JP6233567B2 - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電源回路及び照明装置に関する。

入力電圧を所定の出力電圧に変換して負荷に供給する電源回路がある。電源回路は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの発光素子を含む照明装置に用いられている。電源回路は、例えば、発光素子に電力を供給し、発光素子を点灯させる。また、電源回路では、トランスを用いることにより、一次側と二次側とを電気的に絶縁することが行われている。こうした電源回路では、安定した動作が望まれる。

特開２０１３−６９７６６号公報

安定した動作の電源回路及び照明装置を提供することを目的とする。

本発明の実施形態によれば、ブリッジ回路と、トランスと、整流平滑回路と、ドライバと、フィードバック回路と、電源部と、を備えた電源回路が提供される。前記ブリッジ回路は、少なくとも１つのスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオン・オフによって、直流電圧を交流電圧に変換する。前記トランスは、前記ブリッジ回路に接続された一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合した二次巻線と、を含む。前記整流平滑回路は、前記二次巻線から出力される交流電圧を直流の出力電圧に変換して直流負荷に供給する。前記ドライバは、前記スイッチング素子のオン・オフを制御する。前記フィーバック回路は、前記直流負荷に流れる出力電流の検出信号と、前記出力電圧の変動から得られる微分信号と、が入力され、前記検出信号と前記微分信号とを基に、前記ドライバをフィードバック制御する。前記電源部は、前記出力電圧から前記フィードバック回路に対応した駆動電圧を生成し、前記駆動電圧をフィードバック回路に供給する。前記フィードバック回路は、差動増幅回路と、前記整流平滑回路の高電位側の出力端子と前記差動増幅回路の一方の入力端子との間に設けられたコンデンサと、を含み、前記コンデンサを介して前記一方の入力端子に前記微分信号を入力するとともに、前記一方の入力端子に前記検出信号を入力し、前記差動増幅回路の他方の入力端子に基準電圧を入力し、前記一方の入力端子の電圧と前記他方の入力端子の電圧との差分に対応した電圧をフィードバック信号として前記ドライバに入力する。前記ドライバは、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御する。

本発明の実施形態によれば、安定した動作の電源回路及び照明装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係る電源回路の特性の一例を模式的に表すグラフ図である。 図３（ａ）〜図３（ｃ）は、トランスの一部及び特性を表す模式図である。 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、第１の実施形態に係る照明装置の一部を模式的に表す部分断面図である。 第２の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 第２の実施形態に係る別の照明装置を模式的に表すブロック図である。 第３の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 電源回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。 フィードバック回路を模式的に表すブロック図である。 第４の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 第５の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（直流負荷）と、電源回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。照明光源１６は、例えば、有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）などでもよい。照明光源１６には、例えば、順方向降下電圧を有する発光素子が用いられる。照明負荷１２は、電源回路１４からの出力電圧の印加及び出力電流の供給により、照明光源１６を点灯させる。出力電圧及び出力電流の値は、照明光源１６に応じて規定される。

電源回路１４は、一対の電源入力端子１４ａ、１４ｂと、一対の電源出力端子１４ｃ、１４ｄと、を有する。各電源入力端子１４ａ、１４ｂには、交流電源２が接続される。照明負荷１２は、各電源出力端子１４ｃ、１４ｄに接続される。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。

交流電源２は、例えば、商用電源である。電源回路１４は、交流電源２から供給される交流の入力電圧ＶＩＮを直流の出力電圧ＶＯＵＴに変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源１６を点灯させる。

電源出力端子１４ｃの電位は、電源出力端子１４ｄの電位よりも高い。例えば、照明光源１６がＬＥＤである場合には、アノードが、電源出力端子１４ｃに接続され、カソードが、電源出力端子１４ｄに接続される。これにより、照明光源１６に順方向の電流が流れ、照明光源１６が点灯する。以下では、各電源出力端子１４ｃ、１４ｄを区別する場合に、電源出力端子１４ｃを高電位出力端子１４ｃと称し、電源出力端子１４ｄを低電位出力端子１４ｄと称す。

電源回路１４は、フィルタ回路２１と、整流回路２２と、力率改善回路２３と、ハーフブリッジ回路２４（ブリッジ回路）と、トランス２５と、整流平滑回路２６と、を含む。

フィルタ回路２１は、各電源入力端子１４ａ、１４ｂに接続されている。フィルタ回路２１は、例えば、インダクタと、コンデンサと、を含む。フィルタ回路２１は、交流電源２から供給される入力電圧ＶＩＮに含まれるノイズを抑制する。

整流回路２２は、入力端子２２ａ、２２ｂ、高電位端子２２ｃ、及び、低電位端子２２ｄを有する。各入力端子２２ａ、２２ｂは、フィルタ回路２１に接続される。整流回路２２には、フィルタ回路２１によってノイズの抑制された入力電圧ＶＩＮが入力される。フィルタ回路２１は、必要に応じて設けられ、省略可能である。例えば、フィルタ回路２１を省略し、整流回路２２を各電源入力端子１４ａ、１４ｂに接続してもよい。

整流回路２２は、例えば、ダイオードブリッジである。整流回路２２は、例えば、交流の入力電圧ＶＩＮを全波整流し、全波整流後の整流電圧（例えば、脈流電圧）を高電位端子２２ｃと低電位端子２２ｄとの間に生じさせる。高電位端子２２ｃの電位は、低電位端子２２ｄの電位よりも高い。低電位端子２２ｄの電位は、例えば、接地電位または電源回路１４の基準電位である。低電位端子２２ｄの電位は、高電位端子２２ｃの電位よりも低い任意の電位でよい。整流回路２２による入力電圧ＶＩＮの整流は、半波整流でもよい。

力率改善回路２３は、整流回路２２に接続される。力率改善回路２３は、整流電圧において、電源周波数の整数倍の高調波の発生を抑制する。これにより、力率改善回路２３は、整流電圧の力率を改善する。

力率改善回路２３は、例えば、スイッチング素子４１と、インダクタ４２と、ダイオード４３と、コンデンサ４４と、を含む。スイッチング素子４１は、電極４１ａ〜電極４１ｃを有する。インダクタ４２の一端は、高電位端子２２ｃに接続されている。インダクタ４２の他端は、電極４１ａに接続されている。電極４１ｂは、低電位端子２２ｄに接続されている。ダイオード４３のアノードは、電極４１ａに接続されている。ダイオード４３のカソードは、コンデンサ４４の一端に接続されている。コンデンサ４４の他端は、低電位端子２２ｄに接続されている。すなわち、この例において、力率改善回路２３は、昇圧チョッパ回路である。力率改善回路２３は、これに限ることなく、整流電圧の力率を改善することができる任意の回路でよい。

力率改善回路２３は、例えば、スイッチング素子４１をスイッチングさせ、入力電流を正弦波に近づけることにより、整流電圧の力率を改善する。また、力率改善回路２３は、力率改善後の整流電圧をコンデンサ４４で平滑化することにより、整流電圧を直流電圧ＶＤＣに変換する。力率改善回路２３は、例えば、交流１００Ｖ（実効値）の入力電圧ＶＩＮを、約４１０Ｖの直流電圧ＶＤＣに変換する。直流電圧ＶＤＣの値は、これに限ることなく、任意の値でよい。なお、コンデンサ４４は、必要に応じて設けられ、省略可能である。力率改善回路２３は、例えば、力率改善後の整流電圧を出力してもよい。

ハーフブリッジ回路２４は、スイッチング素子５１、５２と、コンデンサ５３と、を含む。スイッチング素子５１は、電極５１ａ〜電極５１ｃを有する。電極５１ａは、コンデンサ４４の高電位側の端子に接続されている。電極５１ｂは、スイッチング素子５２の電極５１ａに接続されている。電極５２ｂは、低電位端子２２ｄに接続されている。この例では、整流回路２２と力率改善回路２３とによって直流電圧源が構成される。スイッチング素子５１、５２は、直流電圧源に対して直列に接続される。直流電圧源は、これに限ることなく、ハーフブリッジ回路２４に対して直流電圧を供給可能な任意の電圧源でよい。

トランス２５は、一次巻線５５と、二次巻線５６、５７と、を有する。一次巻線５５は、ハーフブリッジ回路２４に接続されている。一次巻線５５の一端は、電極５１ｂ及び電極５２ａに接続される。すなわち、一次巻線５５の一端は、２つのスイッチング素子５１、５２の間に接続される。一次巻線５５の他端は、コンデンサ５３を介して低電位端子２２ｄに接続されている。この例では、コンデンサ５３が、一次巻線５５と低電位端子２２ｄとの間に接続されている。換言すれば、コンデンサ５３は、一次巻線５５と基準電位との間に接続される。コンデンサ５３は、例えば、電極５１ｂと一次巻線５５との間に接続してもよい。

ハーフブリッジ回路２４は、スイッチング素子５１をオンにし、スイッチング素子５２をオフにすることにより、一次巻線５５を介してコンデンサ５３を充電する。そして、ハーフブリッジ回路２４は、スイッチング素子５１をオフにし、スイッチング素子５２をオンにすることにより、一次巻線５５を介してコンデンサ５３を放電する。このように、ハーフブリッジ回路２４は、各スイッチング素子５１、５２を交互にオン・オフすることにより、一次巻線５５の両端に交流電圧を生じさせる。すなわち、ハーフブリッジ回路２４は、力率改善回路２３から供給される直流電圧ＶＤＣを交流電圧に変換する。

各スイッチング素子４１、５１、５２は、例えば、ｎチャネル形のＦＥＴである。例えば、電極４１ａ、５１ａ、５２ａは、ドレインである。電極４１ｂ、５１ｂ、５２ｂは、ソースである。電極４１ｃ、５１ｃ、５２ｃは、ゲートである。各スイッチング素子４１、５１、５２は、例えば、ｐチャネル形のＦＥＴでもよいし、バイポーラトランジスタやＨＥＭＴなどでもよい。

二次巻線５６、５７は、一次巻線５５と磁気結合している。従って、一次巻線５５に交流電流が流れると、それに応じた交流電流が、二次巻線５６、５７に流れる。これにより、トランス２５は、ハーフブリッジ回路２４から供給される交流電圧を変圧する。トランス２５は、ハーフブリッジ回路２４から供給される交流電圧を降圧する。

このように、トランス２５を設け、一次側と二次側とを電気的に絶縁することで、例えば、照明装置１０の安全性を高めることができる。

二次巻線５７は、二次巻線５６に直列に接続されている。二次巻線５６、５７の接続点は、図示を省略した配線により、低電位端子２２ｄに接続される。二次巻線５６、５７の接続点は、低電位端子２２ｄと実質的に同じ電位に設定される。すなわち、二次巻線５６、５７の接続点は、基準電位に設定される。

整流平滑回路２６は、整流回路６０と、平滑コンデンサ６４と、を含む。整流回路６０は、整流素子６１、６２を含む。整流回路６０は、例えば、１つのパッケージ６０ｐ内に２つの整流素子６１、６２が設けられた１つの素子である。整流素子６１、６２は、ショットキーバリアダイオードである。整流素子６１、６２は、他のダイオードでもよい。

整流素子６１のアノードは、二次巻線５６の二次巻線５７と反対側の端部に接続されている。整流素子６１のカソードは、平滑コンデンサ６４の一端に接続されている。整流素子６２のアノードは、二次巻線５７の二次巻線５６と反対側の端部に接続されている。整流素子６２のカソードは、平滑コンデンサ６４の一端に接続されている。平滑コンデンサ６４の他端は、二次巻線５６、５７の接続点に接続されている。

これにより、整流平滑回路２６は、トランス２５によって降圧された交流電圧を整流素子６１、６２で整流し、整流電圧に変換する。そして、整流平滑回路２６は、整流電圧を平滑コンデンサ６４で平滑化することにより、整流電圧を直流電圧に変換する。すなわち、整流平滑回路２６は、出力電圧ＶＯＵＴを生成する。

高電位出力端子１４ｃは、平滑コンデンサ６４の高電位側の端子に接続されている。低電位出力端子１４ｄは、二次巻線５６、５７の接続点に接続されている。これにより、各電源出力端子１４ｃ、１４ｄの間に出力電圧ＶＯＵＴが出力される。

電源回路１４は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）ドライバ３０（第２ドライバ）と、ＨＢ（Half Bridge）ドライバ３１（第１ドライバ）と、フィードバック回路３２と、制御部３３と、Ｉ／Ｆ（Interface）回路３４と、をさらに含む。

ＰＦＣドライバ３０は、力率改善回路２３のスイッチング素子４１の電極４１ｃに接続に接続されている。ＰＦＣドライバ３０は、例えば、所定のＰＷＭ信号を電極４１ｃに入力することにより、スイッチング素子４１のオン・オフを制御する。すなわち、ＰＦＣドライバ３０は、力率改善回路２３による直流電圧ＶＤＣの生成を制御する。

ＨＢドライバ３１は、ハーフブリッジ回路２４のスイッチング素子５１の電極５１ｃ及びスイッチング素子５２の電極５２ｃに接続されている。ＨＢドライバ３１は、例えば、所定のＰＷＭ信号を電極５１ｃ、５２ｃに入力することにより、スイッチング素子５１、５２のオン・オフを制御する。すなわち、ＨＢドライバ３１は、ハーフブリッジ回路２４による直流電圧ＶＤＣの交流電圧への変換を制御する。

電極５１ｃ、５２ｃに入力するＰＷＭ信号のデューティー比は、５０％である。電極５２ｃに入力するＰＷＭ信号のオンのタイミングは、電極５１ｃに入力するＰＷＭ信号のオンのタイミングと反対である。これにより、各スイッチング素子５１、５２が、交互にオン・オフする。また、ＨＢドライバ３１は、電極５１ｃ、５２ｃに入力するＰＷＭ信号の周波数を制御する。これにより、トランス２５に発生する交流電圧の電圧値を制御することができる。

フィードバック回路３２は、低電位出力端子１４ｄに接続される。フィードバック回路３２は、高電位出力端子１４ｃに接続してもよい。フィードバック回路３２は、出力電圧ＶＯＵＴと、照明負荷１２に流れる出力電流ＩＯＵＴと、の少なくとも一方を検出する。フィードバック回路３２は、出力電圧ＶＯＵＴと出力電流ＩＯＵＴとの少なくとも一方を基に、ＨＢドライバ３１をフィードバック制御する。

照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合、照明光源１６の電圧は、順方向降下電圧に応じて実質的に一定である。従って、照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合には、フィードバック回路３２を低電位出力端子１４ｄに接続することで、照明光源１６に流れる電流を適切に検出することができる。

フィードバック回路３２は、例えば、差動増幅回路を有する。差動増幅回路の一方の入力には、基準電圧が入力される。差動増幅回路の他方の入力には、出力電圧ＶＯＵＴまたは出力電流ＩＯＵＴの検出電圧が入力される。差動増幅回路は、基準電圧と検出電圧との差分に対応した電圧を出力する。

フィードバック回路３２は、差動増幅回路の出力電圧をフィードバック信号としてＨＢドライバ３１に入力する。ＨＢドライバ３１は、フィードバック回路３２からのフィードバック信号に応じて、各スイッチング素子５１、５２のオン・オフの周波数を変化させる。これにより、ＨＢドライバ３１及びフィードバック回路３２は、例えば、出力電流ＩＯＵＴを実質的に一定にする。例えば、照明負荷１２への過電圧の印加や照明負荷１２への過電流の供給が抑制される。

ＨＢドライバ３１とフィードバック回路３２との間には、フォトカプラ３５が設けられている。フォトカプラ３５は、発光部と、受光部と、を有する。フォトカプラ３５は、フィードバック回路３２から入力された電気信号を一度光に変換し、再び電気信号に戻してＨＢドライバ３１に入力する。これにより、ＨＢドライバ３１とフィードバック回路３２とを電気的に絶縁することができる。例えば、一次側と二次側とをより適切に絶縁することができる。

電源回路１４は、信号入力端子１４ｅを有する。信号入力端子１４ｅには、調光器３が接続されている。調光器３は、例えば、操作部を有し、操作部の操作に応じたＰＷＭ信号を調光信号として電源回路１４に入力する。調光器３は、例えば、室内の壁などに取り付けて用いられる。

Ｉ／Ｆ回路３４は、信号入力端子１４ｅに接続されている。Ｉ／Ｆ回路３４は、調光器３から入力された調光信号を制御部３３に出力する。制御部３３とＩ／Ｆ回路３４との間には、フォトカプラ３６が設けられている。これにより、制御部３３とＩ／Ｆ回路３４とが、電気的に絶縁される。例えば、一次側と二次側とをより適切に絶縁することができる。

制御部３３は、例えば、Ｉ／Ｆ回路３４から入力された調光信号を、フィードバック回路３２に対応した形式の調光信号に変換し、変換した調光信号をフィードバック回路３２に入力する。なお、調光器３から入力された信号を、そのままフィードバック回路３２に入力してもよい。ＰＦＣドライバ３０、ＨＢドライバ３１、フィードバック回路３２及び制御部３３の少なくともいずれかは、ソフトウェア制御が可能な半導体素子を含む。ＰＦＣドライバ３０、ＨＢドライバ３１、フィードバック回路３２及び制御部３３には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。

フィードバック回路３２と制御部３３との間には、フォトカプラ３７が設けられている。これにより、フィードバック回路３２と制御部３３とが、電気的に絶縁される。例えば、一次側と二次側とをより適切に絶縁することができる。

フィードバック回路３２は、制御部３３から入力された調光信号に応じて、差動増幅回路に入力する基準電圧を変化させる。フィードバック回路３２は、例えば、ＰＷＭ信号である調光信号をコンデンサで平滑化した直流の電圧を、基準電圧として差動増幅回路に入力する。基準電圧の電圧レベルは、検出電圧の電圧レベルに対応して設定される。より詳しくは、例えば、所望の調光度に対応する調光信号の電圧レベルが、その調光度に対応する輝度で照明光源１６が発光した場合の検出電圧の電圧レベルと実質的に同じとなるように設定される。

フィードバック回路３２は、調光信号に応じてＨＢドライバ３１に入力するフィードバック信号を変化させる。ＨＢドライバ３１は、フィードバック回路３２からのフィードバック信号に応じて、各スイッチング素子５１、５２のオン・オフの周波数を変化させる。このように、ＨＢドライバ３１は、スイッチング素子５１、５２のスイッチング周波数を制御することにより、所定光束を得るための定格出力状態から略調光下限状態まで、出力電圧ＶＯＵＴを調整する。

これにより、電源回路１４は、調光器３で設定された調光度に応じた明るさで、照明負荷１２を点灯させる。このように、電源回路１４は、交流電源２から供給される交流の入力電圧ＶＩＮを直流の出力電圧ＶＯＵＴに変換して照明負荷１２に供給するとともに、調光器３で設定された調光度に応じた明るさに照明負荷１２を調光する。照明装置１０では、任意の明るさで照明負荷１２を点灯させることができる。

トランス２５は、漏れインダクタンス５５ａを含む。図１では、便宜的に漏れインダクタンス５５ａを一次巻線５５と離して図示しているが、実際には、漏れインダクタンス５５ａは、トランス２５の一部である。漏れインダクタンス５５ａは、図示のように、一次巻線５５に直列に接続されたインダクタとして表される。

図２は、第１の実施形態に係る電源回路の特性の一例を模式的に表すグラフ図である。 図２の横軸は、共振回路の共振周波数ｆである。図２の縦軸は、一次巻線５５の両端に生じる電圧Ｖ_Ｌである。

電源回路１４は、トランス２５とコンデンサ５３とによって共振回路を構成する。具体的には、一次巻線５５と漏れインダクタンス５５ａとコンデンサ５３とによって、いわゆるＬＬＣ共振回路を構成する。一次巻線５５と漏れインダクタンス５５ａとコンデンサ５３とによって、共振周波数が決定される。このため、トランス２５の一次側に発生する電圧Ｖ_Ｌは、図２のようになる。従って、各スイッチング素子５１、５２のスイッチング周波数を制御することにより、照明負荷１２に供給する電力を制御することができる。

トランス２５では、一次巻線５５と二次巻線５６、５７との巻数比が、Ｎ１：Ｎ２＝（ＶＤＣ／２）：Ｖｍｉｎ程度に設定される。ここで、Ｎ１は、一次巻線５５の巻数である。Ｎ２は、二次巻線５６、５７の巻数である。ＶＤＣは、ハーフブリッジ回路２４に供給される直流電圧である。Ｖｍｉｎは、出力電圧ＶＯＵＴの下限値（以下、下限電圧Ｖｍｉｎと称す）である。例えば、照明光源１６が、ＬＥＤなどの順方向降下電圧を有する発光素子である場合、下限電圧Ｖｍｉｎは、順方向降下電圧（発光する最小の電圧）である。

すなわち、トランス２５では、二次側に表れる交流電圧が、下限電圧Ｖｍｉｎ程度となるように、一次巻線５５と二次巻線５６、５７との巻数比を設定する。例えば、Ｖｍｉｎ＝２０Ｖ程度の負荷に対して、ＶＤＣ＝４１０Ｖ程度の直流電圧をハーフブリッジ回路２４及びトランス２５に供給する場合、Ｎ１：Ｎ２＝２００Ｔ：１９Ｔ程度に設定する。

より具体的には、二次巻線５６、５７の巻数Ｎ２が、下記の（１）式を満たすようにする。

このように、巻数Ｎ２を（Ｖｍｉｎ・Ｎ１）／（ＶＤＣ／２）の０．８倍以上１．２倍以下にする。好ましくは、巻数Ｎ２を（Ｖｍｉｎ・Ｎ１）／（ＶＤＣ／２）の０．９倍以上１．１倍以下にする。より好ましくは、巻数Ｎ２を（Ｖｍｉｎ・Ｎ１）／（ＶＤＣ／２）に設定する。

図２に示すように、例えば、軽負荷時の出力電圧ＶＯＵＴは、トランス２５の巻数比に依存する。図２に示すように、出力電圧ＶＯＵＴ（電圧Ｖ_Ｌ）は、各スイッチング素子５１、５２のスイッチング周波数ｆに反比例し、スイッチング周波数ｆを高くする程、出力電圧ＶＯＵＴが小さくなる。しかしながら、出力電圧ＶＯＵＴは、所定の電圧値で収束し、スイッチング周波数ｆを高くしても所定値以下には低下しなくなる。このため、例えば、トランス２５の巻数比が上記のように設定されていない場合には、調光制御の際に、出力電圧ＶＯＵＴを下限電圧Ｖｍｉｎまで低下させることができないことがある。

本実施形態に係る電源回路１４では、上記のようにトランス２５の巻数比を設定する。これにより、各スイッチング素子５１、５２の周波数制御のみで、出力電圧ＶＯＵＴを下限電圧Ｖｍｉｎまで適切に低下させることができる。例えば、全光から５％程度の調光度まで適切に調光制御を行うことができる。

例えば、出力電圧ＶＯＵＴを下限電圧Ｖｍｉｎまで低下させるために、ブリッジ回路のスイッチングのデューティ比を変化させ、各スイッチング素子を間欠的に動作させる電源回路がある。しかしながら、この場合には、出力電流が間欠的になり、出力電流にリップルノイズが生じてしまう。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、スイッチング周波数のみで出力電圧ＶＯＵＴを適切に制御することができる。すなわち、各スイッチング素子５１、５２に入力するＰＷＭ信号のデューティ比を５０％とし、各スイッチング素子５１、５２を連続的に動作させた状態で、出力電圧ＶＯＵＴを適切に制御することができる。これにより、リップルノイズの発生を抑制することができる。このように、本実施形態に係る電源回路１４及び照明装置１０では、安定した電力を照明負荷１２に供給することができる。

電源回路１４では、一次巻線５５のインダクタンスをＬｐ、トランス２５の漏れインダクタンス５５ａをＬｐσとするとき、ＬｐをＬｐσよりも大きくし、かつ、ＬｐとＬｐσとの差を小さくする。√（１−Ｌｐσ／Ｌｐ）で表される結合係数の値を０．８以上０．９以下とすると、Ｌｐσ／Ｌｐは、０．１９以上０．３６以下となる。これにより、例えば、制御するスイッチング周波数の範囲を小さく設定することができる。ＬｐとＬｐσとの差Ｌｐ−Ｌｐσは、例えば、５ｍＨ以上１０ｍＨ以下である。

電源回路１４では、例えば、Ｌｐを５ｍＨ以上１５ｍＨ以下にし、コンデンサ５３のキャパシタンスを１００ｐＦ以上１００００ｐＦ以下にする。このように、一次巻線５５の相互インダクタンスを比較的大きくし、コンデンサ５３のキャパシタンスを比較的小さくする。これにより、トランス２５とコンデンサ５３との共振回路における無効電流を減らし、電力変換効率を向上させることができる。

電源回路１４では、整流素子６１、６２にショットキーバリアダイオードを用いている。これにより、例えば、整流素子６１、６２での電圧降下を抑制することができる。例えば、整流素子６１、６２での発熱を抑制することができる。

電源回路１４では、１つのパッケージ６０ｐ内に各整流素子６１、６２を設けた整流回路６０を用いている。これにより、例えば、各整流素子６１、６２の順方向降下電圧のばらつきを抑制することができる。例えば、各整流素子６１、６２に流れる電流のアンバランスを抑制することができる。例えば、電力変換効率の低下を抑制することができる。

図３（ａ）〜図３（ｃ）は、トランスの一部及び特性を表す模式図である。
図３（ａ）は、トランス２５に用いられるボビン７０を表す模式図である。図３（ｂ）は、トランス２５に用いられるコア７２を模式的に表す平面図である。図３（ｃ）は、トランス２５の一次側と二次側とのギャップ位置を表すグラフ図である。

図３（ａ）に表したように、ボビン７０は、一次側巻線部７０ａと、二次側巻線部７０ｂと、障壁部７０ｃと、を含む。また、ボビン７０には、コア７２の一部を挿通するための貫通孔７０ｄが設けられている。

一次巻線５５は、一次側巻線部７０ａに設けられる。二次巻線５６、５７は、二次側巻線部７０ｂに設けられる。障壁部７０ｃは、一次側巻線部７０ａと二次側巻線部７０ｂとの間に設けられ、一次側巻線部７０ａと二次側巻線部７０ｂとを分離する。障壁部７０ｃには、例えば、絶縁性の樹脂材料などが用いられる。

このように、トランス２５では、一次側と二次側とを障壁部７０ｃで分離したボビン７０を用いる。これにより、一次側と二次側との結合が弱くなる。例えば、√（１−Ｌｐσ／Ｌｐ）で表される結合係数の値を、０．８以上０．９以下にすることができる。これにより、トランス２５の漏れインダクタンス５５ａを大きくすることができる。例えば、Ｌｐσの値を調整し易くすることができる。

図３（ｂ）に表したように、コア７２は、長コア部７２ａと、短コア部７２ｂと、を有する。このように、コア７２は、非対称形状である。コア７２は、いわゆるＥＥコアである。長コア部７２ａは、中央部７２ｃを有する。短コア部７２ｂは、中央部７２ｄを有する。コア７２は、中央部７２ｃ、７２ｄをボビン７０の貫通孔７０ｄに挿通することで、ボビン７０に取り付けられる。この例では、長コア部７２ａが一次側であり、短コア部７２ｂが二次側である。

図３（ｃ）に表したように、非対称形状のコア７２を用いることで、例えば、一次側と二次側との巻線巻位置とギャップ位置との設定を複数設けることができる。このため、ボビン構造によって決定する漏れインダクタンス５５ａ以外にも、ギャップ位置による漏れインダクタンスの設定が可能になる。このため、例えば、Ｌｐσの値をより大きくすることができる。例えば、Ｌｐσの値をより調整し易くすることができる。

図４（ａ）及び図４（ｂ）は、第１の実施形態に係る照明装置の一部を模式的に表す部分断面図である。
図４（ａ）及び図４（ｂ）に表したように、電源回路１４は、基板７４と、筐体７５と、放熱体７６と、をさらに含む。

照明負荷１２及び電源回路１４の各部品は、基板７４に実装される。基板７４は、図示を省略した配線層を含み、照明負荷１２及び電源回路１４の各部品を配線する。基板７４は、いわゆるプリント配線基板である。

筐体７５は、基板７４などを支持する。筐体７５には、熱伝導率の高い材料が用いられる。筐体７５には、例えば、アルミニウム、ステンレス、または、鉄などの金属材料が用いられる。

基板７４は、第１面７４ａと、第２面７４ｂと、を有する。第２面７４ｂは、第１面７４ａと反対側の面である。トランス２５は、第１面７４ａの上に設けられる。整流回路６０は、第２面７４ｂの上に設けられ、トランス２５と対向する位置に配置される。すなわち、整流素子６１、６２は、第２面７４ｂの上に設けられ、トランス２５と対向する位置に配置される。これにより、例えば、発熱部品であるトランス２５と整流素子６１、６２とが、基板７４を介して互いに熱的に結合される。

図４（ａ）に表したように、放熱体７６は、整流回路６０と筐体７５との間に設けられる。放熱体７６は、整流回路６０と熱的に結合するとともに、筐体７５と熱的に結合する。放熱体７６は、例えば、整流回路６０に接するとともに、筐体７５に接する。放熱体７６には、例えば、放熱シートが用いられる。放熱体７６は、例えば、シリコーンシートである。放熱体７６は、例えば、金属材料などを用いたヒートシンクでもよい。なお、「熱的に結合」には、直接接して結合する場合の他に、放熱グリスなどの他の要素を介して結合する場合も含むものとする。

このように、トランス２５、整流回路６０及び放熱体７６を配置する。これにより、トランス２５及び整流回路６０で発生した熱を、１つの放熱体７６で筐体７５などに逃がすことができる。例えば、トランス２５及び整流回路６０のそれぞれに放熱体を設ける場合などに比べて、照明装置１０のコストを抑えることができる。

図４（ｂ）に表したように、放熱体７６は、トランス２５と筐体７５との間に設けてもよい。放熱体７６は、トランス２５と筐体７５とに熱的に結合させてもよい。放熱体７６は、トランス２５と整流回路６０との少なくとも一方と熱的に結合すればよい。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
なお、上記第１の実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明を省略する。
図５に表したように、照明装置１００の電源回路１０４では、フィードバック回路３２からのフィードバック信号と、制御部３３からの調光信号とが、ＰＦＣドライバ３０にも入力されている。なお、ＰＦＣドライバ３０に入力される信号は、フィードバック信号と調光信号とのいずれか一方のみでもよい。

ＰＦＣドライバ３０は、フィードバック信号及び調光信号に応じて、力率改善回路２３のスイッチング素子４１の電極４１ｃに入力するパルス信号の周波数及びデューティ比の少なくとも一方を変化させる。これにより、ＰＦＣドライバ３０は、フィードバック信号及び調光信号に応じて、直流電圧ＶＤＣの電圧値を変化させる。

例えば、ハーフブリッジ回路２４とトランス２５とによって調光する場合は、調光下限ほど各スイッチング素子５１、５２のスイッチング周波数を高く制御する必要がある。一方、スイッチング周波数が高い場合には、スイッチング損失の増加を招き、電力変換効率が低下する。

電源回路１０４では、調光レベルを検出して直流電圧ＶＤＣの設定値を変化させる。これにより、例えば、より低いスイッチング周波数でハーフブリッジ回路２４を動作させることができる。例えば、電力変換効率の低下を抑制することができる。

図６は、第２の実施形態に係る別の照明装置を模式的に表すブロック図である。
図６に表したように、照明装置１１０の電源回路１１４は、抵抗２７、２８を含む。抵抗２７、２８は、整流回路２２の高電位端子２２ｃと低電位端子２２ｄとの間に直列に接続されている。電源回路１１４では、ＰＦＣドライバ３０が、抵抗２７、２８の接続点に接続されている。これにより、ＰＦＣドライバ３０には、整流回路２２から出力される整流電圧を抵抗２７、２８で分圧した電圧が、入力電圧ＶＩＮの検出電圧として入力される。

ＰＦＣドライバ３０は、検出電圧を基に入力電圧ＶＩＮの電圧値を検出し、その検出結果に応じて力率改善回路２３のスイッチング素子４１の電極４１ｃに入力するパルス信号の周波数及びデューティ比の少なくとも一方を変化させる。なお、検出電圧は、例えば、制御部３３などからＰＦＣドライバ３０に入力してもよい。

力率改善回路２３の昇圧チョッパ回路の変換効率は、昇圧率が低いほど高く、入力電流が大きいほど低くなる。このため、入力電圧ＶＩＮが１００Ｖ（実効値）の場合は、２００Ｖ（実効値）の場合よりも全体の変換効率が低下する。

電源回路１１４では、例えば、入力電圧ＶＩＮを検出し、１００Ｖの場合には、直流電圧ＶＤＣを下げる。これにより、変換効率の低下を抑制することができる。

（第３の実施形態）
図７は、第３の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図７に表したように、照明装置１２０の電源回路１２４は、第１電源部８１と、第２電源部８２と、ドロッパ８３と、をさらに含む。

第１電源部８１は、力率改善回路２３の出力に接続されている。これにより、第１電源部８１には、直流電圧ＶＤＣが入力される。第１電源部８１は、例えば、直流電圧ＶＤＣを降圧することにより、直流電圧ＶＤＣからＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に対応した駆動電圧を生成する。第１電源部８１は、例えば、４１０Ｖの直流電圧ＶＤＣから１５Ｖの駆動電圧に生成する。第１電源部８１は、生成した駆動電圧をＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に供給する。ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１は、第１電源部８１からの駆動電圧の供給に応じて動作を開始する。

ドロッパ８３は、制御部３３と第１電源部８１とに接続されている。ドロッパ８３は、第１電源部８１から入力された駆動電圧を降圧し、制御部３３に対応した駆動電圧に変換する。そして、ドロッパ８３は、変換後の駆動電圧を制御部３３に供給する。ドロッパ８３は、例えば、１５Ｖの駆動電圧を５Ｖの駆動電圧に変換して制御部３３に供給する。制御部３３は、ドロッパ８３からの駆動電圧の供給に応じて動作を開始する。

第２電源部８２は、平滑コンデンサ６４の高電位側の端子に接続されている。これにより、第２電源部８２には、出力電圧ＶＯＵＴが入力される。第２電源部８２は、例えば、出力電圧ＶＯＵＴを降圧することにより、出力電圧ＶＯＵＴからフィードバック回路３２に対応した駆動電圧を生成する。第２電源部８２は、例えば、約３０Ｖの出力電圧ＶＯＵＴから１５Ｖの駆動電圧に生成する。第２電源部８２は、生成した駆動電圧をフィードバック回路３２に供給する。フィードバック回路３２は、第２電源部８２からの駆動電圧の供給に応じて動作を開始する。

このように、電源回路１２４では、第１電源部８１と第２電源部８２とを設ける。一次側の制御回路であるＰＦＣドライバ３０、ＨＢドライバ３１及び制御部３３には、第１電源部８１から電力を供給する。そして、二次側の制御回路であるフィードバック回路３２には、第２電源部８２から電力を供給する。このように、一次側の回路と二次側の回路とで電源を分けることにより、一次側と二次側とをより適切に絶縁することができる。

電源回路１２４では、ＨＢドライバ３１が、コンデンサ５３と一次巻線５５との間に接続されている。すなわち、ＨＢドライバ３１は、コンデンサ５３の基準電位に接続された端子と反対側の端子に接続される。これにより、ＨＢドライバ３１は、コンデンサ５３の電圧を検出する。ＨＢドライバ３１は、コンデンサ５３の電圧を基に、照明負荷１２への過出力と、照明負荷１２の短絡との検出を行う。ＨＢドライバ３１は、過出力または短絡を検出した場合、ハーフブリッジ回路２４の駆動を停止する。これにより、二次側への電力供給が停止され、二次側の回路を保護することができる。

コンデンサ５３の一端は、安定電位である基準電位側に接続されている。共振回路としては、ハーフブリッジ回路２４の中点（スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との間）からＣ−Ｌｐ−Ｌｐσと直列に配置しても同等である。しかしながら、コンデンサ５３を中点電位に接続すると、両端に発生する電圧は、差動検知する必要があるため、回路規模が大きくなってしまう。ＨＢドライバ３１には、第１電源部８１から電力が供給される。このため、ＨＢドライバ３１は、低電位端子２２ｄと共通の基準電位を有する。従って、コンデンサ５３の一端を基準電位とし、コンデンサ５３の他端の電位を検出することで、コンデンサ５３の発生電圧を容易に検出することができる。例えば、電源回路１２４の部品点数を削減することができる。例えば、電源回路１２４の製造コストを抑えることができる。

図８は、電源回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。
図８は、コンデンサ５３の発生電圧を模式的に表す。図８の横軸は、共振回路の共振周波数である。縦軸は、コンデンサ５３に発生する電圧である。

図８に表したように、出力が過大となった場合、及び、トランス２５の二次側が短絡された場合、コンデンサ５３に発生する電圧が大きくなる。二次側が短絡されると、トランス２５の一次側は、Ｌｐσが支配的となり、ＬｐとＣとにより決まる共振周波数（ｆ０）の動作カーブから、ＬｐσとＣとにより決まる共振周波数（ｆｒ）の動作カーブへと移行する。この時、コンデンサ５３に発生する電圧は、実効値またはPeak to Peak値である。コンデンサ５３は、共振動作と直流カット動作とを兼ねる。このため、平均電圧は、略一定である。従って、ＨＢドライバ３１は、実効値またはPeak to Peak値により、コンデンサ５３の電圧を検出する。

フィードバック回路３２への電源供給に出力電圧ＶＯＵＴを利用していると、照明負荷１２が短絡した場合に、第２電源部８２から電力供給が停止し、フィードバック回路３２も停止してしまう。このため、二次側の情報を一次側に提供できない状態になる。そこで、上記のように、共振回路のコンデンサ５３の発生電圧を検出する。これにより、負荷短絡時に二次側の回路を保護することができる。

図９は、フィードバック回路を模式的に表すブロック図である。
図９に表したように、フィードバック回路３２は、フィードバック制御部３２ａと、出力電圧検出部３２ｂと、出力電流検出部３２ｃと、を含む。

フィードバック制御部３２ａは、前述のように、出力電圧ＶＯＵＴ、出力電流ＩＯＵＴ及び調光信号などに基づいて、フィードバック信号を生成し、ＨＢドライバ３１に出力する。ＨＢドライバ３１は、フィードバック信号を基に、調光度に応じた実質的に一定の明るさで照明負荷１２が点灯するように、出力を調整する。

出力電圧検出部３２ｂは、過大な出力電圧ＶＯＵＴを検出した場合に、過電圧の信号をＨＢドライバ３１に出力する。ＨＢドライバ３１は、過電圧の信号を受信した場合、所定電圧以下の出力となるように、ハーフブリッジ回路２４を制御する。ＨＢドライバ３１は、例えば、出力電圧ＶＯＵＴが４０Ｖ以下となるようにハーフブリッジ回路２４を制御する。

出力電流検出部３２ｃは、過大な出力電流ＩＯＵＴを検出した場合に、過電流の信号をＨＢドライバ３１に出力する。ＨＢドライバ３１は、過電流の信号を受信した場合、ハーフブリッジ回路２４の駆動を停止する。

照明負荷１２が開放した場合には、出力電圧ＶＯＵＴが過大となるが、電力的には通常時以下である。このため、コンデンサ５３の電圧では、過電力時の閾値と無負荷時の閾値とを１つの閾値で管理することが難しい。

このため、フィードバック回路３２に出力電圧検出部３２ｂと出力電流検出部３２ｃとを設ける。例えば、無負荷時には、発振継続するが、所定電圧以下の出力となるようにする。これにより、無負荷時の安全動作を担保することができる。

図９に表したように、フィードバック制御部３２ａは、差動増幅回路９０と非反転増幅回路９１とを含む。出力電流ＩＯＵＴは、抵抗９２で電圧に変換され、電圧レベルの非反転増幅回路９１から抵抗９３を経て差動増幅回路９０の反転入力端子に入力される。差動増幅回路９０の非反転入力端子には、基準電圧が入力される。これらの端子間が一定電圧となるように差動増幅回路９０の出力からフォトカプラ３５にフィードバック信号を出力する。

差動増幅回路９０の反転入力端子には、コンデンサ９４の一端が接続されている。コンデンサ９４の他端は、高電位出力端子１４ｃに接続されている。これにより、反転入力端子には、出力電圧ＶＯＵＴの変化の微分信号が入力される。このように、差動増幅回路９０の反転入力端子には、出力電流ＩＯＵＴの検出信号が入力されるとともに、出力電圧ＶＯＵＴの変化の微分信号が入力される。フィードバック回路３２は、出力電流ＩＯＵＴの検出信号と微分信号とを基に、ＨＢドライバ３１をフィードバック制御する。コンデンサ９４の容量は、例えば、１μＦ以上である。

また、差動増幅回路９０の反転入力端子には、保護ダイオード９５、９６が接続されている。保護ダイオード９５は、反転入力端子と第２電源部８２の出力端子との間に接続される。保護ダイオード９５の一端は、第２電源部８２から供給されるフィードバック回路３２の駆動電圧が印加される。

保護ダイオード９６は、反転入力端子と低電位出力端子１４ｄとの間に接続されている。保護ダイオード９６の一端は、基準電位に設定される。このように、保護ダイオード９５、９６を設けることにより、例えば、差動増幅回路９０の反転入力端子を急激な電圧変動や過電圧などから保護することができる。なお、保護ダイオード９５、９６は、図示のように両方設けてもよいし、いずれか一方のみでもよい。

第２電源部８２は、出力電圧を一定に制御する必要があるため、入力電圧の変動に対して出力の応答が少ない。一方、電源をオフすると、第２電源部８２の出力は数秒の間継続して出力される。この間は制御系は動作しているが、出力電流ＩＯＵＴは略０となっている。このため、この間に再度電源が投入されると、出力電流ＩＯＵＴが、所定目標値よりも大きい状態で始動し、不快な閃光現象が発生してしまう場合がある。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１２４では、コンデンサ９４で反転入力端子と高電位出力端子１４ｃとの間を接続することにより、出力電圧ＶＯＵＴの変化の微分信号を反転入力端子に入力する。これにより、再始動時も出力電圧ＶＯＵＴの変動に応答して、反転入力端子に電圧が供給される。これにより、電源再始動時の閃光の発生を抑制することができる。このように、本実施形態に係る電源回路１２４及び照明装置１２０では、安定した動作を得ることができる。

（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１０に表したように、照明装置１３０の電源回路１３４は、スイッチング素子８４をさらに含む。スイッチング素子８４は、電極８４ａ〜８４ｃを有する。電極８４ａは、第１電源部８１に接続されている。電極８４ｂは、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に接続されている。電極８４ｃは、制御部３３に接続されている。電極８４ｃは、制御電極であり、電極８４ａと電極８４ｂとの間に流れる電流を制御する。制御部３３は、スイッチング素子８４をオン・オフを制御する。すなわち、制御部３３は、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に対する電力供給と電力供給の停止とを制御する。

電源回路１３４では、交流電源２から入力電圧ＶＩＮが供給されると、第１電源部８１が駆動し、第１電源部８１からの電力供給によって制御部３３が動作を開始する。この時、ＰＦＣドライバ３０は、まだ動作を開始していない。このため、第１電源部８１には、例えば、整流回路２２による整流電圧をコンデンサ４４で平滑化した電圧が供給される。

制御部３３は、第１電源部８１からの電力供給に応じて動作を開始すると、スイッチング素子８４をオフ状態からオン状態に遷移させる。これにより、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に電力が供給され、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１が動作を開始する。

ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に電力が供給されるタイミングは、実質的に同時である。一方、ＨＢドライバ３１では出力側のコンデンサなどによる遅延が生じるため、ＰＦＣドライバ３０がＨＢドライバ３１よりも先に動作を開始する。このように、ＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングは、ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングよりも早い。

ＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングと、ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングとは、実質的に同時でもよい。ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングをＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングよりも早くしてもよい。但し、上記のように、ＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングを、ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングよりも早くする。すなわち、力率改善回路２３が所定の動作状態となり、直流電圧ＶＤＣが確定された後に、ハーフブリッジ回路２４の動作を開始させる。これにより、例えば、異常な出力電流ＩＯＵＴの発生などを抑制することができる。電源回路１３４の動作をより安定させることができる。

例えば、ＰＦＣドライバ３０への電力供給を制御するスイッチング素子と、ＨＢドライバ３１への電力供給を制御するスイッチング素子と、を設け、ＰＦＣドライバ３０への電力供給とＨＢドライバ３１への電力供給とを制御部３３で個別に制御できるようにしてもよい。これにより、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１の動作タイミングをより適切に制御することができる。

制御部３３には、抵抗２７、２８を介して入力電圧ＶＩＮの検出電圧が入力される。制御部３３は、検出電圧を基に入力電圧ＶＩＮの電圧値を検出し、入力電圧ＶＩＮが所定値以下の時に、スイッチング素子８４をオフにし、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。制御部３３は、入力電圧ＶＩＮが所定値よりも大きい時に、スイッチング素子８４をオンにし、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１に電力供給を供給する。

制御部３３は、電源オフによって入力電圧ＶＩＮの供給が停止された際に、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。これにより、例えば、コンデンサに蓄積された電荷などによって、電源オフ時に異常な閃光が生じてしまうことを抑制することができる。

制御部３３は、調光器３から入力された調光信号が所定値以下の時に、スイッチング素子８４をオフにし、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。制御部３３は、例えば、５％以下の調光度に設定された時に、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。このように、制御部３３は、制御信号の入力に応じてＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を制御する。制御信号は、調光信号に限ることなく、出力電圧ＶＯＵＴの制御に関する任意の信号でよい。

制御部３３には、出力の異常を示す異常検出信号が入力される。異常検出信号は、例えば、出力電圧ＶＯＵＴ及び出力電流ＩＯＵＴの少なくとも一方の異常を示す信号である。この例では、ＨＢドライバ３１から制御部３３に異常検出信号が入力される。ＨＢドライバ３１は、例えば、コンデンサ５３の電圧に基づく過出力及び短絡の検出結果を異常検出信号として制御部３３に入力する。

制御部３３は、異常検出信号の入力に応じてスイッチング素子８４をオフにし、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。すなわち、電源回路１３４では、ＨＢドライバ３１が、過出力または出力短絡を検出した場合に、ハーフブリッジ回路２４の駆動を停止させ、制御部３３に異常検出信号が入力される。そして、異常検出信号の入力に応じて、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給が停止される。このように、制御部３３は、ＨＢドライバ３１による回路保護機能が働いた時に、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。

このように、調光信号や異常検出信号に基づいて出力を停止させる待機状態に移行した時に、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止する。これにより、待機状態における電力損失を抑制することができる。

なお、異常検出信号は、ＨＢドライバ３１からに限ることなく、例えば、フィードバック回路３２などから制御部３３に入力してもよい。例えば、フィードバック回路３２によって検出された出力電圧ＶＯＵＴや出力電流ＩＯＵＴの異常に基づいて、ＰＦＣドライバ３０及びＨＢドライバ３１への電力供給を停止してもよい。

このように、本実施形態に係る電源回路１３４及び照明装置１３０では、安定した動作を得ることができる。

（第５の実施形態）
図１１は、第５の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１１に表したように、照明装置１４０には、操作部１８が設けられている。操作部１８は、照明装置１４０の外面に露出して設けられる。操作部１８は、例えば、スライドレバーである。操作部１８は、ロータリスイッチなどでもよい。照明装置１４０の電源回路１４４には、フィードバック回路３２に可変抵抗９８が設けられている。可変抵抗９８は、差動増幅回路９０の非反転入力端子に接続されている。また、可変抵抗９８は、操作部１８に物理的に接続されており、操作部１８の操作に連動して抵抗値を変化させる。

電源回路１４４では、操作部１８の操作によって差動増幅回路９０に入力される基準電圧の電圧値が変化する。電源回路１４４では、制御部３３、Ｉ／Ｆ回路３４などが省略されている。電源回路１４４は、調光器３に接続されない。すなわち、照明装置１４０は、操作部１８の操作によって調光制御を行えるようにしたものである。

照明装置１４０及び電源回路１４４においても、力率改善回路２３、ハーフブリッジ回路２４、トランス２５と、整流平滑回路２６、ＰＦＣドライバ３０、ＨＢドライバ３１及びフィードバック回路３２などの構成は、上記各実施形態と同様とすることができる。従って、照明装置１４０及び電源回路１４４においても、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。

電源回路１４４は、スイッチング素子８５、８６をさらに含む。スイッチング素子８５は、ＰＦＣドライバ３０に接続されている。スイッチング素子８６は、ＨＢドライバ３１に接続されている。スイッチング素子８５、８６のそれぞれの制御電極には、抵抗２７、２８を介して入力電圧ＶＩＮの検出電圧が入力される。

入力電圧ＶＩＮが所定値以上になると、スイッチング素子８５がオンになる。ＰＦＣドライバ３０は、スイッチング素子８５のオンにより、入力電圧ＶＩＮを検出する。入力電圧ＶＩＮが所定値以上になると、スイッチング素子８６がオンになる。ＨＢドライバ３１は、スイッチング素子８６のオンにより、入力電圧ＶＩＮを検出する。

ＰＦＣドライバ３０は、入力電圧ＶＩＮが所定値以上である場合に、力率改善回路２３の制御を開始する。ＨＢドライバ３１は、入力電圧ＶＩＮが所定値以上である場合に、ハーフブリッジ回路２４の制御を開始する。これにより、電源回路１４４においても、ＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングと、ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングとを制御することができる。

例えば、ゲート電圧などを調整することにより、スイッチング素子８５のオンするタイミングをスイッチング素子８６のオンするタイミングよりも早くする。これにより、ＰＦＣドライバ３０の動作を開始するタイミングを、ＨＢドライバ３１の動作を開始するタイミングよりも早くすることができる。上述のように、電源回路１４４の動作をより安定させることができる。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

なお、照明光源１６はＬＥＤに限らず、例えば、有機ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode）などでもよい。照明負荷１２には、複数の照明光源１６が直列又は並列に接続されていてもよい。

上記各実施形態では、ブリッジ回路として、２つのスイッチング素子５１、５２を含むハーフブリッジ回路２４を示している。ブリッジ回路は、これに限ることなく、例えば、４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路などでもよい。

上記実施形態では、直流負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなどの他の直流負荷でもよい。上記実施形態では、電源回路として、照明装置１０に用いられる電源回路１４を示しているが、これに限ることなく、直流負荷に対応する任意の電源回路でよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…交流電源、 ３…調光器、 １０、１００、１１０、１２０、１３０、１４０…照明装置、 １２…照明負荷、 １４、１０４、１１４、１２４、１３４、１４４…電源回路、 １６…照明光源、 １８…操作部、 ２１…フィルタ回路、 ２２…整流回路、 ２３…力率改善回路、 ２４…ハーフブリッジ回路、 ２５…トランス、 ２６…整流平滑回路、 ３０…ＰＦＣドライバ、 ３１…ＨＢドライバ、 ３２…フィードバック回路、 ３３…制御部、 ３４…Ｉ／Ｆ回路、 ３５〜３７…フォトカプラ、 ４１…スイッチング素子、 ４２…インダクタ、 ４３…ダイオード、 ４４…コンデンサ、 ５１、５２…スイッチング素子、 ５３…コンデンサ、 ５５…一次巻線、 ５６、５７…二次巻線、 ６０…整流回路、 ６１、６２…整流素子、 ６４…平滑コンデンサ、 ７０…ボビン、 ７２…コア、 ７４…基板、 ７５…筐体、 ７６…放熱体、 ８１…第１電源部、 ８２…第２電源部、 ８３…ドロッパ、 ８４〜８６…スイッチング素子、 ９０…差動増幅回路、 ９１…非反転増幅回路、 ９２、９３…抵抗、 ９４…コンデンサ、 ９５、９６…保護ダイオード、 ９８…可変抵抗

Claims (4)

1. 少なくとも１つのスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオン・オフによって、直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路に接続された一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合した二次巻線と、を含むトランスと、
   前記二次巻線から出力される交流電圧を直流の出力電圧に変換して直流負荷に供給する整流平滑回路と、
   前記スイッチング素子のオン・オフを制御するドライバと、
   前記直流負荷に流れる出力電流の検出信号と、前記出力電圧の変動から得られる微分信号と、が入力され、前記検出信号と前記微分信号とを基に、前記ドライバをフィードバック制御するフィードバック回路と、
   前記出力電圧から前記フィードバック回路に対応した駆動電圧を生成し、前記駆動電圧をフィードバック回路に供給する電源部と、
   を備え、
   前記フィードバック回路は、差動増幅回路と、前記整流平滑回路の高電位側の出力端子と前記差動増幅回路の一方の入力端子との間に設けられたコンデンサと、を含み、前記コンデンサを介して前記一方の入力端子に前記微分信号を入力するとともに、前記一方の入力端子に前記検出信号を入力し、前記差動増幅回路の他方の入力端子に基準電圧を入力し、前記一方の入力端子の電圧と前記他方の入力端子の電圧との差分に対応した電圧をフィードバック信号として前記ドライバに入力し、
   前記ドライバは、前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御する電源回路。
2. 前記フィードバック回路は、前記一方の入力端子と前記電源部の出力端子との間、及び、前記一方の入力端子と前記整流平滑回路の低電位側の出力端子との間の少なくとも一方に設けられた保護ダイオードをさらに含む請求項１記載の電源回路。
3. 前記ドライバは、前記フィードバック回路によって過電圧が検出された場合に、所定電圧以下の前記出力電圧となるように、前記ブリッジ回路を制御する請求項１又は２に記載の電源回路。
4. 照明負荷と、
   前記照明負荷に電力を供給する請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源回路と、
   を備えた照明装置。

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