JP6512962B2 - プラズマ処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、被処理体にプラズマ処理を施す技術に係り、特にプラズマ処理に用いられる高周波のパワーを一定周波数のパルスで変調するパルス変調方式のプラズマ処理装置に関する。

一般に、プラズマ処理装置は、真空排気可能な処理容器内で処理ガスのプラズマを生成し、プラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、処理容器内に配置される被処理体上に薄膜を堆積させ、あるいは被処理体表面の素材または薄膜を削るなどの微細加工を行うようにしている。

容量結合型のプラズマ処理装置においては、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理体（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマの生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加により上部および下部電極間で電子が高周波電界により加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが発生するようになっている。また、被処理体を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して基板に引き込むＲＦバイアス法も多く用いられている。ＲＦバイアス法により、プラズマからイオンを加速して被処理体の表面に衝突させて、表面反応、異方性エッチングあるいは膜の改質等を促進することができる。

近年では、ドライエッチングの歩留まりや加工精度を向上させるために、たとえばチャージングダメージ（電荷蓄積によるゲート酸化膜の破壊）を防止し、あるいはマイクロローディング効果（パターンの幾何学的構造やパターン密度の局所的な差異に基づくエッチング速度のばらつき）を抑制するために、プラズマ生成用の高周波および／またはバイアス用の高周波を一定周波数のパルスで変調する技術が普及している。

一般に、この種のパルス変調では、変調パルスのデューティ比に応じて、パルス・オンの期間中は変調を受ける高周波のパワーを所定レベルのオン状態とし、パルス・オフの期間中は当該高周波のパワーを零レベルのオフ状態とする。したがって、たとえばプラズマ生成用の高周波のパワーをパルス変調する場合、パルス・オン期間中はプラズマが発生してエッチングが進行し、パルス・オフ期間中はプラズマが消滅してエッチングが一時停止する。この場合、プラズマ生成用高周波の伝送ライン上に設けられる整合器は、各サイクルのパルス・オン期間中に負荷インピーダンスを測定し、負荷インピーダンス測定値が整合ポイント（通常５０Ω）に一致または近似するように、整合回路に設けられる可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する。

特開２０１２−９５４４号公報 特開２０１３−３３８５６号公報

上記のような容量結合型プラズマ処理装置におけるパルス変調の一形態として、変調パルスのデューティ比に応じて、パルス・オン期間中は当該高周波のパワーを一定のレベルつまりハイレベルに制御し、パルス・オフ期間中は当該高周波のパワーをハイレベルより低い一定のロウレベルに制御する方法がある。ここで、ロウレベルは、プラズマ生成状態を維持するのに必要な最も低いレベルより高い値に選ばれる。

このようなハイ（High）／ロウ（Low）のパルス変調方式においては、パルス・オフ期間中も処理容器内にはプラズマの電子およびイオンさらにはラジカルが消滅せずにそれぞれ一定量存在する。このことを利用し、当該高周波のパワーのロウレベルおよび他のプロセスパラメータを適切な値に設定して、被処理体表面に対する電子、イオンおよび／またはラジカルの化学的または物理的な作用を制御することにより、ある種のエッチングプロセスにおいて所定のエッチング特性を向上させる効果が期待されている。

しかしながら、ハイ／ロウのパルス変調方式においては、変調パルスの周波数を高い値（通常１ｋＨｚ以上）に設定すると、整合器における可変リアクタンス素子の可変制御が変調パルスに追従できなくなる。このため、プラズマプロセスに支配的に寄与するパルス・ハイ期間だけで整合をとり、副次的なパルス・ロウ期間を整合の対象から外さなければならなくなる。そうすると、整合が全くとれないパルス・ロウ期間中は、高周波給電ライン上に大きな反射波が発生する。このことによって、高周波のパワーを予め設定したロウレベルに安定かつ正確に保つ制御が難しくなり、ひいてはハイ／ロウのパルス変調方式におけるプロセス上の期待効果が薄くなるとともに、高周波電源等の負担も大きくなる。

本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するものであり、プラズマ処理に用いられる高周波のパワーを変調パルスのデューティ比に応じてハイレベルとロウレベルとの間で交互に（特に高速に）切り替えるパルス変調方式を効率よく期待通りに活用できるプラズマ処理装置を提供する。

本発明のプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、一定のデューティ比で交互に繰り返す第１および第２の期間において、前記第１の期間では前記第１の高周波のパワーがハイレベルになり、前記第２の期間では前記第１の高周波のパワーが前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第１の高周波電源の出力を一定周波数の変調パルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定し、前記第１の期間における負荷インピーダンスの測定値と前記第２の期間における負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに整合させる第１の整合器とを有する。

上記の装置構成においては、加重平均の重み変数の値を調整することにより、パルス・ハイ期間における反射波パワーとパルス・ロウにおける反射波パワーとのバランスを任意に制御することができる。このことにより、ハイ・ロウ期間における反射波のパワーを任意に減らし、そのぶんロードパワーを高めの任意に値に設定してプロセス上の要求に応えることができる。また、反射波から高周波電源を保護するためのサーキュレータ等の負担や高周波電源自体の反射波耐量を軽減し、高周波電源周りでハードウェアの小型簡易化や消費電力の効率化等を図ることもできる。

本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、プラズマ処理に用いられる高周波のパワーを変調パルスのデューティ比に応じてハイレベルとロウレベルとの間で交互に（特に高速に）切り替えるパルス変調方式を効率よく期待通りに実現することができる。

本発明の一実施形態における２周波重畳方式の容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。 プラズマ生成用の高周波に対してハイ／ロウのパルス変調をかける場合の各部の波形の典型的な組み合わせを示す波形図である。 プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。 図３の整合器に備えられるインピーダンスセンサの一構成例を示すブロック図である。 上記インピーダンスセンサの別の構成例を示すブロック図である。 実施形態において加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。 加重平均演算の重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。 Ｋ＝１に選んだときの各部の波形を示す波形図である。 ０．５＜Ｋ＜１に選んだときの各部の波形を示す波形図である。 図３の高周波出力制御部内の構成を示すブロック図である。 図７のＲＦパワーモニタおよび電源制御部の構成を示すブロック図である。 実施例におけるＨＡＲＣプロセスを説明するための断面図である。 実施例の第１実験で得られた一プロセス特性（エッチング量）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。 第１実験で得られた一プロセス特性（ネッキングＣＤ）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。 第１実験で得られた一プロセス特性（中間ＯxボーイングＣＤ）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。 第１実験で得られた一プロセス特性（選択比）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。 第１実験で得られた一プロセス特性（アスペクト比変化率）のパルス・オフ期間依存性を示すグラフ図である。 実施例の第２実験で得られた一プロセス特性（エッチング量）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。 第２実験で得られた一プロセス特性（ネッキングＣＤ）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。 第２実験で得られた一プロセス特性（中間ＯxボーイングＣＤ）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。 第２実験で得られた一プロセス特性（選択比）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。 第２実験で得られた一プロセス特性（アスペクト比変化率）の上部ＤＣ電圧依存性を示すグラフ図である。 高周波電源において設定可能なロードパワーと反射波パワーとの関係を示すグラフ図である。 プラズマ生成用の高周波およびイオン引き込み用の高周波の双方に対してオン／オフのパルス変調をかける場合に上部電極内部の異常放電が発生する仕組みを説明するための図である。 プラズマ生成用の高周波に対してハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波に対してオン／オフのパルス変調をかける場合に上部電極内部の異常放電が発生しない仕組みを説明するための図である。 図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電が発生するときに得られるモニタ情報の一例を示す図である。 図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電が発生しないときに得られるモニタ情報の一例を示す図である。 図１のプラズマ処理装置において、上部電極内部の異常放電の発生の有無について行った一実験の結果を示す図である。

以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。

［プラズマ処理装置の構成］

図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。

チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理体としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。

サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。

サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水（ｃｗ）が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。

サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆ_HF（たとえば４０ＭＨｚ）の高周波ＨＦを出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆ_LF（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の高周波ＬＦを出力する。

このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成する。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。

チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間に処理空間またはプラズマ生成空間ＰＡが形成されている。

電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けてプラズマ生成空間ＰＡに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極４６は、プラズマ生成空間ＰＡに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。

また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。

この実施形態では、上部電極４６に負極性の直流電圧Ｖ_dcを印加するための直流電源部６２を備える。このために、上部電極４６はチャンバ１０の上部にリング状の絶縁体６４を介して電気的にフローティング状態で取り付けられている。リング状絶縁体６４は、たとえばアルミナ（Ａｌ₂Ｏ₃）からなり、上部電極４６の外周面とチャンバ１０の側壁との間の隙間を気密に塞いでおり、上部電極４６を非接地で物理的に支持している。

直流電源部６２は、出力電圧（絶対値）が異なる２つの直流電源６６，６８と、上部電極４６に対して直流電源６６，６８を選択的に接続するスイッチ７０とを有している。直流電源６６は相対的に絶対値の大きい負極性の直流電圧Ｖ_dc1（たとえば−２０００〜−１０００Ｖ）を出力し、直流電源６８は相対的に絶対値の小さな負極性の直流電圧Ｖ_dc2（たとえば−３００〜０Ｖ）を出力する。スイッチ７０は、主制御部７２からの切換制御信号ＳＷを受けて動作し、直流電源６６を上部電極４６に接続する第１のスイッチ位置と、直流電源６８を上部電極４６に接続する第２のスイッチ位置との間で切り換わるようになっている。さらに、スイッチ７０は、上部電極４６を直流電源６６，６８のいずれからも遮断する第３のスイッチ位置を有していてもよい。

スイッチ７０と上部電極４６との間で直流給電ライン７４の途中に設けられるフィルタ回路７６は、直流電源部６２からの直流電圧Ｖ_dc1（Ｖ_dc2）をそのまま通して上部電極４６に印加する一方で、サセプタ１６から処理空間ＰＡおよび上部電極４６を通って直流給電ライン７４に入ってきた高周波を接地ラインへ流して直流電源部６２側へは流さないように構成されている。

また、チャンバ１０内でプラズマ生成空間ＰＡに面する適当な箇所に、たとえばＳi，ＳiＣ等の導電性材料からなるＤＣグランドパーツ（図示せず）が取り付けられている。このＤＣグランドパーツは、接地ライン（図示せず）を介して常時接地されている。

サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口７８が設けられている。この排気口７８に排気管８０を介して排気装置８２が接続されている。排気装置８２は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特にプラズマ生成空間ＰＡを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口８４を開閉するゲートバルブ８６が取り付けられている。

主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、直流電源部６２、排気装置８２等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。

また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。

この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ８６を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置８２による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＨＦ（４０ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＬＦ（１２．８８ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＡ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。

このプラズマエッチング装置においては、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを、たとえば１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆ_Sおよび可変のデューティ比Ｄ_Sを有する変調パルスＭＳで変調する第１（プラズマ生成系）のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。

この第１のパワー変調方式には、オン／オフのパルス変調とハイ／ロウのパルス変調の２種類のモードがある。ここで、オン／オフのパルス変調は、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて、パルス・オンの期間中はプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを所定レベルのオン状態とし、パルス・オフの期間中は高周波ＨＦのパワーを零レベルのオフ状態とする。一方、ハイ／ロウのパルス変調は、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて、パルス・オン期間中は高周波ＨＦのパワーをハイレベルに制御し、パルス・オフ期間中は高周波ＨＦのパワーをハイレベルより低いロウレベルに制御する。ただし、ロウレベルは、プラズマ生成状態を維持するのに必要な最も低いレベルより高い値に選ばれる。また、ロウレベルは、通常はハイレベルより明らかに低い値（１／２以下）に選ばれる。

また、このプラズマエッチング装置においては、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーを変調パルスＭＳで変調する第２（イオン引き込み系）のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。第１のパワー変調方式と同様に、第２のパワー変調方式もオン／オフのパルス変調とハイ／ロウのパルス変調の２種類のモードがある。

図２に、プラズマ生成系およびイオン引き込み系の双方でパルス変調が同期して同時に行われる場合の各部の波形の一例を示す。図示のように、変調パルスＭＳの周期Ｔ_C、パルス・オン期間（第１の期間）Ｔ_onおよびパルス・オフ期間（第２の期間）Ｔ_offの間には、Ｔ_C＝Ｔ_on＋Ｔ_offの関係がある。変調パルスＭＳの周波数をｆ_Sとすると、Ｔ_C＝１／ｆ_Sであり、デューティ比Ｄ_SはＤ_S＝Ｔ_on／（Ｔ_on＋Ｔ_off）である。

図示の例は、プラズマ生成用の高周波ＨＦに対してはハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波ＬＦに対してはオン／オフのパルス変調をかける場合である。さらに、直流電源部６２より上部電極４６に印加される直流電圧Ｖ_dcを変調パルスＭＳに同期させることもできる。図示の例では、上部電極４６に対して、パルス・オン期間Ｔ_on中は絶対値の小さい直流電圧Ｖ_dc2を印加し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は絶対値の大きい直流電圧Ｖ_dc1を印加する。

［高周波電源及び整合器の構成］

図３に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。

高周波電源３６は、一般には正弦波の波形を有するプラズマ生成に適した一定周波数（たとえば４０ＭＨｚ）の基本高周波を発生するＲＦ発振器９０Ａと、このＲＦ発振器９０Ａより出力される基本高周波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ９２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがってＲＦ発振器９０Ａおよびパワーアンプ９２Ａを直接制御する電源制御部９４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部９４Ａには、ＲＦの出力モードを指示する制御信号や変調パルスＭＳだけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。プラズマ生成用の高周波ＨＦに対してパルス変調（特にハイ／ロウのパルス変調）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部９４Ａがパルス変調部を構成する。

高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ９６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ９６Ａは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬する進行波のパワーと逆方向に伝搬する反射波のパワーのそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン４３上の進行波に含まれる進行波のパワーを表わす進行波パワー測定値信号を生成する。この進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部９４Ａに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部７２にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波のパワーを測定する。反射波パワーモニタ部より得られる反射波パワー測定値は、モニタ表示用に主制御部７２に与えられるとともに、パワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源３６内の電源制御部９４Ａに与えられる。

整合器４０は、高周波給電ライン４３に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）Ｘ_H1，Ｘ_H2を含む整合回路９８Ａと、リアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）１００Ａ，１０２Ａを介して制御するマッチングコントローラ１０４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路９８Ａのインピーダンスを含む負荷のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ１０６Ａと、整合回路９８Ａの出力端子側で高周波給電ライン４３上の高周波ＨＦのピーク・ピーク値Ｖ_ppを測定するＶ_pp検出器１０７Ａとを有している。インピーダンスセンサ１０６Ａの内部の構成および作用、ならびにＶ_pp検出器１０７Ａの役割については、後に詳細に説明する。

イオン引き込み系の高周波電源３８（図１）も、高周波ＬＦの周波数が高周波ＨＦの周波数と異なるだけで、上述したプラズマ生成系の高周波電源３６と同様にＲＦ発振器９０Ｂ、パワーアンプ９２Ｂ、電源制御部９４Ｂ（図示せず）およびパワーモニタ９６Ｂを備えている。また、整合器４２も、プラズマ生成系の整合器４０と同様に、整合回路９８Ｂ、モータ（Ｍ）１００Ｂ，１０２Ｂ、マッチングコントローラ１０４Ｂ、インピーダンスセンサ１０６ＢおよびＶ_pp検出器１０７Ｂ（図示せず）を有している。

［インピーダンスセンサの構成］

図４Ａに、プラズマ生成系の整合器４０に備えられるインピーダンスセンサ１０６Ａの一構成例を示す。このインピーダンスセンサ１０６Ａは、ＲＦ電圧検出器１１０Ａ、ＲＦ電流検出器１１２Ａ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａ、算術平均値演算回路１１６Ａ、加重平均値演算回路１１８Ａおよび移動平均値演算回路１２０Ａを有する。

ＲＦ電圧検出器１１０ＡおよびＲＦ電流検出器１１２Ａは、高周波給電ライン４３上で高周波ＨＦの電圧および電流をそれぞれ検出する。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａは、ＲＦ電圧検出器１１０ＡおよびＲＦ電流検出器１１２Ａよりそれぞれ得られる電圧検知信号ＪＶおよび電流検知信号ＪＩに基づいて高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを演算する。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。

算術平均値演算回路１１６Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを所定のサンプリング周波数ｆ_Cでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔ_off中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記サンプリング周波数ｆ_Cでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offを演算する。

しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合、算術平均値演算回路１１６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中にのみ負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記所定のサンプリング周波数ｆ_Cでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onを演算する。

主制御部７２（図１）は、変調パルスＭＳに同期してサンプリング時間またはモニタ時間を指定するモニタ信号ＪＳと、サンプリング用のクロックＣＫ₁とを算術平均値演算回路１１６Ａに与える。ここで、モニタ信号ＪＳは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合はパルス・オン期間Ｔ_onおよびパルス・オフ期間Ｔ_offの両方で後述するモニタ時間Ｔ₁，Ｔ₂をそれぞれ指定し、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合はパルス・オン期間Ｔ_on用のモニタ期間Ｔ₁だけを指定する。算術平均値演算回路１１６Ａは、数１０ＭＨｚのサンプリングクロックＣＫ₁に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。

加重平均値演算回路１１８Ａは、好適にはＣＰＵで構成され、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、算術平均値演算回路１１６Ａより得られたパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offとを所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求める。主制御部７２は、加重平均演算のための重み変数ＫおよびクロックＣＫ₂を加重平均値演算回路１１８Ａに与える。

しかし、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａは機能せず、算術平均値演算回路１１６Ａより出力されるパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onが加重平均値演算回路１１８Ａを介さずに後段の移動平均値演算回路１２０Ａに送られる。

移動平均値演算回路１２０Ａは、好適にはＣＰＵで構成され、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａより得られた連続する複数の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを演算し、この移動加重平均値ｃＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。

また、移動平均値演算回路１２０Ａは、高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、算術平均値演算回路１１６Ａより出力された連続する複数個のパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onに基づいて移動平均値ｄＺを演算し、この移動平均値ｄＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。主制御部７２は、移動区間Ｌおよび移動ピッチＰの設定値とクロックＣＫ₃を移動平均値演算回路１２０Ａに与える。

移動平均値演算回路１２０Ａより出力される負荷インピーダンスの測定値ＭＺは、クロックＣＫ₃に同期して更新される。通常、負荷側インピーダンス測定値ＭＺには、負荷インピーダンスＺの絶対値および位相の測定値が含まれる。

図４Ｂに、インピーダンスセンサ１０６Ａの別の構成例を示す。図示のように、加重平均値演算回路１１８Ａを移動平均値演算回路１２０Ａの後段に設けることも可能である。この構成例においては、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合、移動平均値演算回路１２０Ａは、算術平均値演算回路１１６Ａより得られた連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onおよびパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offに基づいて、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺ_onおよびパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺ_offを演算する。

加重平均値演算回路１１８Ａは、移動平均値演算回路１２０Ａより得られたパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺ_offとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｆＺを求め、この加重移動平均値ｆＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。

しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦにオン／オフのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａは機能せず、移動平均値演算回路１２０Ａより出力されるパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺ_onがそのまま負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。

イオン引き込み系の整合器４２（図１）も、上述したプラズマ生成系の整合器４０内のインピーダンスセンサ１０６Ａと同様に、ＲＦ電圧検出器１１０Ｂ、ＲＦ電流検出器１１２Ｂ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ｂ、算術平均値演算回路１１６Ｂ、加重平均値演算回路１１８Ｂおよび移動平均値演算回路１２０Ｂを有するインピーダンスセンサ１０６Ｂ（図示せず）を備えている。このインピーダンスセンサ１０６Ｂにおいても、イオン引き込み用の高周波ＬＦにかけられるパルス変調のモード（ハイ／ロウまたはオン／オフ）に応じて、上記と同様に加重平均値演算回路１１８Ｂおよび移動平均値演算回路１２０Ｂ内の信号処理が切り替わるようになっている。

［整合器の作用］

ここで、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合のプラズマ生成系の整合器４０の作用を説明する。なお、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーには同一の変調パルスＭＳの下でオン／オフのパルス変調がかけられるとする。

この場合、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、高周波電源３６からチャンバ１０内のプラズマ負荷に向かって高周波ＨＦがパルス・オン期間Ｔ_on中だけでなくパルス・オフ期間Ｔ_off中も持続的に伝送される。ところが、イオン引き込み系では変調パルスＭＳのデューティ比に同期して高周波ＬＦのパワーをオン・オフするので、プラズマ生成系の整合器４０から見えるプラズマ負荷はパルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとで大きく変化する。このため、変調パルスＭＳの周波数を高い値（通常１ｋＨｚ以上）に設定すると、プラズマ生成系の整合器４０においてはマッチングコントローラ１０４Ａの制御によりモータ１００Ａ，１０２Ａを通じてリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを可変するオートマッチング動作が変調パルスＭＳに追従できなくなる。

この実施形態では、整合器４０のオートマッチング動作が追従できないほど変調パルスＭＳの周波数を高くしても、後述するようなインピーダンスセンサ１０６Ａ内の特殊な信号処理により、パルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとの間で整合または整合外れの度合いのバランスを調整して、ハイ／ロウのパルス変調を有効かつ安定に運用できるようになっている。

この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、変調パルスＭＳのデューティ比に応じて予め設定されたハイレベルのパワーと予め設定されたロウレベルのパワーとを交互に繰り返すような高周波ＨＦを出力するように、電源制御部９４Ａに所定の制御信号、設定値、タイミング信号を与える。そして、主制御部７２は、整合器４０内のインピーダンスセンサ１０６Ａに対しては、ハイ／ロウのパルス変調に必要なモニタ信号ＪＳ、重み変数Ｋ、移動平均値演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ₁，ＣＫ₂，ＣＫ₃を与える。

一方で、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、高周波ＬＦのパワーが変調パルスＭＳのデューティ比に応じて予め設定されたオンレベル（オン状態）と零レベル（オフ状態）とを交互に繰り返すように、電源制御部９４Ｂに所定の制御信号、設定値、タイミング信号を与える。そして、主制御部７２は、整合器４２内のインピーダンスセンサ１０６Ｂに対しては、オン／オフのパルス変調に必要なモニタ信号ＪＳ、移動平均値演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ₁，ＣＫ₂，ＣＫ₃を与える。ただし、重み変数Ｋは与えられない。

プラズマ生成系の整合器４０においては、図６Ａまたは図６Ｂに示すように、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔ_on内およびパルス・オフ期間Ｔ_off内にモニタ時間Ｔ₁，Ｔ₂がそれぞれ設定される。好ましくは、パルス・オン期間Ｔ_on内では、高周波給電ライン４３上で反射波のパワーが急激に変化する開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ₁が設定される。同様に、パルス・オフ期間Ｔ_off内でも、開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ₂が設定される。

インピーダンスセンサ１０６Ａ内の算術平均値演算回路１１６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_onでは負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺをサンプリングクロックＣＫ₁でサンプリングして、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onを演算し、パルス・オフ期間Ｔ_off中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１１４Ａより得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺをサンプリングクロックＣＫ₁でサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offを演算する。

加重平均値演算回路１１８Ａは、算術平均値演算回路１１６Ａより得られたパルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offとを所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求める。ここで、重み変数Ｋは０≦Ｋ≦１の範囲で任意の値に選ばれ、加重平均値ｂＺは次の式（１）で表わされる。
ｂＺ＝Ｋ＊ａＺ_on＋（１−Ｋ）＊ａＺ_off ・・・・（１）

移動平均値演算回路１２０Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合は、加重平均値演算回路１１８Ａより得られた連続する複数個（ｎ個）の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて、予め設定された所定の移動区間Ｌおよび移動ピッチＰで加重平均値ｂＺの移動加重平均値ｃＺを演算する。たとえば、変調パルスＭＳの周波数ｆ_Sが１０００Ｈｚである場合に、移動区間Ｌを１０ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチＰを２ｍｓｅｃに設定したときは、２ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル加重平均値ｂＺについて１個の移動平均値ｃＺを演算する。

移動平均値演算回路１２０Ａは、移動加重平均値ｃＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。この負荷インピーダンス測定値ＭＺは、主制御部７２より加重平均値演算回路１１８Ａに与えられる重み変数Ｋの値に依存し、変調パルスＭＳのデューティ比Ｄ_Sには依存しない。

整合器４０のマッチングコントローラ１０４Ａは、インピーダンスセンサ１０６Ａの移動平均値演算回路１２０ＡよりクロックＣＫ₃の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺ_Sに一致または近似するように、モータ１００Ａ，１０２Ａを駆動制御して整合回路９８Ａ内のリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを可変に制御する。

このように、整合器４０においては、インピーダンスセンサ１０６Ａより出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺを整合ポイントＺ_Sに一致または近似するように整合動作が行われる。つまり、負荷インピーダンス測定値ＭＺが整合目標点となる。したがって、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onおよびパルス・オン期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offは、加重平均の重み変数Ｋの値に応じて整合ポイントＺ_Sから（１−Ｋ）：Ｋの比でオフセットする。

ここで、主制御部７２より整合器４０のインピーダンスセンサ１０６Ａに与える重み変数ＫをＫ＝１に設定すると、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺ_onに対する重みＫが最大値“１”になり、第２項のａＺ_off に対する重み（１−Ｋ）が最小値つまり零“０”になる。この場合は、図５Ａのスミスチャートに示すように、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onが整合ポイントＺ_Sに一致または近似する。一方で、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offは、整合ポイントＺ_Sから最も遠くオフセットする。

このようにＫ＝１に設定した場合、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、図６Ａの波形図で模式的に示すように、パルス・オン期間Ｔ_on中は、整合が略完全にとれているため、反射波のパワーＰＲ_Hは殆ど現れず、進行波のパワーＰＦ_HがそのままロードパワーＰＬ_Hになる、一方で、パルス・オフ期間Ｔ_off中は、整合が最も大きく外れるため、反射波のパワーＰＲ_Lが非常に高くなり、そのぶん進行波のパワーＰＦ_LがロードパワーＰＬ_Lより大幅に高くなる。

なお、この実施形態における高周波電源３６は、高周波ＨＦのパワーに対する制御に関しては、進行波のパワーＰＦを一定に保つＰＦ制御、および進行波ＰＦのパワーから反射波のパワーＰＲを差し引いた正味の投入パワー（ロードパワー）を一定に保つＰＬ制御のどちらも選択的に行えるようになっている。もっとも、高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調をかける場合は、少なくともパルス・オフ期間Ｔ_offにおいては低めの値に設定されるロウレベルのパワーを安定確実に負荷に投入できるＰＬ制御を用いるのが好ましい。ところが、Ｋ＝１の条件の下でＰＬ制御を用いると、従来技術と同様に、パルス・オフ期間Ｔ_off中は全く整合がとれないため、図６Ａに示すように反射波のパワーＰＲ_Lが著しく大きくなる。

この実施形態では、重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に設定することで、上記の問題に対処することができる。すなわち、０．５＜Ｋ＜１の場合は、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺ_onに対する重みＫが最大値“１”より小さくなり、そのぶん第２項のａＺ_offに対する重み（１−Ｋ）が最小値“０”よりも大きくなる。これによって、図５Ｂのスミスチャートに示すように、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onが整合ポイントＺ_Sからオフセットし、そのオフセット分だけパルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_offが整合ポイントＺ_Sに近づく。

ここで、整合ポイントＺ_Sは、スミスチャート上で両期間Ｔ_on，Ｔ_offにおける負荷インピーダンス測定値（算術平均値）ａＺ_on、ａＺ_offを結ぶ直線上（中間点）に位置する。そして、Ｋの値を１より離すほど（または０．５に近づけるほど）、パルス・オン期間Ｔ_onの負荷インピーダンス測定値ａＺ_onが整合ポイントＺ_Sから遠ざかり、パルス・オフ期間Ｔ_offの負荷インピーダンス測定値ａＺ_offが整合ポイントＺ_Sに近づく。

このように重み変数Ｋを０．５＜Ｋ＜１に設定した場合は、図６Ｂの波形図で模式的に示すように、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、パルス・オン期間Ｔ_on中にも反射波が一定のパワーＰＲ_Hで発生する一方で、パルス・オフ期間Ｔ_off中の反射波のパワーＰＲ_LがＫ＝１の場合よりも減少する。Ｋの値を調整することにより、パルス・オン期間Ｔ_onにおける反射波パワーＰＲ_Hとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける反射波パワーＰＲ_Lとのバランスを任意に制御することができる。

このことにより、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける反射波のパワーＰＲ_Lを任意に減らし、そのぶんロードパワーＰＬ_Lを高めの任意に値に設定してプロセス上の要求に応えることができる。また、反射波から高周波電源３６を保護するためのサーキュレータ等の負担や高周波電源３６自体の反射波耐量が軽減され、高周波電源３６周りでハードウェアの小型簡易化や消費電力の効率化等を図ることもできる。さらに、反射波のパワーＰＲ_Lを減らすことにより、後述するようにプラズマ負荷に投入される正味の高周波パワー（ロードパワー）ＰＬを設定値に保つためのＰＬ制御をより正確かつ効率よく行うことができる。

なお、重み変数Ｋは０．５＜Ｋ≦１の範囲に限定されず、０≦Ｋ≦０．５の範囲内に設定されてもよい。Ｋ＝０．５の場合は、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺ_onに対する重みＫと第２項のａＺ_offに対する重み（１−Ｋ）とがどちらも０．５で等しくなり、図示省略するが、スミスチャート上ではパルス・オン期間Ｔ_onの負荷インピーダンス測定値ａＺ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offの負荷インピーダンス測定値ａＺ_offとの中点に整合ポイントＺ_Sが位置する。

また、０≦Ｋ＜０．５のときは、上記加重平均の演算式（１）の右辺において、第１項のａＺ_onに対する重みＫが第２項のａＺ_offに対する重み（１−Ｋ）よりも小さいため、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンス測定値ａＺ_onは整合ポイントＺ_Sから相対的に遠くなり、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける負荷インピーダンス測定値ａＺ_offが整合ポイントＺ_Sに相対的に近くなる。この場合は、パルス・オフ期間Ｔ_off中の反射波のパワーＰＲ_Lが相対的に小さくなり、パルス・オン期間Ｔ_on中の反射波パワーＰＲ_Hが相対的に大きくなる。

このように、この実施形態においては、変調パルスＭＳのデューティ比Ｄ_Sから独立して、パルス・オン期間Ｔ_on中の反射波パワーＰＲ_Hとパルス・オフ期間Ｔ_off中の反射波パワーＰＲ_Lとのバランス（または整合または非整合の度合いのバランス）を任意に制御することができる。主制御部７２は、プロセスレシピの中で重み変数Ｋを０≦Ｋ≦１の範囲内で任意に設定し、プロセス毎に重み変数Ｋを切り替え、あるいは１回のプロセスの中で重み変数Ｋを段階的または連続的に切り替えることができる。

なお、イオン引き込み系の整合器４２においては、高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調がかけられるので、上記のように主制御部７２よりインピーダンスセンサ１０６Ｂに重み変数Ｋは与えられず、加算平均値演算回路１１８Ｂは機能しない。移動平均値演算回路１２０Ｂは、クロックＣＫ₁のサイクル毎に算術平均値演算回路１１６Ｂより出力される連続する複数個のパルス・オン期間Ｔ_onにおけるインピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onに基づいて移動平均値ｄＺを演算し、この移動平均値ｄＺを負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺとして出力する。

整合器４２のマッチングコントローラ１０４Ｂは、インピーダンスセンサ１０６Ｂの移動平均値演算回路１２０ＢよりクロックＣＫ₃の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺ_Sに一致または近似するように、モータ１００Ｂ，１０２Ｂを駆動制御して整合回路９８Ｂ内のリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスを可変に制御する。この場合、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺ_onないしその移動平均値ｃＺ_onが常に整合目標点となる。

［電源制御部内の要部の構成］

図７および図８に、プラズマ生成系の高周波電源３６における電源制御部９４Ａ内の要部の構成を示す。

電源制御部９４Ａは、図７に示すように、ロードパワー測定部１２２Ａと高周波出力制御部１２４Ａとを有している。ロードパワー測定部１２２Ａは、ＲＦパワーモニタ９６Ａより得られる進行波パワー検知信号Ｓ_PFと反射波パワー検知信号Ｓ_PRとから、負荷（主にプラズマ）に投入されるロードパワーＰＬの測定値Ｍ_PL（Ｍ_PL＝Ｓ_PF−Ｓ_PR）を演算によって求める。

ロードパワー測定部１２２Ａは、アナログ演算回路またはディジタル演算回路のいずれの形態を有してもよい。すなわち、アナログの進行波パワー検知信号Ｓ_PFとアナログの反射波パワー検知信号Ｓ_PRとの差分をとってアナログ信号のロードパワー測定値Ｍ_PLを生成してもよく、あるいは進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRをそれぞれディジタル信号に変換したうえで両者の差分をとり、ディジタル信号のロードパワー測定値Ｍ_PLを生成してもよい。

高周波出力制御部１２４Ａは、図８に示すように、パルス・オン期間（第１の期間）用の第１の制御指令値生成部１２６Ａと、パルス・オフ期間（第２の期間）用の第２の制御指令値生成部１２８Ａと、ＲＦパワーモニタ９６Ａからの進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onもしくは第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃ_offと比較して、比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offを生成する比較器１３０Ａと、この比較器１３０Ａからの比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offに応じてパワーアンプ９２の利得または増幅率を可変に制御するアンプ制御部１３２Ａと、高周波出力制御部１２４Ａ内の各部を制御する局所コントローラ１３４Ａとを有している。

ここで、第１の制御指令値生成部１２６Ａは、ロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLとコントローラ１３４Ａを介して主制御部７２より与えられるロードパワー設定値ＰＬ_H（またはＰＬ_on）を入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔ_on中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第１の制御指令値Ｃ_onを生成する。

一方、第２の制御指令値生成部１２８Ａは、ロードパワー測定部１２２Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLとコントローラ１３４Ａからのロードパワー設定値ＰＬ_Lとを入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オフ期間Ｔ_off中に進行波パワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第２の制御指令値Ｃ_offを生成する。

なお、第１および第２の制御指令値生成部１２６Ａ，１２８Ａは、好ましくはディジタル回路で構成されてよい。その場合、それぞれの出力段にディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を設けることで、第１および第２の制御指令値Ｃ_on，Ｃ_offをアナログ信号の形態で出力することができる。

第１の制御指令値生成部１２６Ａより出力される第１の制御指令値Ｃ_onと、第２の制御指令値生成部１２８Ａより出力される第２の制御指令値Ｃ_offとは、切替回路１３６Ａを介して交互に比較器１３０Ａに与えられる。切替回路１３６Ａは、コントローラ１３４Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onを選択して比較器１３０Ａに転送し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃ_offを選択して比較器１３０Ａに転送するようになっている。

したがって、比較器１３０Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差つまり第１の比較誤差ＥＲ_on（ＥＲ_on＝Ｃ_on−Ｓ_PF）を生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第２の制御指令値Ｃ_offと比較してその比較誤差つまり第２の比較誤差ＥＲ_off（ＥＲ_off＝Ｃ_off−Ｓ_PF）を生成するようになっている。

アンプ制御部１３２Ａは、コントローラ１３４Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の比較誤差ＥＲ_offを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御するようになっている。

なお、パワーアンプ９２Ａには、線形増幅器（リニアアンプ）が好適に用いられる。また、比較器１３０Ａにはたとえば差動増幅器が用いられる。比較器１３０Ａにおいては、入力信号の差分（Ｃ_on−Ｓ_PF）もしくは（Ｃ_off−Ｓ_PF）と、出力信号の比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offとの間に、一定の比例関係が成立していればよい。

イオン引き込み系の高周波電源３８も、高周波ＬＦの周波数がプラズマ生成系の高周波ＨＦの周波数と異なる点を除いて、上述したプラズマ生成系の高周波電源３６における電源制御部９４Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有するロードパワー測定部１２２Ｂおよび高周波出力制御部１２４Ｂ（図示せず）を備えている。

［実施形態におけるＰＬ制御の作用］

この実施形態のプラズマ処理装置においては、高周波電源３６，３８のいずれも、プラズマ生成用の高周波ＨＦまたはイオン引き込み用の高周波ＬＦをチャンバ１０内に各々供給している時は、負荷（主にプラズマ）に投入される正味の高周波パワーつまりロードパワーＰＬをパルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとで個別に設定値に保つためのＰＬ制御を行えるようになっている。

以下に、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調がかけられる場合について、この実施形態おけるＰＬ制御の作用を説明する。なお、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーには同一の変調パルスＭＳの下でオン／オフのパルス変調がかけられるとする。

この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６の電源制御部９４Ａに対しては、ハイ／ロウのパルス変調に必要な制御信号およびロードパワー設定値ＰＬ_H，ＰＬ_Lのデータを与えるとともに、パルス変調用のタイミング信号として変調パルスＭＳを与える。なお、ＰＬ_Hは、パルス・オン期間Ｔ_onにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（ハイレベル）を指定する第１のロードパワー設定値である。一方、ＰＬ_Lは、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（ロウレベル）を指定する第２のロードパワー設定値である。高周波電源３６は、この電源３６よりハイ／ロウのパルス変調によって出力される高周波ＨＦに対して次のようなＰＬ制御を行う。

先ず、主制御部７２からのロードパワー設定値ＰＬ_H，ＰＬ_Lは、高周波出力制御部１２４Ａ内でコントローラ１３４Ａにセットされる。コントローラ１３４Ａは、第１および第２の制御指令値生成部１２６Ａ，１２８Ａに対して、ロードパワー設定値ＰＬ_H，ＰＬ_Lおよび所要の制御信号、クロック信号を与える。

第１の制御指令値生成部１２６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１２２Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLをパルス・オン期間Ｔ_onの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。ここで、ロードパワー測定値Ｍ_PLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値Ｍ_PLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。

具体的には、パルス・オン期間Ｔ_onの間にロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLについて変調パルスＭＳの複数サイクル分の移動平均値ＡＭ_PLを取得し、この移動平均値ＡＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Hと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オン期間Ｔ_on中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第１の制御指令値Ｃ_onを決定する。この第１の制御指令値Ｃ_onを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御の技術で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。

一方、第２の制御指令値生成部１２８Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLをパルス・オフ期間Ｔ_offの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。やはり、ロードパワー測定値Ｍ_PLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値Ｍ_PLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。

具体的には、パルス・オフ期間Ｔ_offの間にロードパワー測定部１２２Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLについて１サイクル分または複数サイクル分の移動平均値ＢＭ_PLを取得し、この移動平均値ＢＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Lと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オフ期間Ｔ_off中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第２の制御指令値Ｃ_offを決定する。この第２の制御指令値Ｃ_offを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。

上記したように、比較器１３０Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１２６Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲ_onを生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第２の制御指令値生成部１２８Ａからの第２の制御指令値Ｃ_offと比較してその比較誤差（第２の比較誤差）ＥＲ_offを生成する。そして、アンプ制御部１３２Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の比較誤差ＥＲ_offを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ａの利得または増幅率を可変に制御する。

こうして、高周波ＨＦをハイ／ロウのパルス変調によって出力する高周波電源３６においては、ＲＦパワーモニタ９６およびロードパワー測定部１２２より得られるロードパワーＰＬの測定値Ｍ_PLを、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１のロードパワー設定値ＰＬ_Hに一致または近似させ、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２のロードパワー設定値ＰＬ_Lに一致または近似させるように、高周波給電ライン４３上を順方向に伝播する進行波のパワーＰＦに対してフィードバック制御がかけられる。つまり、高周波電源３６の出力に対してパルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとで独立したフィードバック制御がかけられる。

このようなパルス・オン期間Ｔ_on用とパルス・オフ期間Ｔ_off用の独立した２系統のフィードバック制御によれば、変調パルスＭＳに同期した反射波パワーＰＲないし進行波パワーＰＦの周期的な変動に容易かつ適確に追従することが可能であり、変調パルスＭＳの反転時に生じる急激な負荷変動にも難なく追いつくことができる。これによって、変調パルスＭＳの周波数を高くしても、ロードパワーＰＬをパルス・オン期間Ｔ_onおよびパルス・オフ期間Ｔ_offのいずれにおいても各々個別の設定値ＰＬ_H，ＰＬ_Lに安定に保つことができる。

一方、高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけるイオン引き込み系の高周波電源３８においては、電源制御部９４Ｂにより、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔ_on中だけ進行波のパワーＰＦに対してＰＬ制御のためのフィードバック制御がかけられる。電源制御部９４Ｂ内のコントローラ１３４Ｂは、パルス・オフ期間用の第２の制御指令値生成部１２８Ｂを完全休止または非アクティブの状態に保持して、パルス・オン期間用の第１の制御指令値生成部１２６Ｂだけを動作させる。この場合、第１の制御指令値生成部１２６Ｂに対しては、パルス・オン期間Ｔ_onにおける高周波ＨＦのパワーのレベル（オンレベル）を指示するロードパワー設定値ＰＬ_onを与える。

比較器１３０Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中にＲＦパワーモニタ９６Ｂからの進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１２６Ｂからの第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲ_onを生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は実質的に休止する。そして、アンプ制御部１３２Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ９２Ｂの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は実質的に休止する。

もっとも、オン／オフのパルス変調を行う高周波電源３８においては、ＰＦ制御を行うことも可能である。その場合は、コントローラ１３４Ｂより比較器１３０Ｂに比較基準値として進行波パワー設定値（ＰＦ_S）を与えればよい。

［エッチングプロセスにおける実施例］

本発明者は、図１のプラズマエッチング装置によりハイ／ロウのパルス変調を用いるＨＡＲＣ（High Aspect Ratio Contact）プロセスの実験を行って、パルス・オフ期間Ｔ_onの長さ、パルス・オフ期間Ｔ_onにおける高周波パワー（ロードパワー）ＰＬ_Lまたはパルス・オフ期間Ｔ_onにおける上部ＤＣ電圧の値をパラメータとしたときに、各種プロセス特性に与える作用を検証した。

この実験では、図９の（ａ）に示すように多層膜構造の表層部に第１のエッチング工程により途中まで（第３のＳiＯ₂層１５２に届く深さｄ₁まで）微細孔１４０が形成されている半導体ウエハＷをサンプルとして用意した。そして、このサンプルの半導体ウエハＷに対して、図９の（ｂ）に示すように微細孔１４０の深さを第３のＳiＯ₂層１５２の下部まで（深さｄ₂まで）延ばす第２のエッチング工程において、プラズマ生成用の高周波ＨＦにはハイ／ロウのパルス変調をかけ、イオン引き込み用の高周波ＬＦにはオン／オフのパルス変調をかけ、上部電極４６に印加する直流電圧（上部ＤＣ電圧）Ｖ_dcの大きさ（絶対値）を変調パルスＭＳに同期させて可変する実験を行った。図９において、１４２はエッチングマスク（フォトレジスト）、１４４は第１のＳiＯ₂層、１４６は第１のＳiＮ層、１４８は第２のＳiＯ₂層、１５０は第２のＳiＮ層、１５２は第３のＳiＯ₂層、１５４は第３のＳiＮ層、および１５６は半導体基板である。

この実験において評価対象に選んだプロセス特性は、［1］第２のエッチング工程における孔１４０の深さの増量分（ｄ₂−ｄ₁）つまりエッチング量、［2］孔１４０の入口付近におけるネッキングの増量分（ネッキングＣＤ）、［3］第２のＳiＯ₂層１５２におけるボーイングの増量分（中間ＯxボーイングＣＤ）、［4］選択比（孔１４０の深さの増量分ｄ₂−ｄ₁／マスクの厚さの減少分ｄ_m）および［5］アスペクト比変化量（孔１４０の深さの増量分ｄ₂−ｄ₁／中間ＯxボーイングＣＤ）である。

第２のエッチング工程に係る実験は、より詳しくは、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lを０Ｗに設定した場合と２００Ｗに設定した場合とで、各種プロセス特性のパルス・オフ期間依存性を比較する第１実験と、各種プロセス特性の上部ＤＣ電圧依存性を比較する第２実験とを含む。なお、ハイ／ロウのパルス変調でパルス・オフ期間Ｔ_offにおける高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lを０Ｗにした場合は、オン／オフのパルス変調をかけるのと同じである。

第１実験および第２実験に共通する主な固定値のエッチング条件として、エッチングガスをＣ₄Ｆ₆／ＮＦ₃／Ａr／Ｏ₂＝７６／１０／７５／７３sccm、チャンバ圧力を１５mTorr、下部電極温度を６０℃、パルス・オン期間Ｔ_onを１００μｓ、パルス・オン期間Ｔ_onにおけるイオン引き込み用高周波ＬＦのパワーを１００００Ｗ、パルス・オン期間Ｔ_onにおけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーを１０００Ｗ、パルス・オン期間Ｔ_onにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖとした。

＜第１実験のパラメータおよび実験結果＞

各種プロセス特性のパルス・オフ期間依存性を比較する第１実験では、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を９００Ｖに固定し、パルス・オフ期間Ｔ_off（変調パルスＭＳの周波数ｆ_S，デューティ比Ｄ_S）をパラメータとして、Ｔ_off＝２５μｓ（ｆ_S＝８ｋＨｚ，Ｄ_S＝８０％）、Ｔ_off＝１００μｓ（ｆ_S＝５ｋＨｚ，Ｄ_S＝５０％）、Ｔ_off＝１５０μｓ（ｆ_S＝４ｋＨｚ，Ｄ_S＝４０％）、Ｔ_off＝２３３μｓ（ｆ_S＝３ｋＨｚ，Ｄ_S＝３０％）、Ｔ_off＝４００μｓ（ｆ_S＝２ｋＨｚ，Ｄ_S＝２０％）の段階的な５つの値を選んだ。

図１０Ａ〜図１０Ｅに、第１実験で得られた結果をグラフで示す。図１０Ａに示すように、［1］孔１４０の深さの増量分（エッチング量：ｄ₂−ｄ₁）は、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗまたは２００Ｗのいずれの場合でも、パルス・オフ期間Ｔ_offが２５μｓ〜４００μｓの範囲で約７００〜７５０ｎｍの範囲に収まっており、それほどの違いはない。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度のエッチング量またはエッチングレートが得られる。

図１０Ｂに示すように、［2］ネッキングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔ_offを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約２２．０〜２３．０の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合は約２２．０ｎｍから１８．０ｎｍ以下まで段階的に大きく減少する。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆ_Sを３ｋＨ以下、Ｔ_offを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、ネッキングＣＤが大きく向上する。

図１０Ｃに示すように、［3］中間ＯxボーイングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔ_offを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約３６．０〜３７．０の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合は約３７．０ｎｍから約３４．０ｎｍまで大きく減少する（ただし、Ｔ_offが２３３μｓ以上になると、殆ど減少しなくなる）。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆ_Sを３ｋＨｚ以下、Ｔ_offを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、中間ＯxボーイングＣＤも大幅に向上する。

図１０Ｄに示すように、［4］選択比は、パルス・オフ期間Ｔ_offを２５μｓから２３３μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合および２００Ｗのいずれの場合も約２．５から約４．２まで略同じ変化率で増大し、Ｔ_offが２３３μｓを超えると飽和する。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度に選択比が向上する。

図１０Ｅに示すように、［5］アスペクト比変化量は、パルス・オフ期間Ｔ_offを２５μｓから４００μｓまで段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約８０〜８５の範囲に止まるのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合は約８０から約１３０まで大きく増大する（ただし、Ｔ_offが２３３μｓを超えると飽和する）。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると（特にｆ_Sを３ｋＨ以下、Ｔ_offを２３３μｓ以上にすると）、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、アスペクト比変化率が大きく向上する。

＜第２実験のパラメータおよび実験結果＞

各種プロセス特性の上部ＤＣ電圧依存性を比較する第２実験では、パルス・オフ期間Ｔ_off（変調パルスＭＳの周波数ｆ_S，デューティ比Ｄ_S）をＴ_off＝２３３μｓ（ｆ_S＝３ｋＨｚ，Ｄ_S＝３０％）に固定し、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜をパラメータとして、｜Ｖ_dc｜＝５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖの段階的な３つの値を選んだ。

図１１Ａ〜図１１Ｅに、第２実験で得られた結果をグラフで示す。図１１Ａに示すように、［1］孔１４０の深さの増量分（エッチング量：ｄ₂−ｄ₁）は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約７６０ｎｍから約６８０ｎｍまで線形的に減少し、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合は約７００ｎｍから約６８０ｎｍまで漸次的に減少する。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を大きくしても、孔１４０の深さの増量分（エッチング量）は増大するわけではなく、むしろ減少傾向になるが、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して劣るわけでもない。

図１１Ｂに示すように、［2］ネッキングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約２３．０ｎｍから約２０．０ｎｍ以下まで段階的に減少するのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合は低いレベルで約１９．６ｎｍから約１７．８ｎｍまでより段階的に減少する。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗにしてハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を大きくするほどネッキングＣＤは向上し、しかもオン／オフのパルス変調を用いる場合よりもネッキングＣＤは向上する。

図１１Ｃに示すように、［3］中間ＯxボーイングＣＤは、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は約３７．５ｎｍから約３５．５ｎｍまで段階的に減少するのに対して、周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合はより低いレベルで約３５．２ｎｍから約３３．５ｎｍまでより段階的に減少する（ただし、｜Ｖ_dc｜が９００Ｖ以上になると、殆ど減少しなくなる）。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗにしてハイ／ロウのパルス変調を用いる場合は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を大きくするほど概して中間ＯxボーイングＣＤは向上し、しかもオン／オフのパルス変調を用いる場合よりも中間ＯxボーイングＣＤは向上する。

図１１Ｄに示すように、［4］選択比は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖ〜１２００Ｖの範囲で変化させても、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合および２００Ｗのいずれの場合も約４．１〜４．５の範囲内に収まる。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合と同程度に選択比が向上する。

図１１Ｅに示すように、［5］アスペクト比変化量は、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける上部ＤＣ電圧Ｖ_dcの絶対値｜Ｖ_dc｜を５００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖと段階的に大きくすると、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが０Ｗの場合は｜Ｖ_dc｜が９００Ｖ以上になると約８０ｎｍから約９２ｎｍまで上昇するのに対して、高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lが２００Ｗの場合はより高いレベルで約９９ｎｍから約１３２ｎｍまでより上昇する（ただし、｜Ｖ_dc｜が９００Ｖ以上になると飽和する）。このように、ＰＬ_L＝２００Ｗでハイ／ロウのパルス変調を用いると、オン／オフのパルス変調を用いる場合に比して、アスペクト比変化率が大きく向上する。

＜実験の評価＞

上記のように、図９に示すようなＨＡＲＣ（High Aspect Ratio Contact）プロセスにおいては、フラズマ生成用の高周波ＨＦに対して、ハイ／ロウのパルス変調をかける方がオン／オフのパルス変調をかける場合よりも各種プロセス特性において優位性があり、特に高い選択比を保証しつつボーイングを効果的に抑制できることが判った。この点について考察する。

パルス変調においては、変調パルスの各サイクル毎に、パルス・オン期間からパルス・オフ期間に切り替わると、イオンの引き込み効果が薄れ、マスク上にプラズマ反応生成物が堆積する。したがって、低速パルス／低いデューティ比（パルス・オフ期間が長い）では、マスクと被エッチング材または対象膜との選択比の向上に適した領域といえる。しかし、パルス・オフ期間はエッチングに寄与することが少ないので、パルス・オフ期間を必要以上に長くするとプラズマプロセスの所要時間が長くなり、生産性の低下を招くことになる。

また、ＨＡＲＣのようにホールエッチングのアスペクト比が大きくなると、エッチング時間が長くなるので、オン／オフのパルス変調を用いた場合は、たとえマスクとの選択比が確保できたとしても、ホール側壁への長時間のイオン入射により、ボーイングがより発生しやすくなってしまうので、最終的に良好な加工形状を得ることが難しかった。

パルス・オン期間からパルス・オフ期間に切り替わった直後にチャンバの処理空間で電子、イオンおよびラジカルがそれぞれ減少する割合は異なる。電子は１０μｓ、イオンは１００μｓ程度の比較的短い時間で消滅するのに対して、ラジカルは１ｍｓ程度の時間が経過した後も存在する。このオフタイム中に存在するラジカルがマスク表層と反応することにより、マスク表面保護膜を形成すると考えられる。

ハイ／ロウのパルス変調においては、パルス・オフ期間中もプラズマ生成用の高周波ＨＦが処理ガスを励起し、イオンおよびラジカルを発生させる。この場合、イオン引き込み用の高周波ＬＦに比べてイオンに与える加速のエネルギーは小さいので、エッチングに寄与する割合は少ない。一方、かなりのラジカルが発生しており、しかも下部２周波重畳印加方式の場合はＬＦオフでＨＦのパワーが弱めであるから、程ほどのＲＦバイアスによりラジカルを巻き込むようにしてイオンをホールの底部に引き込むことができる。その結果、ホール側壁への反応生成物の堆積を促進させて、ボーイングの抑制に効く側壁保護膜を形成することができる。

また、上記のように、ハイ／ロウのパルス変調を用いるときは、変調パルスに同期させて上部ＤＣ電圧の絶対値をパルス・オン期間よりもパルス・オフ期間で一段高くする技法も各種プロセス特性の向上、特にネッキングの改善、中間ボーイングＣＤの改善、垂直形状の改善に効果的であることが判る。

つまり、パルス・オフ期間中に上部ＤＣ電圧の絶対値を一段高くすることにより、何らかの作用が働いて（たとえば被エッチング材およびマスクに打ち込まれる電子のエネルギーが増大することにより）、ホール内で側壁保護膜を底部側に延ばす効果、あるいはマスク肩部の肩落ちを抑制する（それによって、ボーイングを誘発する斜め成分のイオン入射の割合を低減する）効果が得られるものと考えられる。

いずれにしても、ＨＡＲＣプロセスにおいては、プラズマ生成用の高周波にハイ／ロウのパルス変調をかける場合は、変調パルスの周波数は１ｋＨｚ以上（好ましくは２ｋＨｚ〜８ｋＨｚ、より好ましくは２ｋＨｚ〜３ｋＨｚ）の領域が好ましく、パルス・オフ期間におけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーＰＬ_Lはある程度高い領域（たとえば１００Ｗ以上、好ましくは２００Ｗ以上）に設定することが望ましい。

この点、この実施形態におけるプラズマエッチング装置においては、プラズマ生成系の整合器４０が、上記のような構成および機能を有するインピーダンスセンサ１０６Ａにより、高周波給電ライン４３上で高周波電源３６より見えるプラズマ負荷のインピーダンスを測定し、パルス・オン期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスの測定値とパルス・オフ期間Ｔ_onにおける負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を求め、この加重平均測定値を高周波電源３６の出力インピーダンスに整合させるように動作する。この場合、加重平均の重み変数（Ｋ）の値を調整することにより、パルス・オン期間Ｔ_onにおける反射波パワーＰＲ_Hとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける反射波パワーＰＲ_Hとのバランスを任意に制御することができるので、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける反射波のパワーＰＲ_Lを任意に減らし、そのぶんロードパワーＰＬ_Lを高めの任意に値に設定することが可能となる。

一例として、プラズマ生成系の高周波電源３６に用いられている実際の或る機種の高周波電源（反射波パワーの許容限界値が１２００Ｗ）においては、図１２に示すように、パルス・オン期間Ｔ_onにおける反射係数ГがГ＝０．０である従来のマッチング方法（パルス・オン期間Ｔ_on中に略完全な整合をとる方法）を行う場合に比して、Г＝０．２，Г＝０．３となる実施形態のマッチング方法を用いることにより、パルス・オフ期間Ｔ_offにおけるロードパワーＰＬ_Lの設定可能な範囲を約２３０Ｗ（Г＝０．０）から約３００Ｗ（Г＝０．２）さらには約３５０Ｗ（Г＝０．３）に大幅に拡大することができる。このことは、別な見方をすれば、高周波電源３６のダウンサイジングが可能になることを意味する。なお、反射係数ГはГ＝（ＰＲ_H／ＰＦ_H）^1/2で与えられる。

［上部電極放電対策に関する実施例］

一般に、ＨＡＲＣプロセスのようなホールエッチングにおいては、アスペクト比を高くすると、ホールの底部に正イオンが溜まりやすくなって、ホール内でのイオンの直進性が低下し、良好なエッチング形状を得るのが困難になる。この点に関して、図１のプラズマエッチング装置は、直流電源部６２を備えており、上部電極４６に負極性の直流電圧を印加することにより、上部電極４６からプラズマ生成空間ＰＡに放出される電子をサセプタ（下部電極）１６上の半導体ウエハ（被処理体）Ｗに向けて加速し、高速に加速された電子をホールの内奥に供給して、ホール底部に溜まった正イオンを電気的に中和することができるので、上記のようなホール内でイオンの直進性が低下する問題を回避できる。

ところが、上部電極４６に負極性の直流電圧を印加することによって、上部電極４６の中で、特にガス噴出孔４８ａないしガス通気孔５０a内でガスの放電（異常放電）が発生し、上部電極４６が損傷することがある。このような上部電極内部の異常放電は、プラズマ生成用の高周波ＨＦおよびイオン引き込み用の高周波ＬＦの双方にオン／オフのパルス変調をかける場合に多発しやすい。

この場合は、図１３に示すように、パルス・オフ期間Ｔ_off中は、イオン引き込み用の高周波電源３８およびプラズマ生成用の高周波電源３６の双方がオフする一方で、上部電極４６には直流電源部６２より絶対値の大きい負極性の直流電圧Ｖ_dc1が印加される。これにより、上部電極４６の表面付近には、電子（ｅ）を突き放す方向に加速し、イオン（＋）を引き付ける方向に加速する高電界領域（以下「ＤＣシース」と称する）ＳＨ_DCが発生し、このＤＣシースＳＨ_DCにより加速された電子（ｅ）がサセプタ１６上の半導体ウエハＷに入射して、ホールの底部に溜まっている正電荷を中和する。この時、プラズマ生成空間ＰＡ内ではプラズマが消滅しているので、半導体ウエハＷの表面の上にプラズマシース（イオンシース）ＳＨ_RFは殆ど形成されていない。この状態は、パルス・オフ期間Ｔ_offを通じて持続される。

そして、パルス・オフ期間Ｔ_offからパルス・オン期間Ｔ_onに変わると、両高周波電源３６，３８の双方が同時にオンして、両高周波ＨＦ，ＬＦがサセプタ１６に印加される。これにより、プラズマ生成空間ＰＡに処理ガスのプラズマが生成され、半導体ウエハＷの表面を覆うようにチャンバ１０内にプラズマシースＳＨ_RFが形成される。この場合、プラズマシースＳＨ_RFは、それまでの実質的に無い状態から突然に現れ、上部電極４６に向って急速度で成長する（シースの厚みが増大する）。このプラズマシースＳＨ_RFの成長速度は、周波数が相対的に低いイオン引き込み用の高周波ＬＦの電圧（ピークピーク値）Ｖ_ppの立ち上がり速度ないし飽和値の大きさに主に依存する。

一方、上部電極４６では、直流電源部６２により印加される直流電圧の絶対値がそれまでの比較的大きな値|Ｖ_dc1|から比較的小さな値|Ｖ_dc2|に変わるものの、相変わらず電子（ｅ）が放出され、半導体ウエハＷに向って加速される。ところが、パルス・オフ期間Ｔ_offの時とは異なり、この場面では半導体ウエハＷ上でプラズマシースＳＨ_RFがその厚みつまり電界強度が増大する方向に急速度で成長するので、上部電極４６側から加速されてきた電子（ｅ）が成長中のプラズマシースＳＨ_RFによって強く跳ね返される。そして、プラズマシースＳＨ_RFで跳ね返された電子（ｅ）が、今度は上部電極４６に向って飛んで、ＤＣシースＳＨ_DCの電界に抗して上部電極４６の電極板４８のガス噴出孔４８aの中に進入し、その内奥で放電を引き起こすことがある。

このように上部電極の内部で異常放電が発生する場合において、上部電極４６より放出された電子（ｅ）を半導体ウエハＷ側に向かって加速させるときと、半導体ウエハＷ側のプラズマシースＳＨ_RFで跳ね返されてきた電子（ｅ）を減速させるときとで、上部電極４６側のＤＣシースＳＨ_DCの電界が電子（ｅ）に作用する力は同じである。したがって、上部電極４６のガス噴出孔４８aの中に電子が進入する頻度や速度は、ＤＣシースＳＨ_DCの大きさには殆ど依存せず、プラズマシースＳＨ_RFが電子（ｅ）を上部電極４６側に跳ね返す強さ、つまりプラズマシースＳＨ_RFの成長速度に依存する。

また、プラズマ生成空間ＰＡの上部で生成される正イオン（＋）は、ＤＣシースＳＨ_DCの電界に引き込まれて上部電極４６（電極板４８）の表面に衝突してスパッタすることがあっても、上部電極４６内部の異常放電を引き起こすようなことはない。

図１のプラズマエッチング装置において、上記のような上部電極４６内部の異常放電は、プラズマ生成用の高周波ＨＦに対するパルス変調をオン／オフのパルス変調からハイ／ロウのパルス変調に変えることによって、効果的に回避することができる。

この場合は、図１４に示すように、パルス・オフ期間Ｔ_off中は、高周波電源３６がオン状態を保持し、プラズマ生成用の高周波ＨＦがロウレベルのパワーでサセプタ１６に印加されるので、プラズマ生成空間ＰＡにはプラズマが消滅せずに低密度で残存し、半導体ウエハＷの表面は薄いプラズマシースＳＨ_RFで覆われる。この時、上部電極４６側からＤＣシースＳＨ_DCの大きな電界により高速度に加速されてきた電子（ｅ）は、プラズマシースＳＨ_RFで逆向きの電界または力を受ける。しかし、プラズマシースＳＨ_RFは薄くてその逆向きの電界は弱いので、電子（ｅ）はプラズマシースＳＨ_RFを突き抜けて半導体ウエハＷに入射する。この状態は、パルス・オフ期間Ｔ_offを通じて持続される。

そして、パルス・オフ期間Ｔ_offからパルス・オン期間Ｔ_onに変わると、高周波電源３８がオンしてイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６に印加するとともに、高周波電源３６が高周波ＨＦのパワーをそれまでのロウレベルからハイレベルに変える。これにより、プラズマ生成空間ＰＡで生成されるプラズマの密度が急激に高くなるとともに、半導体ウエハＷの表面を覆うプラズマシースＳＨ_RFの厚みが一段と増大する。ただし、この場合は、プラズマシースＳＨ_RFが無の状態から突然現れて急成長するのではなく、既に存在している状態から厚さを増大させるだけなので、その成長速度は相当穏やかであり、上部電極４６側から高速に加速されてきた電子（ｅ）を跳ね返す力はそれほど大きくない。このため、プラズマシースＳＨ_RFで跳ね返された電子（ｅ）は、その跳ね返りの初速度が低いため、ＤＣシースＳＨ_DCを突き抜けることができず、上部電極４６の電極板４８のガス噴出孔４８aの中に進入しない。したがって、上部電極４６の内部で異常放電は発生しない。

ところで、パルス・オン期間Ｔ_on中に上部電極４６の内部で異常放電が発生する時は、プラズマシースＳＨ_RFの成長速度や厚さに関係するイオン引き込み用高周波ＬＦのピーク・ピーク値Ｖ_ppが高周波給電ライン４５上で大きく変動することが確認されている。この実施形態のプラズマエッチング装置においては、整合器４０，４２の中にＶ_pp検出器１０７Ａ，１０７Ｂをそれぞれ設けている（図３）。整合器４２内のＶ_pp検出器１０７Ｂを通じて、高周波給電ライン４５上のイオン引き込み用高周波ＬＦのピーク・ピーク値Ｖ_ppを測定し、主制御部７２またはマッチングコントローラ１０４Ｂ内のＣＰＵ処理によりＶ_ppの測定値を解析して、上部電極４６の内部で異常放電が発生しているか否かを表すモニタ情報（図１５，図１６）を取得することができる。

ここで、図１５のモニタ情報は、上部電極４６の内部で異常放電が発生している場合に得られたもの（一例）である。図示のように、モニタ期間に設定された判定区間の中でＶ_pp変動率が頻繁にかつ大きく（数％以上に）跳ね上がることがわかる。一般に、異常放電の発生頻度が多いほど、Ｖ_pp変動率が大きくなる傾向がある。図示のグラフの縦軸のＶ_pp変動率は、たとえば次の式（２）で与えられる。
Ｖ_pp変動率＝100×(Ｖ_pp-max−Ｖ_pp-ave)／Ｖ_pp-ave ・・・（２）
ただし、Ｖ_pp-maxは判定区間の中に設定される一定のサンプリング期間Ｔ_SにおけるＶ_ppの最大値であり、Ｖ_pp-aveは該サンプリング期間Ｔ_SにおけるＶ_ppの平均値である。

図１６のモニタ情報は、上部電極４６の内部で異常放電が発生していない場合に得られたもの（一例）である。判定区間を通じてＶ_pp変動率が数％以下（図示の例は１％以下）で安定している。なお、モニタ期間の開始直後と終了直前は、プラズマの着火と消滅のタイミングであり、異常放電の発生の有無と関係なくＶ_pp変動率が上昇するので、判定区間から除外している。

本発明者等は、上述したようなＨＡＲＣプロセスにおいて、ガス圧力、パルス変調の周波数ｆ_sおよびデューティ比Ｄ_sをパラメータに選んで変化させる実験を行って、各パルス変調における上部電極内部の異常放電の発生の有無を調べた。この実験では、上述した実施例と同様にエッチングガスにフルオロカーボン系のガスを使用し、パルス・オン期間Ｔ_onにおけるプラズマ生成用高周波ＨＦのパワーを２０００ｋＷ、イオン引き込み用高周波ＬＦのパワーを１４０００ｋＷ、パルス・オフ期間Ｔ_offにおける高周波ＨＦのパワーを１００Ｗとした。そして、パラメータとして、ガス圧力は１０mTorr，１５mTorr，２０mTorr，２５mTorr，３０mTorrの５通りに選び、パルス変調の周波数ｆ_sは４ｋＨｚ，５ｋＨｚ，１０ｋＨｚの３通りに選び、デューティ比Ｄ_sは２０％，３０％，４０％，５０％，６０％の５通りに選んだ。

図１７Ａおよび図１７Ｂに、その実験結果をテーブル形式で示す。テーブルの中で、〇は、上記モニタ情報においてＶ_pp変動率が２％（許容値）以下に収まった場合であり、「異常放電無し」の判定結果を表す。×は、上記モニタ情報においてＶ_pp変動率が２％（許容値）を越えた場合であり、「異常放電有り」の判定結果を示す。

図１７Ａは、プラズマ生成用の高周波ＨＦおよび双方にオン／オフのパルス変調をかけた場合である。この場合は、全てのパラメータ（ガス圧力、パルス変調周波数ｆ_s、デューティ比Ｄ_s）の全可変領域にわたって「異常放電有り」（×）の結果が広く分布する。

図１７Ｂは、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかけ、かつイオン引き込み用の高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけた場合である。この場合は、全てのパラメータ（ガス圧力、パルス変調周波数ｆ_s、デューティ比Ｄ_s）の全可変領域にわたって常に「異常放電無し」（〇）であった。

このように、プラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかけ、かつイオン引き込み用の高周波ＬＦにオン／オフのパルス変調をかけた変調モードを選択することで、上部電極４６の内部の異常放電を効果的に回避することができる。ただし、この手法は、パルス・オフ期間Ｔ_off中にプラズマ生成用高周波ＨＦのパワー（ロードパワー）を低めの最適な設定値に正確かつ安定に保持できる技術を好適に必要とする。この点に関しては、上述したように、整合器４０のインピーダンスセンサ１０６Ａにおいて重み係数Ｋの値を調整することによりパルス・オン期間Ｔ_onにおける反射波パワーＰＲ_Hとパルス・オフ期間Ｔ_offにおける反射波パワーＰＲ_Lとのバランスを任意に制御する技術と、高周波電源３６においてパルス・オフ期間Ｔ_off中のロードパワーＰＬ_Lに独立したフィードバック制御をかける技術を好適に用いることができる。

［他の実施形態または変形例］

以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。

本発明においては、第１（プラズマ生成系）のパワー変調方式、第２（イオン引き込み系）のパワー変調方式および上部ＤＣ印加方式を組み合わせるに際しては各々のモードを任意に選ぶことが可能である。また、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーにはパルス変調を一切かけずにプラズマ生成用の高周波ＨＦにハイ／ロウのパルス変調をかける形態や、逆にプラズマ生成用の高周波ＨＦにはパルス変調を一切かけずにイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーにハイ／ロウのパルス変調をかける形態も可能である。さらには、第１のパワー変調方式もしくは第２のパワー変調方式のいずれかのみを使う形態や、上部ＤＣ印加方式を使わない形態も可能である。

上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦを上部電極４６に印加する構成も可能である。

本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能であり、さらにはチャンバの周囲に高周波電極（アンテナ）を設ける誘導結合型プラズマ処理装置にも適用可能である。本発明における被処理体は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。

１０ チャンバ
１６ サセプタ（下部電極）
３６ （プラズマ生成系）高周波電源
３８ （イオン引き込み系）高周波電源
４０，４２ 整合器
４３，４５ 高周波給電ライン
４６ 上部電極（シャワーヘッド）
５６ 処理ガス供給源
７２ 主制御部
９０Ａ，９０Ｂ 高周波発振器
９２Ａ，９２Ｂ パワーアンプ
９４Ａ，９４Ｂ 電源制御部
９６Ａ，９６Ｂ ＲＦパワーモニタ
９８Ａ，９８Ｂ 整合回路
１００Ａ，１０２Ａ，１００Ｂ，１０２Ｂ モータ
１０４Ａ，１０４Ｂ マッチングコントローラ
１０７Ａ，１０７Ｂ Ｖ_pp検出器
１１０Ａ，１１０Ｂ ＲＦ電圧検出器
１１２Ａ，１１２Ｂ ＲＦ電流検出器
１１４Ａ，１１４Ｂ 負荷インピーダンス瞬時値演算回路
１１６Ａ，１１６Ｂ 算術平均値演算回路
１１８Ａ，１１８Ｂ 加重平均値演算回路
１２０Ａ，１２０Ｂ 移動平均値演算回路
１２２Ａ，１２２Ｂ ロードパワー測定部
１２４Ａ，１２４Ｂ 高周波出力制御部
１２６Ａ，１２６Ｂ （パルス・オン期間用）制御指令値生成部
１２８Ａ，１２８Ｂ （パルス・オフ期間用）制御指令値生成部
１３０Ａ，１３０Ｂ 比較器
１３２Ａ，１３２Ｂ アンプ制御回路
１３４Ａ，１３４Ｂ コントローラ
１３６Ａ，１３６Ｂ 切替回路

Claims (11)

1. 被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
   第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
   一定のデューティ比で交互に繰り返す第１および第２の期間において、前記第１の期間では前記第１の高周波のパワーがハイレベルになり、前記第２の期間では前記第１の高周波のパワーが前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第１の高周波電源の出力を一定周波数の変調パルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、
   前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
   前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定し、前記第１の期間における負荷インピーダンスの測定値と前記第２の期間における負荷インピーダンスの測定値とを所望の重みで加重平均して得られる加重平均測定値を前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに整合させる第１の整合器と
   を有するプラズマ処理装置。
2. 第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
   前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
   前記第１の期間では前記第２の高周波のパワーがオン状態またはハイレベルになり、前記第２の期間では前記第２の高周波のパワーがオフ状態または前記ハイレベルより低いロウレベルになるように、前記第２の高周波電源の出力を前記変調パルスで変調する第２の高周波パワー変調部と
   を有する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
3. 前記第２の高周波は、前記プラズマからイオンを前記被処理体に引き込むのに適した周波数を有する、請求項２に記載のプラズマ処理装置。
4. 前記第１の高周波電源が、
   前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成する第１のＲＦパワーモニタと、
   前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求める第１のロードパワー測定部と、
   前記変調パルスの各サイクルにおける前記第２の期間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を所定のロードパワー設定値に一致または近似させるように、前記進行波のパワーに対してフィードバック制御をかける第１の高周波出力制御部と
   を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
5. 前記第１の高周波電源が、
   前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成する第１のＲＦパワーモニタと、
   前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求める第１のロードパワー測定部と、
   前記変調パルスの各サイクルにおける前記第１および第２の期間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を前記第１および第２の期間について個別に与えられる第１および第２のロードパワー設定値にそれぞれ一致または近似させるように、前記進行波のパワーに対して前記第１の期間と前記第２の期間とで個別にフィードバック制御をかける第１の高周波出力制御部と
   を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
6. 前記第１の高周波は、前記プラズマの生成に適した周波数を有する、請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
7. 前記第１の電極に前記被処理体が載置される、請求項６に記載のプラズマ処理装置。
8. 前記第２の期間における前記第２の高周波のパワーは、前記プラズマ生成状態を維持するのに必要な最小限のパワーより高い、請求項１〜７のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
9. 前記変調パルスに同期して、前記第２の期間中にのみ前記第２の電極に負極性の直流電圧を印加する直流電源部を有する、請求項１〜８のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
10. 前記処理容器内でプラズマ生成空間を介して前記被処理体と対向する電極に負極性の直流電圧を印加し、前記変調パルスに同期して前記第１の期間中よりも前記第２の期間中において前記直流電圧の絶対値を大きくする直流給電部を有する、請求項１〜９のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
11. 前記変調パルスの周波数は２〜８ｋＨｚであり、デューティ比は２０〜８０％である、請求項１〜１０のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。