JP5031004B2 - インバータ駆動装置及び冷凍空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ駆動装置およびインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置に関するものである。特にスイッチング素子を切り替える際に発生する損失低減に係るものである。

可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。

例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ駆動装置等が用いられる。三相電圧形インバータ駆動装置は、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子および負極端子を直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。

近年、スイッチング周波数の高速化や、素子の高耐圧化、また装置の高効率化が進むにつれ、上記回路を改良することで、スイッチング損失を低減する手法が提案されてきている。

例えば、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力を他の相のインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をＯＦＦする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をＯＦＦし、スナバ回路のエネルギーにより昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献１参照）。

また、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をＯＦＦする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をＯＦＦし、昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献２参照）。これら装置では、フリーホイール・ダイオードが逆阻止能力を回復（以下、逆回復という）するまでの間に発生するスパイク電圧を低減させて損失の低減をはかることで効率の高いモータ駆動用インバータ制御装置を提供している。

そして、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い、直流電圧源に直列接続された負荷に電力を供給する一対の主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備えたインバータ駆動装置を開示している（例えば、特許文献３参照）。本装置では、還流ダイオードが遮断するにあたって逆電圧印加回路から還流ダイオードに直流電圧源より小さな逆電圧を印加する。逆電圧印加回路の低電圧源からの電力供給により逆回復を支援するので、還流ダイオードによって生じる損失が少なくなる。

特開２００８−１０９７９２号公報（要約、図１） 特開２００８−１０４３１４号公報（要約、図１） 特開平１０−３２７５８５号公報（図１）

上記のように、従来のインバータ駆動装置では、効率の改善を図るため、スイッチング素子の選定、逆回復における損失低減をはかるための対策回路の付加等が行われている。しかしながら、高価な素子及び逆回復における損失低減をはかるための対策回路を設けるためにシステムが高コスト化してしまう。例えば、コストを抑えるために、電気特性の異なるスイッチング素子を織り交ぜ、対策回路の数を抑えようとすると、アーム毎のサージ量抑制の調整が困難となる。そして、対策回路が故障等をすると主回路の駆動動作に影響することとなり、安全な駆動ができず、信頼性が低下することとなっていた。

本発明は、上記課題に基づき、逆回復における損失低減をはかりつつ、システムの高効率化に寄与し、コスト低減、信頼向上を図ることができるインバータ駆動装置及びそのインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置を提供することを目的とする。

この発明に係るインバータ駆動装置は、変換用スイッチング素子と、変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、変換用スイッチング素子及び還流手段に、二次側巻線を並列接続する変圧器と、変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路とを、一対のアームのうちの一方のアームに備えるものである。

本発明によれば、変圧器と変圧器駆動回路とにより、変圧器駆動回路から制御しながら変圧器の一次側巻線に電流供給を行うようにし、二次側巻線から変換用スイッチング素子、還流手段側に電流を流すようにしたので、逆回復の際に発生する電流を抑制することができる。このため、例えば、逆回復に係る時間を短縮することができ、スイッチ切り替えに係る損失を低減し、高効率で、省エネルギーのインバータ駆動装置を得ることができる。このとき、一対のアームのうち、逆回復における損失を無視できない一方のアームにだけ、逆回復における損失を低減するための変圧器と変圧器駆動回路とを設けるようにしたので、コストの低減をはかることができる。さらに、損失を低減させるための電力供給に係る電源を、各アームの変圧器を介して接続するようにすることで、変圧器によるサージ量調整が可能となり、アーム毎の調整を簡単に行うことができる。そして、変圧器の一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されているため、変圧器駆動回路とインバータ主回路とが相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。

スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴの構成例を示した図である。 リカバリー電流の経路を表す図である。 実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態２に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 実施の形態２に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態３に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態３に係る変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 実施の形態３に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態５に係る冷凍サイクル装置の構成図である。

以下、本発明のインバータ駆動装置等について図面等を参照しながら説明する。

ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ）等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な分野に使用されており、素子の高耐圧化、スイッチングの高速化、高効率化、低ノイズ化といった観点から様々なデバイス改良・開発が行われてきている。ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、スーパージャンクション（Super Junction）構造のＭＯＳＦＥＴ等はその代表例である。

図１はスーパージャンクション（以下、ＳＪという）構造のＭＯＳＦＥＴの概略を示す図である。例えば、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層６１とｎ層６２とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低く抑えつつ、高耐圧化できるといったメリットを有する。

しかしながら、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをインバータ駆動装置の変換用スイッチング素子として適用する際、素子に内蔵する寄生ダイオードにより、逆回復時間が遅いといった問題が存在する。以下、主回路において交流電圧を直流電圧に変換する変換用スイッチング素子を、単にスイッチング素子という。

図２は短絡電流の経路を表す図である。例えば、一対のアームのうち、任意の一方のアーム（以下、片側アームという）のスイッチング素子がターンオフし、他方のアームのスイッチング素子がターンオンする際、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流（リカバリー電流）が流れる。このため、寄生ダイオードの電荷が放出し終わるまでの間の分だけ損失悪化を招くといった問題があった（以下、このような逆回復時における損失をリカバリー損失と称する）。

そこで、以下の実施の形態では、変圧器を活用して、簡易な構成でリカバリー損失を低減することができるインバータ駆動装置について説明する。

ここで、以下の実施の形態では、本発明の効果が最も発揮されるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを一部のスイッチング素子に適用する場合について説明するが、スイッチング素子については特に限定するものではない。例えば、比較的高電圧な領域（約４００Ｖ以上）においては、ＩＧＢＴ等を用いた場合でも、還流ダイオードの特性等により、リカバリー損失増加が顕著になるため、本発明に係るインバータ駆動装置を適用することができる。

実施の形態１．
図３は、本発明の実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。

図３に示すように、本実施の形態のシステムは、直流電圧源１３、インバータ装置（回路）２、電動機１、電動機１に流れる電動機巻線電流を検出する電流検出素子８（８ａ〜８ｂ）、増幅器９（９ａ〜９ｂ）、電圧検出手段１０、インバータ制御装置１２で構成する。直流電圧源１３は、本実施の形態では、例えば１００Ｖ〜２００Ｖの範囲における直流電圧を印加するものである。また、本実施の形態の電動機１は三相交流電動機である。

本実施の形態におけるインバータ装置２は、三対の片側アーム３ａ〜３ｆを有している。本実施の形態では、片側アーム３ａと３ｄ、片側アーム３ｂと３ｅ、片側アーム３ｃと３ｆを対とし、それぞれ電動機１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対して電力供給を行う。また、片側アーム３ａ〜３ｃが直流電圧電源１３と正側で接続された上側アーム、片側アーム３ｄ〜３ｆが直流電圧電源１３と負（接地）側で接続された下側アームとなる。

上側アームである各相の片側アーム３ａ〜３ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ、変圧器６ａ〜６ｃ、ダイオード７ａ〜７ｃ及び変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃで構成する。

ここでスイッチング素子４ａ〜４ｃは上述したＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴである。対となるスイッチング素子４ｄ〜４ｆとの間で連携したスイッチング動作を行うことで、電動機１の各相に交流電力を供給する。

還流手段となる還流ダイオード５ａ〜５ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃに逆並列接続され、スイッチング素子４ａ〜４ｃの切り替え（スイッチング）により発生する還流電流を流すようにする。ここではダイオードを用いているが、他の同様の機能を有する素子を代用することもできる。

また、変圧器６ａ〜６ｃは、所定のタイミングでスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ側に電力供給する。これにより、スイッチング素子４ａ〜４ｃの寄生ダイオード、還流ダイオード５ａ〜５ｃによって逆回復時に発生するリカバリー電流を抑制して逆回復を素早く行わせる。そのため、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線とダイオード７ａ〜７ｃとを、スイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃと並列接続する。そして、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃから変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線への電流（電力）供給に基づいて、二次側巻線に起電力による電流を生じさせる。変圧器６ａ〜６ｃを用いることで、リカバリー電流を抑制する制御を行う変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ（主回路）とを絶縁することになる。このため、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃの故障等が直接主回路側に影響を与えることがなく、安全性、信頼性を高めることができる。ここで、本実施の形態では、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性を同じにする。そして、一次側巻線に蓄積されるエネルギーを回生させる（電力回収する）ため、一次側巻線を２つの巻線で構成する。

ダイオード７ａ〜７ｃは、それぞれ変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線と直列接続しており、例えば逆回復をすばやく行えるようにするため回復時間がはやい高速ダイオードで構成する。スイッチング素子４ａ〜４ｃとの関係においては、ドレイン側、ソース側のどちら側と接続されるようにしてもよい。ここで、ダイオード７ａ〜７ｃに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。ここで、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線と並列接続するようにしてもよい。また、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃについては後述する。ここで、以下、特に区別したり、特定したりする必要がない場合には、添字を省略して記載する場合もある。

一方、下側アームとなる各相の片側アーム３ｄ〜３ｆは、スイッチング素子４ｄ〜４ｆ、スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオード５ｄ〜５ｆで構成する。ここで、本実施の形態では、スイッチング素子４ｄ〜４ｆはＩＧＢＴであるものとする。インバータ駆動装置を高電圧の領域で適用しないため、ＩＧＢＴにおけるリカバリー損失を無視できるものとし、片側アーム３ｄ〜３ｆでは変圧器６、ダイオード７及び変圧器駆動回路１１を有していない。このため、これらの素子等に係るコストを削減することができる。

また、電流検出素子８ａ、８ｂは、それぞれ電動機１のＵ相、Ｗ相に供給される電流を検出するための素子である。電流検出素子８ａ、８ｂの検出に係る信号（Ｉｕ、Ｉｗ）が、増幅器９（９ａ〜９ｂ）を介してインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて電流値に換算し、データとして用いる。本実施の形態では、電流検出素子８ａ、８ｂとしてカレントトランス等を用いているが、この検出方法に限定するものではない。例えば直流母線経路に挿入した抵抗に流れる直流電流を用いて電動機１に供給される電流を再現する方法（１シャント電流検出方式）、スイッチング素子４ｄ〜４ｆとＮ側の間に挿入した抵抗により電動機電流を再現する方法（３シャント電流検出方式）等を用いるようにしてもよい。

また本実施形態の電圧検出手段１０は、抵抗、コンデンサ等から成る分圧回路、増幅器等で構成される。電圧検出手段１０の検出に係る電圧の信号（Ｖｄｃ）がインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて直流母線電圧値に換算し、データとして用いる。

インバータ制御装置１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）、Ａ／Ｄ変換器等を有し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、電動機１を駆動させる。例えば、入力される信号に基づいて、電動機１に供給する電流値、直流母線電圧値に変換し、これらのデータに基づいて各種ベクトル制御演算を行ってＰＷＭデューティ信号（以下、ＰＷＭ信号という）を生成する。そして、インバータ装置２内のスイッチング素子４ａ〜４ｆにＰＷＭ信号を出力して動作させ、電動機１に電圧を印加させて電動機１を駆動させる。

また、本実施の形態では、所定のタイミングで変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線に電力（電力）供給するための変圧器駆動信号を作成する。ここで、本実施の形態では、インバータ制御装置１２が有するＣＰＵ等で変圧器駆動信号を作成するものとして説明するが、例えば、ロジック回路を用いて上側アーム及び下側アームのゲート信号等を用いてロジックを構成し、所望の区間に変圧器駆動信号を出力するようにしてもよい。

図４は実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを中心とする片側アーム３ａ〜３ｃの構成を表す図である。ここでは、代表として電動機１のＵ相に電力供給を行うための片側アーム３ａについて説明するが、他の片側アーム３ｂ、３ｃについても同様である。

変圧器駆動回路１１ａは、変圧器用スイッチング素子２１ａ、ダイオード２２ａ及び直流電源３１ａを基本構成として有している。変圧器駆動回路１１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力（電流）供給を制御する回路である。

変圧器用スイッチング素子２１ａはインバータ制御装置１２が出力する変圧器駆動信号に基づいてオン・オフ動作する。本実施の形態では、変圧器用スイッチング素子２１ａがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電力（電流）が供給される。ダイオード２２ａは、変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーを直流電圧電源３１ａに回生させ、磁束をリセットさせるためのバイパス経路に設ける。直流電源３１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力供給するための電源である。ここでは直流電源３１ａとしているが、変圧器駆動回路１１ｂ、１１ｃと共通した電源としてもよい。

図４（ａ）の変圧器駆動回路１１ａにおいて、変圧器６に蓄積されたエネルギーを電力回収する例を示したが、実施段階では変圧器駆動回路１１ａの機能を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。

例えば、図４（ａ）に示す変圧器駆動回路１１ａでは、変圧器６ａの一次側巻線と接続した直流電源３１ａに電力回収をさせることができる（回生させることができる）ため、高効率な駆動を行うことができる。ただし、電流Ｉａｐ１、Ｉａｐ２がそれほど大きくなく、二次側巻線で電力消費させても効率への影響が少ない場合には、図４（ｂ）のような片側アーム３ａとしてもよい。

図４（ｂ）では、スイッチング素子２１ａがオンしている時の動作は、図４（ａ）と同様である。しかしながらスイッチング素子２１ａがオフすると、変圧器６の二次側巻線に電流が発生し、変圧器６の二次側巻線における抵抗と二次側巻線と並列に接続したダイオード３０ａとによりその電力が消費される。

ここで、ダイオード３０ａについても、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。

図４（ｂ）の変圧器駆動回路１１ａでは、励磁電流対策として追加の巻線を付加する必要がないため、一次側巻線の構造を簡素化することができる。このため、変圧器６の小型化が可能となる。

また、実際に変圧器駆動回路１１ａを構成する際には、図４（ａ）、（ｂ）の素子構成だけでなく、適宜変更することができる。例えば、図２（ｃ）のように、リーク電流、サージ電流、スパイクノイズ等への対策として、コンデンサ２５ａを変圧器用スイッチング素子２１ａと並列に接続するようにしてもよい。

さらに、電流立ち上がりを抑制したい場合は、図２（ｃ）のように、例えば抵抗２４ａとコンデンサ２５ａとの直列回路であるスナバ回路２３ａをスイッチング素子２１ａと並列に接続するようにしてもよい。

図５は実施の形態１に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。図５は、特に、前述した図４（ａ）（図４（ｃ））の変圧器駆動回路１１の構成について示している。次に変圧器６を利用してリカバリー損失を低減する方法について説明する。

通常、インバータ制御装置１２からは、図５に示すようなＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎ）が出力される。図５ではアクティブ方向をＨｉ側としており、信号がＨｉだとスイッチング素子４、変圧器用スイッチング素子２２がオンし、Ｌｏｗだとオフする。

まず、図５（ａ）に示すような変圧器駆動回路１１を駆動させない（又は有していない）場合について説明する。ここでは図５（ａ）の信号Ｕｐ、Ｕｎに着目する。例えば、キャリア周期を前半と後半に分けた場合、キャリア周期後半では、スイッチング素子４ａがオフするタイミング（ａ点）より、スイッチング素子４ａと逆並列接続しているダイオード５ａに還流電流が流れ始める。

所定のデッドタイム区間を経て、スイッチング素子４ｄがオンするタイミング（ｂ点）においては、還流電流等によって蓄積された電荷により、リカバリー電流が流れるため、リカバリー損失が発生する。

そこで、図５（ｂ）に示すように、変圧器駆動回路１１に電力供給させて変圧器６を動作させるようにする。例えば、図５（ｂ）の変圧器駆動信号Ｓｔｒａのように、ａ点からｂ点までインバータ制御装置１２からスイッチング素子２１ａをオンさせる変圧器駆動信号を出力する。スイッチング素子２１ａがオンすると、変圧器６の一次側巻線に電流Ｉａｐ１が流れ、２次側巻線にも電流Ｉａｐ２が流れる。このとき、変圧器６ａの一次側巻線と二次側巻線との極性が同じであるため、電流Ｉａｐ２は電流Ｉａｐ１と同じタイミングで流れる。

また、スイッチング素子２１ａがオフすると、一次側巻線の励磁電流はこのバイパス経路を通り、ダイオード２２ａを介して変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーが直流電圧電源３１ａに回生される。このため、変圧器コアの磁束密度をキャリア周期ごとにリセットでき、変圧器６の飽和を防ぐことが可能である。

このようにして変圧器６を介して電流（Ｉａｐ２）を流すことで、逆回復を行うことができ、リカバリー損失を低減させることができる。

図６は実施の形態１に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。図６では、特に図６（ｂ）の構成について示している。ここで、図４（ｃ）に示すように、変圧器６の２次側巻線とダイオード３０ａでショートサイクルする電流をＩａｐ２ａとし、スイッチング素子４ａに並列に接続されたダイオード５ａに流れこむ電流をＩａｐ２ｂとする。

図６（ｂ）のような構成では、電源３１ａにエネルギーを回生させることができない。しかしながら、図６から分かるように、スイッチング素子２１ａがオフしたときに発生する電流Ｉａｐ２ａは、変圧器６の巻線抵抗とダイオード３０ａとにより電力消費されるため、変圧器６の飽和を防ぐことができる。

上記の図５、図６ではＵ相の電力供給に係る上側アームである片側アーム３ａの動作例について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る片側アーム３ｂ、３ｃについても同様に電流を流すことで同様の効果が得ることができる（特に図５では、Ｖ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｂ、Ｗ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｃとしている）。

以上のように、実施の形態１のシステムによれば、インバータ駆動装置において、変圧器６ａ〜６ｃと変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとを有し、インバータ制御装置１２が、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃに変圧器駆動信号を出力して、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線に電流を流し、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線からスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ側に電流を流すようにしたので、リカバリー電流を抑制することができ、逆回復に係る時間を短縮することができる。そのため、リカバリー損失を低減することができ、高効率のインバータ駆動装置を得ることができる。このとき、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されており、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとインバータ主回路とが基本的には切り離されているため、相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。

また、逆回復の時間が遅くなるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子４ａ〜４ｃを有する片側アーム３ａ〜３ｃについて、変圧器６ａ〜６ｃ、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを設けるようにしたので、スイッチング素子４ｄ〜４ｆにリカバリー損失対策用の回路を特に設けることなく、大幅なコストアップをせずに高効率化することができる。特に、本実施の形態のように、変圧器６ａ〜６ｃを介することで、変圧器６ａ〜６ｃによるサージ量調整が可能となり、片側アーム３ａ〜３ｃのそれぞれの調整を簡単に行うことができるため、上側アームについても変圧器駆動回路１１を設けやすい環境となる。そして、上側アームのスイッチング素子４ａ〜４ｃにＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いることで、上側張り付き二相変調を行うことができる。このため、スイッチングの回数が減り、スイッチングにかかる損失を低減することができる。ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が小さいという効果を発揮し、システム全体の損失を低減することができる。また、本実施の形態では、上側アームについて変圧器駆動回路１１を設ける例を示したが、当然のことながら下側アームに設置してもよい。その場合には、下側張り付き二相変調を用いることで同様の効果が得られる。

さらに、ダイオード７ａ〜７ｃを高速ダイオードとするようにしたので、スイッチング素子の休止区間といった微少時間であっても逆回復を行うことができる。また、変圧器６ａ〜６ｃについて、一次側巻線と二次側巻線の極性を同じになるようにしたので、インバータ制御装置１２は、上側アームに係るスイッチング素子４ａ〜４ｃ、下側アームに係るスイッチング素子４ｄ〜４ｆの休止区間中またはその前後区間において、変圧器６ａ〜６ｃの１次側巻線と２次側巻線とに同じタイミングで電流を流すことができるので、容易に変圧器駆動信号を作成し、出力することができる。

また、変圧器６の一次側巻線と二次側巻線の極性が同じである場合に、一次側巻線側に電力回生のためのバイパス回路を設けるか、二次側巻線側にダイオード３０ａを並列接続して電力消費させるようにしたので、励磁電流のリセットを簡易に行うことができる。

そして、変圧器駆動回路１１に、ダイオード２２ａ、抵抗、スナバ回路等をさらに構成するようにすれば、サージ、スパイクノイズ等の対策を行うことができる。また、過電流を防止することもできる。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。

図７において、図３と同じ番号を付しているものは、基本的には実施の形態１で説明した動作とほぼ同様の機能（動作）を行う。本実施の形態のシステムは、実施の形態１のシステムと比較して、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性が異なるようにしている。さらに、一次側巻線においては電力回収をする必要がないことから、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線の構成が簡素になっている。このため、変圧器６の小型化が可能となる。

ここで、実施の形態２においても、ダイオード７ａ〜７ｃに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。

図８は実施の形態２に係る片側アーム３ａ〜３ｃ構成を表す図である。図８においても、片側アーム３ａについて説明しているが、他の片側アーム３ｂ、３ｃについても同様である。

例えば、図８（ａ）〜（ｃ）に示すように、変圧器６ａ〜６ｃの１次側巻線と２次側巻線との極性が異なっている。ここで、変圧器駆動回路１１ａでは、励磁電流対策として追加の巻線を付加する必要がないため、一次側巻線の構造を簡素化することができる。このため、変圧器６の小型化が可能となる。

また、実施の形態１と同様に、整流用のダイオード２２ａを設けるようにしてもよいし、電流立ち上がり抑制のための抵抗２４ａを設けるようにしてもよい。また、スナバ回路等を設けるようにしてもよい。

図９は実施の形態２に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。ここでは、電動機１のＵ相への電力供給に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流について説明する。図９ではアクティブ方向をＨｉ側としている。

例えば、実施の形態２の片側アーム３ａの変圧器６ａでは、１次側巻線と２次側巻線との極性が異なるので、図８の変圧器用スイッチング素子２２ａがオンして１次側巻線に電力が供給されたときには、２次側巻線から電流が流れない。その後、スイッチング素子２２ａがオフした時点で２次側巻線から電流が流れる（電力が供給される）。

リカバリー電流を低減するためには、スイッチング素子４ｄ〜４ｆのオンタイミング（例えば、ＰＷＭ信号Ｕｎで制御されるスイッチング素子４ｄでは図９のｂ点）までに上側アームである片側アーム３ａ〜３ｃの逆回復を概ね完了させる必要がある。このため、本実施の形態においては、実施の形態１に比べ、インバータ制御装置１２が変圧器駆動回路１１にオン、オフに係る変圧器駆動信号を出力するタイミングを微調整することが必要となる。

例えば、図９に示すように、スイッチング素子４ａがオフして休止区間がスタートするａ点よりも少し前のタイミングで、インバータ制御装置１２は、変圧器駆動回路１１ａのスイッチング素子２２ａをオンさせる変圧器駆動信号を出力して調整を図る。

その後、スイッチング素子４ｄがオンする（ｂ点）前のタイミングで変圧器駆動回路１１ａのスイッチング素子２２ａをオフさせる変圧器駆動信号を出力する。

このようにすることで、リカバリー電流を低減させ、逆回復をすばやく行い、損失を低減することができる。

ここで、図９では、スイッチング素子４ｄがオンした後もアシスト電流Ｉａｐ２が残っているが、損失が多少悪化するのみで回路故障等の実動作上の問題は発生しない。

上記の図９ではＵ相の電力供給に係る上側アームである片側アーム３ａの動作例について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る片側アーム３ｂ、３ｃについても同様に電流を流すことで同様の効果を得ることができる（図９ではＶ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｂ、Ｗ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｃとしている）。また、実施の形態１と同様に、下側アームに変圧器駆動回路１１を設置して動作させるようにしても良い。

以上のように、実施の形態２のシステムによれば、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性が異なるようにしたので、インバータ制御装置１２は、上側アームに係るスイッチング素子４ａ〜４ｃ、下側アームに係るスイッチング素子４ｄ〜４ｆの休止区間中またはその前後区間において、変圧器６ａ〜６ｃの１次側巻線と２次側巻線との間で異なるタイミングで電流を流すことができる。このため、インバータ制御装置１２が生成、出力する変圧器駆動信号の自由度を高めることができる。例えば、休止区間のばらつき、スイッチング素子３ａ〜３ｃ等の逆回復に係る電荷量、各対のスイッチング素子のオン・オフタイミングのズレ等を考慮する。そして、変圧器６ａ〜６ｃのインダクタンス値（一次側巻線に流れる電流勾配）を適切に設計し、変圧器駆動回路１１ａのスイッチング素子２２ａをオン・オフするタイミングを適切に設定することにより、システム効率のよい運転が可能となる。

実施の形態３．
図１０は、本発明の実施の形態３に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。

図１０において、図３と同じ番号を付しているものは、基本的には実施の形態１で説明した動作とほぼ同様の機能（動作）を行う。本実施の形態のシステムは、変圧器駆動回路１１を含む、片側アーム３ａ〜３ｃの構成が実施の形態１のシステムと異なる。ここで、本実施の形態でも、実施の形態１と同様に、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性を同じにする。このため、例えばロジック回路を用いて所望の区間に変圧器駆動信号を出力するようにしてもよい。

本実施の形態の片側アーム３ａ〜３ｃは、ダイオード７ａ〜７ｃの代わりに、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線に対して、ブリッジ接続するためのブリッジ用ダイオード２６ａ〜２６ｃ、２７ａ〜２７ｃ、２８ａ〜２８ｃ及び２９ａ〜２９ｃを有している。ブリッジ用ダイオード２６ａ〜２６ｃ、２７ａ〜２７ｃ、２８ａ〜２８ｃ及び２９ａ〜２９ｃにより、例えば、変圧器６の二次側巻線からの電流が流れる方向に依らず、一方向（リカバリー電流を低減させる方向（以下、＋方向という））に電流を流すことができる。ここで、ブリッジ用ダイオード２６ａ〜２６ｃ、２７ａ〜２７ｃ、２８ａ〜２８ｃ及び２９ａ〜２９ｃに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで低損失化することができる。

図１１は実施の形態３に係る変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを中心とする片側アーム３ａ〜３ｃ構成を表す図である。図１１では片側アーム３ａについて説明するが、他の片側アーム３ｂ、３ｃについても同様である。

実施の形態３における変圧器駆動回路１１ａは、例えば図１１（ａ）に示すように、変圧器用スイッチング素子４１ａ、４２ａ、コンデンサ５１ａ、５２ａ及び直流電源３１ａを基本構成として有している。そのため、変圧器用スイッチング素子４１ａ、４２ａのどちらかをオンさせることで、変圧器６の一次側巻線に対して、双方向に電流を供給することができる。これにより、変圧器６ａに蓄積されるエネルギーをリセットさせることができる。本実施の形態では、インバータ制御装置１２は、変圧器用スイッチング素子４１ａと４２ａとをキャリア周期毎に交互にオン・オフさせる。このため、本実施の形態では、インバータ制御装置１２は、スイッチング素子４１、４２のそれぞれを制御するために、変圧器駆動回路１１ａに対して２系統の変圧器駆動信号を出力する。

また、図１１（ｂ）に示すように、コンデンサ５１ａ、５２ａの代わりに、変圧器用スイッチング素子４３ａ、４４ａにより回路構成をするようにしてもよい。この場合は、変圧器用スイッチング素子４１ａと４４ａとを同じタイミングでオン・オフさせ、変圧器用スイッチング素子４２ａと４３ａとを同じタイミングでオン・オフさせる。

本実施の形態の変圧器駆動回路１１ａにおいては、変圧器６の一次側巻線に対して、双方向に電流を供給するようにしたが、実施段階では変圧器駆動回路１１ａの機能を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。

例えば、実施の形態１と同様に、リーク電流、サージ電流、スパイクノイズ等への対策として、スナバ回路等を設けるようにしてもよい。また、変圧器６について、２つの一次側巻線で双方向に電流を流すようにすることもできる。

図１２は実施の形態３に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流の波形の一例を示す図である。ここでは、電動機１のＵ相への電力供給に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号及び電流について説明する。図１２ではアクティブ方向をＨｉ側としている。

インバータ制御装置１２は、変圧器駆動信号Ｓｔｒａ１により、図１２のａ１点からｂ１点まで変圧器用スイッチング素子４１ａをオンさせる。これにより、変圧器６の一次側巻線に電流Ｉａｐ１が＋方向に流れ、さらに二次側巻線を流れる電流Ｉａｐ２、還流ダイオード５ａ側に流れこむ電流Ｉａｐ３も＋方向に流れる。

そして、ａ１・ａ２点から見た次のキャリア周期では、インバータ制御装置１２は、変圧器駆動信号Ｓｔｒａ２により、図１２のａ２点からｂ２点まで変圧器用スイッチング素子４２ａをオンさせる。このとき、コンデンサ５２に蓄えられた電荷により変圧器６の一次側巻線に電流Ｉａｐ１が−方向（変圧器用スイッチング素子４１ａがオンしたときとは逆方向）に流れ、二次側巻線を流れる電流Ｉａｐ２も−方向に流れる。一方、ブリッジ用ダイオード２６ａ〜２６ｃ、２７ａ〜２７ｃ、２８ａ〜２８ｃ及び２９ａ〜２９ｃにより、電流Ｉａｐ３は＋方向に流れる。

このようにして、変圧器用スイッチング素子４１ａと４２ａとをキャリア周期毎に交互にオン・オフすることで、変圧器６ａの１次側巻線と２次側巻線には、キャリア周期毎に極性が異なるパルス電流が交互に流れることとなる。そのため、スイッチング素子４１がオンすることにより電流Ｉａｐ１が＋方向に流れることで増加する磁束は、スイッチング素子４２がオンすることによりＩａｐ２が−方向に流れることで減少するので、磁束密度を元に戻すための一次側巻線が不要となる。これにより、一次側巻線の構造を簡素にすることができるため、変圧器６ａを小型化することができる。

上記の図１２ではＵ相の電力供給に係る上側アームである片側アーム３ａの動作例について説明したが、Ｖ相、Ｗ相に係る片側アーム３ｂ、３ｃについても同様に電流を流すことで同様の効果を得ることができる（図９ではＶ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｂ１、Ｓｔｒｂ２、Ｗ相に係る変圧器駆動信号をＳｔｒｃ１、Ｓｔｒｃ２としている）。また、実施の形態１と同様に、下側アームに変圧器駆動回路１１を設置して動作させるようにしても良い。

以上のように、実施の形態３のインバータ駆動装置によれば、変圧器駆動回路１１ａにおいて、対となるスイッチング素子４１ａ、４２ａを有し、キャリア周期毎に交互にオン・オフさせるようにしたので、変圧器６の一次側巻線に対して、双方向に電流を供給することができる。このため、変圧器コアの磁束密度を元に戻す巻線が不要となる。このため汎用性の高いシステムを構築することができる。そして、このときに流れる変圧器６ａの２次側巻線に流れる双方向の電流をブリッジ用ダイオード２６ａ〜２６ｃ、２７ａ〜２７ｃ、２８ａ〜２８ｃ及び２９ａ〜２９ｃにより一方向（リカバリー電流を低減させる方向）に電流を流すようにしたので、実施の形態１のインバータ駆動回路と同様に、リカバリー電流を抑制することができ、逆回復に係る損失を低減することができる。

実施の形態４．
前述した各実施の形態においては、電動機１が三相交流電動機であったので、三対のスイッチング素子４ａ〜４ｆを有していたが、これに限定するものではない。例えば、電動機１が単相交流の場合には、一対のスイッチング素子を設けるようにすればよい。

実施の形態５．
図１３は本発明の実施の形態５に係る冷凍空気調和装置の構成図である。図１３の冷凍空気調和装置は、熱源側ユニット（室外機）１００と負荷側ユニット（室内機）２００とを備え、これらが冷媒配管で連結され、主となる冷媒回路（以下、主冷媒回路という）を構成して冷媒を循環させている。冷媒配管のうち、気体の冷媒（ガス冷媒）が流れる配管をガス配管３００とし、液体の冷媒（液冷媒。気液二相冷媒の場合もある）が流れる配管を液配管４００とする。

熱源側ユニット１００は、本実施の形態においては、圧縮機１０１、油分離器１０２、四方弁１０３、熱源側熱交換機１０４、熱源側ファン１０５、アキュムレータ（気液分離器）１０６、熱源側絞り装置（膨張弁）１０７、冷媒間熱交換器１０８、バイパス絞り装置１０９及び熱源側制御装置１１１の各装置（手段）で構成する。

圧縮機１０１は、構造については、上述した電動機１を圧縮機用として用いている。一方、運転制御については、実施の形態１〜４に記載したインバータ駆動回路２等を備え、運転周波数を任意に変化させることにより、圧縮機１０１の容量（単位時間あたりの冷媒を送り出す量）を細かく変化させることができるものとする。

また、油分離器１０２は、冷媒に混じって圧縮機１０１から吐出された潤滑油を分離させるものである。分離された潤滑油は圧縮機１０１に戻される。四方弁１０３は、熱源側制御装置１１１からの指示に基づいて冷房運転時と暖房運転時とによって冷媒の流れを切り換える。また、熱源側熱交換器１０４は、冷媒と空気（室外の空気）との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては蒸発器として機能し、熱源側絞り装置１０７を介して流入した低圧の冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を蒸発させ、気化させる。また、冷房運転時においては凝縮器として機能し、四方弁１０３側から流入した圧縮機１０１において圧縮された冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮して液化させる。熱源側熱交換器１０４には、冷媒と空気との熱交換を効率よく行うため、熱源側ファン１０５が設けられている。熱源側ファン１０５も、実施の形態１〜４に記載したインバータ駆動回路２を有してファンモータの運転周波数を任意に変化させてファンの回転速度を細かく変化させるようにする。

冷媒間熱交換器１０８は、冷媒回路の主となる流路を流れる冷媒と、その流路から分岐してバイパス絞り装置１０９（膨張弁）により流量調整された冷媒との間で熱交換を行う。特に冷房運転時において冷媒を過冷却する必要がある場合に、冷媒を過冷却して負荷側ユニット２００に供給するものである。バイパス絞り装置１０９を介して流れる液体は、バイパス配管１０７を介してアキュムレータ１０６に戻される。アキュムレータ１０６は例えば液体の余剰冷媒を溜めておく手段である。熱源側制御装置１１１は、例えばマイクロコンピュータ等からなる。負荷側制御装置２０４と有線又は無線通信することができ、例えば、冷凍空気調和装置内の各種検知手段（センサ）の検知に係るデータに基づいて、インバータ回路制御による圧縮機１０１の運転周波数制御等、冷凍空気調和装置に係る各手段を制御して冷凍空気調和装置全体の動作制御を行う。

一方、負荷側ユニット２００は、負荷側熱交換器２０１、負荷側絞り装置（膨張弁）２０２、負荷側ファン２０３及び負荷側制御装置２０４で構成される。負荷側熱交換器２０１は冷媒と空気との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては凝縮器として機能し、ガス配管３００から流入した冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮させて液化（又は気液二相化）させ、液配管４００側に流出させる。一方、冷房運転時においては蒸発器として機能し、負荷側絞り装置２０２により低圧状態にされた冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒に空気の熱を奪わせて蒸発させて気化させ、ガス配管３００側に流出させる。また、負荷側ユニット２００には、熱交換を行う空気の流れを調整するための負荷側ファン２０３が設けられている。この負荷側ファン２０３の運転速度は、例えば利用者の設定により決定される。負荷側絞り装置２０２は、開度を変化させることで、負荷側熱交換器２０１内における冷媒の圧力を調整するために設ける。

また、負荷側制御装置２０４もマイクロコンピュータ等からなり、例えば熱源側制御装置１１１と有線又は無線通信することができる。熱源側制御装置１１１からの指示、居住者等からの指示に基づいて、例えば室内が所定の温度となるように、負荷側ユニット２００の各装置（手段）を制御する。また、負荷側ユニット２００に設けられた検知手段の検知に係るデータを含む信号を送信する。

以上のように実施の形態５の冷凍空気調和装置によれば、インバータ駆動装置におけるリカバリー損失を低減することができるため、高効率で、電力消費を抑えることができる冷凍空気調和装置を得ることができる。また、例えば、冷凍空気調和装置の中で特に重要な圧縮機１０１において、信頼性が高く、コストの低減を図ることができるため、冷凍空気調和装置全体としても信頼性が高く、コスト低減を図ることができる。

実施の形態６．
前述の実施の形態５では冷凍空気調和装置にインバータ駆動装置を適用する場合について説明したが、例えば、冷凍、冷蔵倉庫等に利用する冷却装置、ヒートポンプ装置等にも利用することができる。また、電動機を使用する他の機器にも利用することができるし、照明機器等にも利用することができる。

１ 電動機、２ インバータ駆動装置、３ａ〜３ｆ 片側アーム、４ａ〜４ｆ スイッチング素子、５ａ〜５ｆ 還流ダイオード、６ａ〜６ｃ 変圧器、７ａ〜７ｆ ダイオード、８ａ，８ｂ 電流検出手段、９ａ，９ｂ 増幅器、１０ 電圧検出手段、１１ａ〜１１ｃ 変圧器駆動回路、１２ インバータ制御装置、１３ 直流電圧源、２１ａ，４１ａ，４２ａ，４３ａ，４４ａ 変圧器用スイッチング素子、２２ａ ダイオード、２３ａ スナバ回路、２４ａ 抵抗、２５ａ コンデンサ、２６ａ〜２６ｃ，２７ａ〜２７ｃ，２８ａ〜２８ｃ，２９ａ〜２９ｃ ブリッジ用ダイオード、３１ａ 直流電圧源、５１ａ，５２ａ コンデンサ、６１ ｐ層、６２ ｎ層、１００ 熱源側ユニット、１０１ 圧縮機、１０２ 油分離器、１０３ 四方弁、１０４ 熱源側熱交換機、１０５ 熱源側ファン、１０６ アキュムレータ、１０７ 熱源側絞り装置、１０８ 冷媒間熱交換器、１０９ バイパス絞り装置、１１０ 熱源側制御装置、２００ 負荷側ユニット、２０１ 負荷側熱交換器、２０２ 負荷側絞り装置、２０３ 負荷側ファン、２０４ 負荷側制御装置、３００ ガス配管、４００ 液配管。

Claims (12)

1. 変換用スイッチング素子と、該変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、
   前記変換用スイッチング素子及び前記還流手段に、二次側巻線を並列接続する変圧器と、
   該変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路と
   を、前記一対のアームのうちの一方のアームに備えることを特徴とするインバータ駆動装置。
2. 前記変圧器の二次側巻線と接続されたダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ駆動装置。
3. 前記変圧器及び前記変圧器駆動回路を備えるアームが、直流電源の正側と接続されるアームであることを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ駆動装置。
4. 前記変圧器及び前記変圧器駆動回路を備えるアームの前記変換用スイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
5. 前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線とにおける極性を同じにすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
6. 前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線とにおける極性を逆にすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
7. 前記変圧器駆動回路は、前記変圧器の一次側巻線に電流供給するための電源及び少なくとも１の変圧器用スイッチング素子で構成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
8. 前記変圧器駆動回路は、前記変圧器の一次側巻線に電流供給するための電源、複数の変圧器用スイッチング素子及び複数のコンデンサで構成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
9. 複数の変圧器用スイッチング素子を二組に分け、各組を交互に動作させて、前記変圧器の一次側巻線に対し、双方向に電流を供給することを特徴とする請求項７又は８記載のインバータ駆動装置。
   
10. 前記変圧器駆動回路は、ダイオード又は抵抗の少なくとも一方をさらに有することを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
11. 前記変圧器駆動回路は、スナバ回路をさらに有することを特徴とする請求項７〜１０のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
12. 請求項１〜１１のいずれかに記載のインバータ駆動装置を、圧縮機又は送風機の少なくとも一方を駆動するために備えることを特徴とする冷凍空気調和装置。

Images