のピークを選択し、該ピークを中心とする前記ドップラー周波数の範囲を除いて次の電力のピークを選択する処理により、前記適応指向性算出部によってアレイ合成したそれぞれの到来波のピークを抽出し、抽出したピークの到来波毎に、当該ピークを所望波とし残りを不要波として当該所望波の到来方向に指向性のピークができる指向性パターンか、又は不要波の到来方向にヌルができる指向性パターンを、前記収束条件として決定する。

また、本発明の移動受信装置の作動方法は、前記移動受信装置が、複数のアンテナで構成されるアレーアンテナ部と、ドップラー周波数算出部と、収束条件算出部と、適応指向性算出部と、ダイバーシティ合成部とを備えており、前記アレーアンテナ部によって、複数の到来波を受信するステップと、前記ドップラー周波数算出部によって、移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数の範囲を推定するステップと、前記収束条件算出部によって、前記推定されたドップラー周波数の範囲で、前記アレーアンテナ部からの受信信号をスキャンし、前記複数の到来波に対応する指向性制御の収束条件をそれぞれ作成するステップと、前記適応指向性算出部によって、前記収束条件に基づき制御した指向性重み係数を用いて前記受信信号をアレイ合成し、それぞれの到来波を抽出し、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレをＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）により補償してから出力するステップと、前記ダイバーシティ合成部によって、前記周波数のズレが補償された各到来波に対し、ＦＦＴを行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）後の信号に乗算後同相合成を行うステップと、を含むことを特徴とする。

以上のように、本発明の移動受信装置によれば、指向性制御部の多重ドップラーシフト補償技術とダイバーシティ合成部の最大比合成技術とを組み合わせることにより、多重ドップラーシフトを補償し、受信特性をさらに改善することができる。これにより、地上デジタル放送の高速移動受信が可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
まず、本発明の実施の形態による移動受信装置のシステム構成について、図１を用いて説明する。この移動受信装置1は、アレーアンテナ部１００、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）−ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）周波数変換部２００、多重ドップラーシフトを補償する指向性制御部３００、及び最大比合成を行うダイバーシティ合成部４００の４つの処理部から構成される。

アレーアンテナ部１００は、各種形状（線形アレー、長方形アレー、円形アレー等）で配置されるＡ個のアンテナにより構成され、複数の到来波を受信する。ＲＦ−ＩＦ周波数変換部２００は、アレーアンテナ部１００を介してＡ個の受信信号を入力し、当該受信信号に対してそれぞれ無線用周波数（ＲＦ）を中間周波数（ＩＦ）に変換する。

指向性制御部３００は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部２００により変換されたＡ個の信号を入力し、当該入力に対して到来波に応じてＬ個の信号を出力する。この場合、指向性重み係数を変化させることによって、複数の到来波から１つの到来波を抽出し、その到来波に対してＡＦＣを行い、ドップラー周波数が０Ｈｚとなるようにドップラーシフトを補償する。尚、指向性制御部３００は、指向性重み係数を、伝送路の状況変化に応じて時々刻々と変化させる。

また、ダイバーシティ合成部４００は、指向性制御部３００からＬ個の信号を入力し、当該入力信号毎にＦＦＴ後に伝送路推定を行い、各入力の合成信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）が最大になるように最大比合成を行う。

ここで、ＯＦＤＭ変調信号とガード区間との関係を図２に示す。ＯＦＤＭ変調信号は、ガード区間と有効シンボル区間とから成る。ガード区間として、有効シンボル区間の末尾と同じ波形の信号が有効シンボル区間の先頭に付加されることにより、ガード区間長以内の遅延時間で到来する波によるシンボル間干渉を防ぐことができ、受信品質の劣化を抑えている。

以下、本来のガード区間のことをＨＧＩ（Ｈｅａｄ Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）といい、有効シンボル区間の末尾のガード区間をＴＧＩ（Ｔａｉｌ Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。

〔指向性制御部（実施例１）〕
以下、図１に示した指向性制御部３００について詳細に説明する。この指向性制御部３００は、ＨＧＩとＴＧＩとが本来同一の信号であることを利用して、これら２つの区間信号の差が最小になるように、後述する指向性重み係数算出部３４２を動作させる。仮に、同期がとれている方の到来波を所望波とすると、所望波のみが受信され、不要波が受信されていない状態では、２つの信号は完全に同一になる。よって、これら２つの区間信号の差が最小になるように指向性重み係数を決定することにより、指向性制御部３００により出力される合成信号を所望波のみの信号とすることができる。

指向性制御部３００の第1の例（実施例１）の構成を図３に示す。この指向性制御部３００は、直交復調部３１０、ドップラー周波数算出部３２０、収束条件算出部３３０及び適応指向性算出部３４０を備えている。直交復調部３１０は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部２００からＡ個の信号を入力し、各信号について直交復調を行う。ドップラー周波数算出部３２０は、移動体である移動受信装置１の進行方向に対して０度方向の指向性パターンと１８０度方向の指向性パターンとを用いて、ドップラー周波数を算出する。収束条件算出部３３０は、ドップラー周波数算出部３２０により算出されたドップラー周波数を用いて、１波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出する。適応指向性算出部３４０は、収束条件算出部３３０により算出された収束条件に従い、最適な指向性重み係数を算出して複数の到来波から１つの到来波を抽出し、その到来波の周波数ズレをもとに戻し、ドップラーシフトを補償する。これにより、指向性制御部３００は、ドップラーシフトを補償した信号（所望波のみの信号）をダイバーシティ合成部４００に出力する。

〔直交復調部〕
直交復調部３１０は、共通ローカル信号発生部３１１、分配部３１２、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｔｈ Ｆｉｌｔｅｒ）３１３−１〜Ａ、復調部３１４−１〜Ａ及びＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｔｈ Ｆｉｌｔｅｒ）３１５−１〜Ａを備えている。直交復調部３１０は、ＲＦ−ＩＦ周波数変換部２００により変換された各信号を入力する。これらの信号は、ＢＰＦ３１３−１〜Ａを通過し、共通ローカル信号発生部３１１により発生し分配部３１２により分配された共通ローカル信号を用いて、復調部３１４−１〜Ａにより直交復調が行われる。これにより、直交復調部３１０は、設置されたアレーアンテナ部１００のアンテナ本数分（Ａ個）の複素ベースバンドＩＱ信号（以降、ベースバンドＩＱ信号という。）を得ることができる。そして、ベースバンドＩＱ信号は、ＬＰＦ３１５−１〜Ａにより帯域制限が行なわれ、Ａ／Ｄ変換される（図示省略）。尚、前述の共通ローカル信号発生部３１１により発生する共通ローカル信号は、当該移動受信装置１のシステムクロックとは独立した信号であってもよい。

そして、Ａ個のベースバンドＩＱ信号は、ドップラー周波数算出部３２０、収束条件算出部３３０及び適応指向性算出部３４０に送られる。また、ドップラー周波数算出部３２０では、後述する差分成分算出部３２５がドップラー周波数（図３の（ａ））を算出し、収束条件算出部３３０では、後述する収束条件計算部３３４が適応指向性算出部３４０で用いる収束条件を算出し、適応指向性算出部３４０では、その収束条件に基づいて適応的に指向性を制御してＡＦＣした後、ダイバーシティ合成部４００に信号が送られる。

〔ドップラー周波数算出部〕
ドップラー周波数算出部３２０は、０度方向指向性重み係数部３２１−１、１８０度方向指向性重み係数部３２１−２、複素乗算部３２２−１−１〜２−Ａ、アレー合成部３２３−１，２、ドップラー周波数推定部３２４−１，２及び差分成分算出部３２５を備えている。このドップラー周波数算出部３２０では、０度方向指向性重み係数部３２１−１及び１８０度方向指向性重み係数部３２１−２が移動体である移動受信装置１の進行方向に対してそれぞれ０度方向及び１８０度方向に指向性パターン（指向性重み係数）を生成し、到来波を分離受信した後に、図４に示すドップラー周波数推定部３２４がドップラー周波数を推定する。尚、このドップラー周波数には局部発振周波数誤差によって生じる周波数ズレが含まれている。

複素乗算部３２２−１−１〜Ａは、０度方向指向性重み係数部３２１−１により生成された０度方向指向性重み係数とベースバンドＩＱ信号とをそれぞれ複素乗算し、アレー合成部３２３−１は、これらの信号を合成する。同様に、複素乗算部３２２−２−１〜Ａは、１８０度方向指向性重み係数部３２１−２により生成された１８０度方向指向性重み係数とベースバンドＩＱ信号とをそれぞれ乗算し、アレー合成部３２３−２は、これらの信号を合成する。

ドップラー周波数推定部３２４−１，２は、図４に示すように、有効シンボル長遅延部３２４−１１−１，２、乗算部３２４−１２−１，２、移動平均部３２４−１３−１，２及びドップラー周波数計算部３２４−１４を備えている。ドップラー周波数推定部３２４−１，２が、アレー合成部３２３−１，２により合成されたベースバンドＩＱ信号を入力すると、有効シンボル長遅延部３２４−１１−１は、そのベースバンドＩＱ信号のうちのＩ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させ、有効シンボル長遅延部３２４−１１−２は、そのベースバンドＩＱ信号のうちのＱ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させる。そして、乗算部３２４−１２−１は、Ｉ軸データと遅延させたＩ軸データとを乗算し、移動平均部３２４−１３−１は、その乗算後の信号により、Ｉ軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたＩ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Ｓii(i)をドップラー周波数計算部３２４−１４に出力する。同様に、乗算部３２４−１２−２は、Ｉ軸データと遅延させたＱ軸データとを乗算し、移動平均部３２４−１３−２は、その乗算後の信号により、Ｉ軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたＱ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Ｓiq(i)をドップラー周波数計算部３２４−１４に出力する。

ドップラー周波数計算部３２４−１４は、ｉシンボル（１ＯＦＤＭシンボル）毎に、以下の式を用いてドップラー周波数を計算する。

このようにして、ドップラー周波数推定部３２４−１が０度方向の（＋）ドップラー周波数を推定し、ドップラー周波数推定部３２４−２が１８０度方向の（−）ドップラー周波数を推定する。そして、差分成分算出部３２５は、ドップラー周波数推定部３２４−１により推定された（＋）ドップラー周波数、及びドップラー周波数推定部３２４−２により推定された（−）ドップラー周波数を入力し、（±）ドップラー周波数の差分をとって絶対値を算出する。これにより、収束条件算出部３３０が収束条件を算出するために使用するドップラー周波数（図３の（ａ））が決定される。

〔収束条件算出部〕
収束条件算出部３３０は、無指向性重み係数部３３１、複素乗算部３３２−１〜Ａ、アレー合成部３３３及び収束条件計算部３３４を備えている。この収束条件算出部３３０は、無指向性重み係数とベースバンドＩＱ信号との複素演算によって生成された合成信号に対して、所定のフィルタ処理を行い、収束条件を算出し、当該収束条件をダイバーシティ合成部４００に出力する。以下、具体的に説明する。

複素乗算部３３２−１〜Ａは、無指向性重み係数部３３１からの無指向性重み係数と、直交復調部３１０からのベースバンドＩＱ信号とをそれぞれ複素乗算し、アレー合成部３３３は、これらの信号を合成する。収束条件計算部３３４は、アレー合成部３３３から合成信号を、ドップラー周波数算出部３２０からドップラー周波数をそれぞれ入力し、図５に示すフィルタ処理を行う。図５は、収束条件計算部３３４によるフィルタ処理を説明するための図である。収束条件計算部３３４は、アレーアンテナ部１００で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅Ｗ［Ｈｚ］となる狭帯域パワーセンサーにより、ｆｄ１からｆｄ２までの周波数の間をスキャンしながら、電力及びオフセット周波数を記録する。ｆｄ１はドップラー周波数推定部３２４−１によって推定された（＋）ドップラー周波数であり、ｆｄ２はドップラー周波数推定部３２４−２によって推定された（−）ドップラー周波数である。具体的には、収束条件計算部３３４は、ｆｄ１からｆｄ２までの間のスキャンにおいて、１個目の電力ピークを選択した場合、その１個目のピークの周波数を中心として帯域幅Ｗ［Ｈｚ］を除き、次の２個目のピークを探す。このようにして、ピークとなる信号の電力及びそのオフセット周波数をそれぞれ記録する。

ここで、指向性パターンの半値幅とドップラー周波数の帯域幅との関係について説明する。図６は、移動体である移動受信装置１の進行方向とアンテナの指向性との関係を示す図である。進行方向を０度とし、アンテナの指向性の中心の角度をθとする。θは時計回りに０度から３６０度とする。θ＝０度のとき、最大ドップラー周波数はＦｄとなり、θ＝１８０度のとき、最大ドップラー周波数は−Ｆｄとなる。尚、ここではドップラー周波数推定部３２４−１，２により得られたｆｄ１及びｆｄ２の絶対値の大きい方をＦｄとする。図６に示す円は、アンテナの指向性の半値幅となるレベルの円であり、指向性パターンとこの円との交点から、半値幅を得るための角度θ１とθ２を得ることができる。指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅Ｗ［Ｈｚ］は次式によって得ることができる。

ｆｄａは、θをθ１からθ２まで変えたときに得られる最小のドップラー周波数であり、ｆｄｂは、θをθ１からθ２まで変えたときに得られる最大のドップラー周波数である。すなわち、収束条件計算部３３４は、ドップラー周波数算出部３２０から入力したドップラー周波数からＦｄを得て、前述の（２）式により、指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の帯域幅Ｗ［Ｈｚ］を算出する。

そして、収束条件計算部３３４は、ピークとなる信号の電力及びそのオフセット周波数を記録した後、電力が大きい方から順に適応指向性算出部３４０の入力数分（Ｌ個）だけ周波数オフセットの値を抽出し、Ｌ個のうちの１波を所望波とし、残りの（Ｌ−１）個の波を不要波とする収束条件を決定する。図５を例にすると、ｆｄ１からｆｄ２までの間のスキャンにおいて、それぞれのピークにおける電力及びオフセット周波数を記録した後に、電力が大きい方からＬ個のＰ_１〜Ｐ_Ｌの信号を抽出し、Ｐ_１を所望波及びＰ_２〜Ｐ_Ｌを不要波とする収束条件として「ｆｄ１方向に指向性のピークができ、残り（Ｐ_２，・・・，Ｐ_Ｌ）はヌルとするような指向性パターンを生成する」を作成する。同様に、Ｐ_２〜Ｐ_Ｌをそれぞれ所望波とし残りを不要波とする収束条件を作成する。このようにして、収束条件は、適応指向性算出部３４０の入力数分（Ｌ個）だけ作成される。

収束条件算出部３３０においてＬ個分の収束条件が算出されると、次に適応指向性算出部３４０において、各々の収束条件に基づいて重み係数を更新し、複数の到来波を分離受信してＡＦＣにてドップラーシフト補償を行う。

〔適応指向性算出部〕
適応指向性算出部３４０は、ＨＧＩ抽出部３４１−１−１〜Ｌ−Ａ、指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌ、複素乗算部３４３−１−１〜Ｌ−Ａ、アレー合成部３４４−１〜Ｌ、ＴＧＩ抽出部３４５−１〜Ｌ及びＡＦＣ回路３４６−１〜Ｌを備えている。ＨＧＩ抽出部３４１−１−１〜Ｌ−Ａは、直交復調部３１０からの各ベースバンドＩＱ信号に対し、ＨＧＩエクストラクション（Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ）処理、すなわちＯＦＤＭ変調信号からＨＧＩを抽出する処理を行う。具体的には、図２の信号と図２の信号を有効シンボル長分遅延させた信号とのガード区間分の移動平均を求めて相関出力のピークを検出し（シンボルの境界がピークになる）、そのピークにより有効シンボル区間長からガード区間長を抜き出す。ＨＧＩ抽出部３４１−１−１〜Ｌ−Ａは、ＨＧＩを抽出した各ベースバンドＩＱ信号Ｘ_ｎ（ｔ）を指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌにそれぞれ出力する。

一方、ＴＧＩ抽出部３４５−１〜Ｌは、複素乗算部３４３−１−１〜Ｌ−Ａ及びアレー合成部３４４−１〜Ｌにより得られた重み合成信号に対し、ＴＧＩエクストラクション（Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ）処理、すなわちＯＦＤＭ変調信号からＴＧＩを抽出する処理を行う。具体的には、ＨＧＩエクストラクション処理と同様に、相関出力のピークを検出し、そのピークにより有効シンボル区間長からガード区間長を抜き出す。ＴＧＩ抽出部３４５−１〜Ｌは、ＴＧＩを抽出した重み合成信号ｙ_ｎ（ｔ）を指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌにそれぞれ出力する。

ガード区間信号及び重み係数のベクトル表記を以下のように定義すると、

アレーの合成出力は以下のようになる。

但し、上添字Ｔ，Ｈはそれぞれ転置、共役転置を表す。また、下添字ｎ，ｋはそれぞれダイバーシティ合成部４００への入力番号（詳細については後述する）、キャリア番号を表す。

上述の２つの区間の誤差信号をｅ_ｎ（ｔ）とすれば、最小化すべき評価関数は次式で表される。参照番号ｒ_ｎ（ｔ）はｙ_ｎ（ｔ）で代用するのが一般的である。

但し、Ｅ［・］は期待値演算である。最適重み係数ベクトルは、

で与えられ、相関行列Ｒ_ｎｘｘ及び相関ベクトルｒ_ｎｘｒは次式で表される。

指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌは、収束条件算出部３３０から入力した収束条件を満たすように、（７）式を繰り返して計算する。具体的には、指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌは、入力信号の１シンボル区間のサンプル値を１０００とすると、ＨＧＩ及びＴＧＩを用いたＭＭＳＥアダプティブアルゴリズムにより、（７）式を繰り返して１０００回の計算を行い指向性重み係数を更新する。この処理により、（６）式のＥ（平均自乗誤差の期待値）が小さくなり、１シンボル区間の計算が終了した後には、所望波にメインビームを向け、不要波にヌルを向ける指向性パターンを作成することが可能な最適な指向性重み係数を得ることができる。例えば、図７に示すように、経験上得られる閾値を知っていれば、繰り返し回数Ｒで指向性重み係数の更新を停止することができる。そして、複素乗算部３４３−１−１〜Ｌ−Ａは、指向性重み係数算出部３４２−１〜Ｌから最適な指向性重み係数を入力し、当該最適な重み係数と直交復調部３１０からのベースバンドＩＱ信号とを複素乗算し、アレー合成部３４４−１〜Ｌは、複素乗算した信号を合成し、合成信号をＡＦＣ回路３４６−１〜Ｌにそれぞれ出力する。

以上の処理より、複数の到来波から各到来波を分離することができる。すなわち、ＡＦＣ回路３４６−１〜Ｌに入力される信号が、複数の到来波から分離されたそれぞれの到来波の信号となる。尚、ビームの指向性を鋭くするほど各到来波を分離できるのでアンテナ本数は多いほど良い。

次に、ＡＦＣ回路３４６−１〜Ｌは、分離された到来波の信号をそれぞれ入力し、ドップラーシフトによって生じた周波数ズレを元に戻す。尚、ＡＦＣの詳細な処理については、前述した非特許文献６にも記載されている。

図８は、ＡＦＣによるドップラーシフトの補償について説明する図である。図８において、多重ドップラーシフトは、各到来波Ｐ_１〜Ｐ_ｎがそれぞれの到来角とドップラーシフトとを有して合成されたものである。複素乗算部３４３−１−１〜Ｌ−Ａ及びアレー合成部３４４−１〜Ｌにより、入力信号Ｘ_ｎと指向性重み係数Ｗ_ｎとの複素乗算によってＰ_ｎ波のみが抽出される。Ｐ_ｎ波が抽出された後に、ＡＦＣ回路３４６−１〜Ｌは、ドップラーシフトによる周波数ズレ（＋Ｆｄ）をＡＦＣによって０Ｈｚにオフセットする（抽出したＰ_ｎ波のオフセット周波数を０にするようにオフセットする）。この処理によりドップラーシフトを補償することができ、Ｐ_１〜Ｐ_ｎまで同様な処理を行うことにより、多重ドップラーシフトを補償することができる。

以上のように、移動受信装置１に備えた実施例１の指向性制御部３００によれば、適応指向性算出部３４０が、ＯＦＤＭ変調信号のＨＧＩとＴＧＩとの区間信号の差が最小になるように、指向性重み係数を決定して到来波の信号（所望波のみの信号）を分離し、その信号についてオフセット周波数が０になるようにオフセットするようにした。これにより、ドップラーシフトを補償することができる。

〔ダイバーシティ合成部〕
次に、キャリア毎にダイバーシティ合成を行うダイバーシティ合成部４００について説明する。図９は、Ｌブランチからなるダイバーシティ合成部４００の構成を示す図である。このダイバーシティ合成部４００は、ＦＦＴ部４０１、ＳＰ抽出部４０２、シンボルフィルタ４０３、キャリアフィルタ４０４、重み係数計算部４０５及び複素乗算部４０６をブランチ毎に備え、さらに、同相合成部４０７及びデマッピング部４０８を備えている。ＦＦＴ部４０１はＯＦＤＭ信号をＦＦＴし、ＳＰ抽出部４０２はＳＰを抽出し、シンボルフィルタ４０３は時間方向の内挿処理（シンボルフィルタ）を行う。そして、キャリアフィルタ４０４は、周波数方向の内挿処理（キャリアフィルタ）を行い、キャリア毎の伝送路特性Ｈ_ｌを求める。重み係数計算部４０５は、以下の式により重み係数（Ｗ_ｌ）を算出する。複素乗算部４０６は、ＦＦＴ部４０１によりＦＦＴされた信号と重み係数（Ｗ_ｌ）を複素乗算する。このような一連の処理をブランチ毎に行う。

但し、ｌはブランチ番号、ｉはシンボル番号、ｋはキャリア番号、Ｌはブランチ総数、Ｈ_ｌ ^＊は伝送路特性Ｈ_ｌの共役複素数を表す。
そして、同相合成部４０７は、複素乗算部４０６により複素乗算された信号につき、各ブランチの信号を同相合成する。そして、デマッピング部４０８は、この同相合成された信号をデマッピングする。

マルチパスフェージング影響下では、シンボルフィルタ４０３の内挿処理の違いにより、移動受信特性やマルチパス耐性が異なる。以下、シンボルフィルタ４０３による内挿処理について、４シンボル等化及び１シンボル等化の２種類の伝送路推定方式を説明する。４シンボル等化は、図１０（ａ）に示すように、時間的に４シンボル離れたＳＰを使用して直線内挿する方式である。この方式によれば、時変動の影響を受けやすい。しかし、周波数方向に３キャリア毎に内挿されたＳＰを使用して伝送路推定が行われるため、マルチパス環境下では、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けにくい。一方、１シンボル等化は、図１０（ｂ）に示すように、時間方向の内挿は行わず、周波数方向の内挿処理のみを行う方式である。この方式によれば、時変動の影響に強い（影響を受けにくい）。しかし、周波数方向の１２キャリア毎のＳＰのみを使用して伝送路推定が行われるため、マルチパス環境下では、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けやすい。

このように、シンボルフィルタ４０３は、長い遅延時間のマルチパスに対しては、４シンボル等化の内挿処理を行い、短い遅延時間のマルチパスに対しては、１シンボル等化の内挿処理を行うことが望ましい。これについては、特開２００５−４５６６４号公報に記載されている。

以上のように、移動受信装置１に備えたダイバーシティ合成部４００によれば、入力信号毎にＦＦＴ後に伝送路推定を行って重み係数を算出することにより、各入力の合成信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）が最大になるように最大比合成を行うようにした。これにより、前述した指向性制御部３００による多重ドップラーシフト補償技術と、当該ダイバーシティ合成部４００による最大比合成技術とを組み合わせることにより、多重ドップラーシフトを補償すると共に、受信特性をさらに改善することが可能となる。

〔指向性制御部（実施例２）〕
以下、図１に示した指向性制御部３００の第２の例（実施例２）について、図１１を用いて詳細に説明する。この実施例２の指向性制御部３００と図３に示した実施例１の指向性制御部３００とを比較すると、実施例２の指向性制御部３００及び実施例１の指向性制御部３００は、直交復調部３１０、ドップラー周波数算出部３２０、収束条件算出部３３０及び適応指向性算出部３４０を備えている点で同じである。しかし、実施例２の指向性制御部３００は、これらの構成に加えて周波数誤差算出部３５０を備えている点で相違する。すなわち、図１１に示す実施例２の指向性制御部３００は、入力したＡ個の信号に対して直交復調を行う直交復調部３１０、移動体である移動受信装置１の進行方向に対して０度方向の指向性パターンと１８０度方向の指向性パターンとを用いて、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部３２０、ドップラー周波数を用いてダイバーシティ合成部４００に出力するＬ個の信号のうち１波を所望波とし残りを不要波とする収束条件を算出する収束条件算出部３３０、収束条件に従って最適な指向性重み係数を算出し、到来波の周波数ズレをもとに戻し、ドップラーシフトを補償する適応指向性算出部３４０、及び、送信局からの送信周波数と共通ローカルの局部発振周波数との差（局部発振周波数誤差によって生じる周波数ズレ）を算出して共通ローカル信号を補正する周波数誤差算出部３５０を備えている。

図１１を参照して、周波数誤差算出部３５０は、直交復調部３１０により直交復調されたベースバンドＩＱ信号（アレーアンテナ部１００のアンテナ１本の受信信号）を入力し、当該入力信号における送信局からの送信周波数と共通ローカルの局部発振周波数との差を算出し、その差を補正値として直交復調部３１０の共通ローカル信号発生部３１１に出力する。

図１２は、図１１に示した周波数誤差算出部３５０の構成を示す図である。この周波数誤差算出部３５０は、有効シンボル長遅延部３５１−１，２、乗算部３５２−１，２、移動平均部３５３−１，２、共通ローカル周波数計算部３５４及び減算部３５５を備え、直交復調部３１０の共通ローカル信号発生部３１１により発生する共通ローカル信号の局部発振周波数誤差を補償するための補正値を生成する。

有効シンボル長遅延部３５１−１は、入力したベースバンドＩＱ信号のうちのＩ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させ、有効シンボル長遅延部３５１−２は、入力したベースバンドＩＱ信号のうちのＱ軸データを有効シンボル期間だけ遅延させる。そして、乗算部３５２−１は、Ｉ軸データと遅延させたＩ軸データとを乗算し、移動平均部３５３−１は、その乗算後の信号により、Ｉ軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたＩ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Ｓii(i)を共通ローカル周波数計算部３５４に出力する。同様に、乗算部３５２−２は、Ｉ軸データと遅延させたＱ軸データとを乗算し、移動平均部３５３−２は、その乗算後の信号により、Ｉ軸データと有効シンボル期間だけ遅延させたＱ軸データとの相関について、ガード期間の移動平均を算出し、移動平均Ｓiq(i)を共通ローカル周波数計算部３５４に出力する。

共通ローカル周波数計算部３５４は、ｉシンボル（１ＯＦＤＭシンボル）毎に、以下の式を用いて共通ローカル信号の周波数（ｆ１）を計算する。

そして、減算部３５５は、その共通ローカル信号の周波数（ｆ１）と送信周波数（ｆ０）との差分をとり、共通ローカル信号の補正値（＝ｆ０−ｆ１）を決定する。直交復調部３１０の共通ローカル信号発生部３１１は、周波数誤差算出部３５０から補正値を入力し、共通ローカル信号を補正する。

以上のように、移動受信装置１に備えた実施例２の指向性制御部３００によれば、周波数誤差算出部３５０が、共通ローカル信号の局部発振周波数誤差による周波数ズレを補償するための補正値を算出し、直交復調部３１０が、その補正値により補正した共通ローカル信号を発生し、直交変換を行いベースバンドＩＱ信号を出力するようにした。これにより、実施例１の指向性制御部３００に比べて、受信特性を一層改善することが可能となる。

本発明の実施の形態による移動受信装置を示すシステム構成図である。 ＯＦＤＭ変調信号とガード区間との関係を説明する図である。 指向性制御部の構成（実施例１）を示す図である。 ドップラー周波数推定部の構成を示す図である。 抽出フィルター処理を説明する図である。 ドップラー周波数と帯域幅との関係を説明する図である。 指向性重み係数の収束過程を説明するための図である。 ＡＦＣによるドップラーシフト補償の様子を説明する図である。 ダイバーシティ合成部の構成を示す図である。 ２種類の伝送路推定方式を説明する図である。 指向性制御部の構成（実施例２）を示す図である。 周波数誤差算出部の構成を示す図である。

符号の説明

１ 移動受信装置
１００ アレーアンテナ部
２００ ＲＦ−ＩＦ周波数変換部
３００ 指向性制御部
３１０ 直交復調部
３１１ 共通ローカル信号発生部
３１２ 分配部
３１３ ＢＰＦ
３１４ 復調部
３１５ ＬＰＦ
３２０ ドップラー周波数算出部
３２１ 指向性重み係数部
３２２ 複素乗算部
３２３ アレー合成部
３２４ ドップラー周波数推定部
３２４−１１ 有効シンボル長遅延部
３２４−１２ 乗算部
３２４−１３ 移動平均部
３２４−１４ ドップラー周波数計算部
３２５ 差分成分算出部
３３０ 収束条件算出部
３３１ 無指向性重み係数部
３３２ 複素乗算部
３３３ アレー合成部
３３４ 収束条件計算部
３４０ 適応指向性算出部
３４１ ＨＧＩ抽出部
３４２ 指向性重み係数算出部
３４３ 複素乗算部
３４４ アレー合成部
３４５ ＴＧＩ抽出部
３４６ ＡＦＣ回路
３５０ 周波数誤差算出部
３５１ 有効シンボル長遅延部
３５２ 乗算部
３５３ 移動平均部
３５４ 共通ローカル周波数計算部
３５５ 減算部
４００ ダイバーシティ合成部
４０１ ＦＦＴ部
４０２ ＳＰ抽出部
４０３ シンボルフィルタ
４０４ キャリアフィルタ
４０５ 重み係数計算部
４０６ 複素乗算部
４０７ 同相合成部
４０８ デマッピング部

Claims (6)

1. 複数のアンテナで構成され、複数の到来波を受信するアレーアンテナ部と、
   移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数の範囲を推定するドップラー周波数算出部と、
   前記推定されたドップラー周波数の範囲で、前記アレーアンテナ部からの受信信号をスキャンし、前記複数の到来波に対応する指向性制御の収束条件をそれぞれ作成する収束条件算出部と、
   前記収束条件に基づき制御した指向性重み係数を用いて前記受信信号をアレイ合成し、それぞれの到来波を抽出し、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレをＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）により補償してから出力する適応指向性算出部と、
   前記周波数のズレが補償された各到来波に対し、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してＦＦＴ後の信号に乗算後同相合成を行うダイバーシティ合成部とを具備することを特徴とする移動受信装置。
2. 請求項１に記載の移動受信装置において、
   前記アレーアンテナ部からの到来波の複数の信号に対して、共通ローカル信号を用いて直交復調し、得られるベースバンド信号を前記アレーアンテナ部からの受信信号として前記ドップラー周波数算出部、前記収束条件算出部及び前記適応指向性算出部に供給する直交復調部を更に備え、
   前記ドップラー周波数算出部は、当該移動受信装置の進行方向に対し０度方向に指向性パターンを生成して得た受信信号から、０度方向のドップラー周波数を算出し、前記進行方向に対し１８０度方向の指向性パターンを生成して得た受信信号から、１８０度方向のドップラー周波数を算出し、当該０度方向及び１８０度方向のドップラー周波数から前記ドップラー周波数の範囲を推定することを特徴とする移動受信装置。
3. 請求項２に記載の移動受信装置において、
   さらに、直交復調部が用いる共通ローカル信号について、その局部発振周波数誤差を算出する周波数誤差算出部を有し、
   前記直交復調部は、周波数誤差算出部により算出された局部発振周波数誤差を用いて共通ローカル信号を補正し、該補正した共通ローカル信号を用いて直交復調を行うことを特徴とする移動受信装置。
4. 請求項２または３に記載の移動受信装置において、
   前記移動受信装置はＯＦＤＭ変調信号を受信するものであり、前記適応指向性算出部は、ＯＦＤＭ変調信号のＨＧＩとＴＧＩの区間信号の差が小さくなるほど小さくなる評価関数を用いて、前記指向性重み係数を更新することを特徴とする移動受信装置。
5. 請求項２から４までのいずれか一項に記載の移動受信装置において、
   前記収束条件算出部は、アレーアンテナ部で生成される指向性パターンの半値幅に相当するドップラー周波数の範囲の帯域の抽出フィルタによって、周波数軸をスキャンしながら、電力のピークを選択し、該ピークを中心とする前記ドップラー周波数の範囲を除いて次の電力のピークを選択する処理により、前記適応指向性算出部によってアレイ合成したそれぞれの到来波のピークを抽出し、抽出したピークの到来波毎に、当該ピークを所望波とし残りを不要波として当該所望波の到来方向に指向性のピークができる指向性パターンか、又は不要波の到来方向にヌルができる指向性パターンを、前記収束条件として決定することを特徴とする移動受信装置。
6. 移動受信装置の作動方法であって、
   前記移動受信装置が、複数のアンテナで構成されるアレーアンテナ部と、ドップラー周波数算出部と、収束条件算出部と、適応指向性算出部と、ダイバーシティ合成部とを備えており、
   前記アレーアンテナ部によって、複数の到来波を受信するステップと、
   前記ドップラー周波数算出部によって、移動受信環境下で生じるドップラーシフトの影響に伴うドップラー周波数の範囲を推定するステップと、
   前記収束条件算出部によって、前記推定されたドップラー周波数の範囲で、前記アレーアンテナ部からの受信信号をスキャンし、前記複数の到来波に対応する指向性制御の収束条件をそれぞれ作成するステップと、
   前記適応指向性算出部によって、前記収束条件に基づき制御した指向性重み係数を用いて前記受信信号をアレイ合成し、それぞれの到来波を抽出し、前記ドップラーシフトの影響による周波数のズレをＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）により補償してから出力するステップと、
   前記ダイバーシティ合成部によって、前記周波数のズレが補償された各到来波に対し、ＦＦＴを行って伝送路推定を行い、重み係数を算出してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）後の信号に乗算後同相合成を行うステップと、
   を含むことを特徴とする移動受信装置の作動方法。

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