JPH0129468B2 - - Google Patents
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- JPH0129468B2 JPH0129468B2 JP17920383A JP17920383A JPH0129468B2 JP H0129468 B2 JPH0129468 B2 JP H0129468B2 JP 17920383 A JP17920383 A JP 17920383A JP 17920383 A JP17920383 A JP 17920383A JP H0129468 B2 JPH0129468 B2 JP H0129468B2
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- Japan
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- circuit
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- information sequence
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- modulation
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2021—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained
- H04L27/2025—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner within each symbol period
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、無線通信におけるCPFSK信号（位
相連続FSK；Continuous Phase；CP）を能率よ
く変復調する装置に関するものである。
相連続FSK；Continuous Phase；CP）を能率よ
く変復調する装置に関するものである。
（背景技術）
従来のこの種の装置は、ポリバイナリー符号で
CPFSK変調すると、周波数（位相）偏移が2Lの
値にわたるためもつぱら周波数検波された2Lの
値を識別し、元の２値情報系列を復調する必要が
ある。さらに、CPFSK変調波の所要帯域幅を狭
小化するために多値化を進めると復調回路が複雑
になるなどの欠点があつた。
CPFSK変調すると、周波数（位相）偏移が2Lの
値にわたるためもつぱら周波数検波された2Lの
値を識別し、元の２値情報系列を復調する必要が
ある。さらに、CPFSK変調波の所要帯域幅を狭
小化するために多値化を進めると復調回路が複雑
になるなどの欠点があつた。
（発明の課題）
本発明は、これらの欠点を解決するために、復
調部に逓倍回路と１ビツト遅延検波を用いると共
にこれに関連して特殊な変調部を用いるもので、
以下図面について詳細に説明する。
調部に逓倍回路と１ビツト遅延検波を用いると共
にこれに関連して特殊な変調部を用いるもので、
以下図面について詳細に説明する。
（発明の構成および作用）
第１図は本発明の実施例（その１）であつて、
１は、入力端子、２は、プリコーデイング部、３
は、ポリバイナリーエンコーダ、４はCPFSK変
調部、５は送信部、６は受信部、７は逓倍回路、
８は１ビツト遅延検波回路、９は２値識別回路、
１０は出力端子である。この装置を説明すると以
下の通りである。１から入力された２値情報系列
｛ao｝は２において２値系列｛bo｝に変換される。
このboの値は2L−２個の過去のデータの値と現
在時のaoの値との“２を法とする和”で与えられ
る。
１は、入力端子、２は、プリコーデイング部、３
は、ポリバイナリーエンコーダ、４はCPFSK変
調部、５は送信部、６は受信部、７は逓倍回路、
８は１ビツト遅延検波回路、９は２値識別回路、
１０は出力端子である。この装置を説明すると以
下の通りである。１から入力された２値情報系列
｛ao｝は２において２値系列｛bo｝に変換される。
このboの値は2L−２個の過去のデータの値と現
在時のaoの値との“２を法とする和”で与えられ
る。
即ち、
bo＝2L-2
〓i=1
bo-i＋ao （mod2）
となる。３においてCPFSK変調波を得るのに適
したポリバイナリー符号化をする。そのため co＝2L-2 〓i=0 bo-i−（Ｌ−１／２） なる関係式で生成する。４は系列｛co｝によつて
CPFSK変調波を発生させるが変調指数は最大値
Ｌ−1/2でｈとなるようにする。５は送信部で中
間周波帯で得られたCPFSK波を所要の無線周波
数帯域に変換し、増幅するための回路とそれを放
射するために必要なアンテナ等から構成されてい
る。６は受信部で、受信アンテナとその出力を中
間周波数帯域にミツクスダウンする回路と中間周
波増幅器等から構成されている。７は逓倍回路で
その次数はポリバイナリー符号の最大値Ｌ−1/2
と変調指数ｈから（Ｌ−1/2）／ｈと与えられる。
８は１ビツト遅延サイン検波器で１ビツト遅延素
子、掛算回路、不要な高周波成分をカツトするた
めのローパスフイルタで構成される。９は遅延検
波器の出力を識別し、元の２値情報系列を再生す
るための回路である。第２図はＬ＝２、すなわ
ち、４値となるポリバイナリー符号の場合を例に
第１図の構成をくわしく説明するものである。第
２図のａは２値情報系列の一例｛ao｝、ｂはプリ
コーデイング後の系列｛bo｝、ｃはポリバイナリ
ー符号系列（Ｌ＝２）を示した（前記のcoの式に
より求める）。また、第２図のｄは受信号６の出
力端で観測できる上記の例に従つたCPFSK変調
波の周波数偏移を、ｅはｄの波形を（Ｌ−1/
２）／ｈ逓倍した後の１ビツト遅延検波器におけ
る位相差を、ｆはこれをサイン検波した場合の波
形でこれらを図に示した矢印の時点で２値識別
し、−１を１に１を０に対応させると元の２値情
報系列が得られる。Ｌ＝２以外の場合の動作も同
様で、前記のcoの式のＬの値に２以外の値を代入
すれば第２図と同様の動作図を得ることができ
る。
したポリバイナリー符号化をする。そのため co＝2L-2 〓i=0 bo-i−（Ｌ−１／２） なる関係式で生成する。４は系列｛co｝によつて
CPFSK変調波を発生させるが変調指数は最大値
Ｌ−1/2でｈとなるようにする。５は送信部で中
間周波帯で得られたCPFSK波を所要の無線周波
数帯域に変換し、増幅するための回路とそれを放
射するために必要なアンテナ等から構成されてい
る。６は受信部で、受信アンテナとその出力を中
間周波数帯域にミツクスダウンする回路と中間周
波増幅器等から構成されている。７は逓倍回路で
その次数はポリバイナリー符号の最大値Ｌ−1/2
と変調指数ｈから（Ｌ−1/2）／ｈと与えられる。
８は１ビツト遅延サイン検波器で１ビツト遅延素
子、掛算回路、不要な高周波成分をカツトするた
めのローパスフイルタで構成される。９は遅延検
波器の出力を識別し、元の２値情報系列を再生す
るための回路である。第２図はＬ＝２、すなわ
ち、４値となるポリバイナリー符号の場合を例に
第１図の構成をくわしく説明するものである。第
２図のａは２値情報系列の一例｛ao｝、ｂはプリ
コーデイング後の系列｛bo｝、ｃはポリバイナリ
ー符号系列（Ｌ＝２）を示した（前記のcoの式に
より求める）。また、第２図のｄは受信号６の出
力端で観測できる上記の例に従つたCPFSK変調
波の周波数偏移を、ｅはｄの波形を（Ｌ−1/
２）／ｈ逓倍した後の１ビツト遅延検波器におけ
る位相差を、ｆはこれをサイン検波した場合の波
形でこれらを図に示した矢印の時点で２値識別
し、−１を１に１を０に対応させると元の２値情
報系列が得られる。Ｌ＝２以外の場合の動作も同
様で、前記のcoの式のＬの値に２以外の値を代入
すれば第２図と同様の動作図を得ることができ
る。
第３図は、実施例（その２）で１，２，３，
４，５，６，７，１０は、第１図の同一の番号の
ものと同じ機能をもつものである。１１の構成要
素は基本的には８のものと同じであるが遅延検波
器としてはコサイン検波器を用いる。また１２は
３値識別器である。１３は３値識別器より得られ
た系列｛eo｝より次の関係式を用い元の２値情報
系列｛xo｝を得る。
４，５，６，７，１０は、第１図の同一の番号の
ものと同じ機能をもつものである。１１の構成要
素は基本的には８のものと同じであるが遅延検波
器としてはコサイン検波器を用いる。また１２は
３値識別器である。１３は３値識別器より得られ
た系列｛eo｝より次の関係式を用い元の２値情報
系列｛xo｝を得る。
xo＝eo＋xo-1 （mod2）
上式は差動論理変換回路により構成できる。本
実施例を第２図に示した例に従つて説明する。第
４図のａは第２図ｅをコサイン検波した場合の波
形を、また矢印は識別時点を示す。ただし実施例
（その１）の識別時点とは1/2ビツトずれている。
ｂは３値識別された系列でｃは差動論理変換後の
系列で元の２値情報系列と一致する。
実施例を第２図に示した例に従つて説明する。第
４図のａは第２図ｅをコサイン検波した場合の波
形を、また矢印は識別時点を示す。ただし実施例
（その１）の識別時点とは1/2ビツトずれている。
ｂは３値識別された系列でｃは差動論理変換後の
系列で元の２値情報系列と一致する。
第５図は実施例（その３）で１，２，３，４，
５，６，９，１０，１１，１３は第２図の同一の
番号のものと同じ機能をもつものである。１４は
２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍回路である。本実施例を第
２図に示した例に従つて説明する。第６図のａは
第２図ｄを２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍した後の遅延検
波器における位相差、ｂはこれをコサイン検波し
た場合の波形を矢印は識別時点を示す。ｃは２値
識別し、−１を０に１を１に対応させた系列でｄ
は差動論理変換後の系列で、元の２値情報系列と
一致する。
５，６，９，１０，１１，１３は第２図の同一の
番号のものと同じ機能をもつものである。１４は
２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍回路である。本実施例を第
２図に示した例に従つて説明する。第６図のａは
第２図ｄを２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍した後の遅延検
波器における位相差、ｂはこれをコサイン検波し
た場合の波形を矢印は識別時点を示す。ｃは２値
識別し、−１を０に１を１に対応させた系列でｄ
は差動論理変換後の系列で、元の２値情報系列と
一致する。
第７図は、実施例（その４）で２，３，４は第
１図の同一の番号のものと同じ機能をもつもので
ある。１５は擬似雑音符号発生器で１６はスペク
トラムアナライザである。本実施例の動作を以下
くわしく説明する。まず１５では適当な符号長の
擬似雑音符号を発生し、この２値系列を２でプリ
コーデイングした後、３で2Lの値を持つポリバ
イナリー符号化を行い、４ではポリバイナリー符
号の最大振幅値Ｌ−1/2で変調指数がｈとなる
CPFSK波を発生させる。この変調波を１６のス
ペクトラム・アナライザでスペクトラムパワー分
布を測定する。第８図は、測定結果の１例でａは
Ｌ＝２、ｈ＝0.5の場合の結果、ｂはＬ＝３、ｈ
＝0.5、ｃは比較のために行なつたｈ＝0.5のミニ
マム・シフト・キーイング（MSK）の場合のス
ペクトラム・パワー分布である。第８図の横軸は
規格化周波数差で、規格化周波数は擬似雑音符号
発生器を駆動するためのクロツク周波数である。
第８図の結果からスペクトラムの狭小化はＬとｈ
の値を適当に選ぶことによつて達成できる。
１図の同一の番号のものと同じ機能をもつもので
ある。１５は擬似雑音符号発生器で１６はスペク
トラムアナライザである。本実施例の動作を以下
くわしく説明する。まず１５では適当な符号長の
擬似雑音符号を発生し、この２値系列を２でプリ
コーデイングした後、３で2Lの値を持つポリバ
イナリー符号化を行い、４ではポリバイナリー符
号の最大振幅値Ｌ−1/2で変調指数がｈとなる
CPFSK波を発生させる。この変調波を１６のス
ペクトラム・アナライザでスペクトラムパワー分
布を測定する。第８図は、測定結果の１例でａは
Ｌ＝２、ｈ＝0.5の場合の結果、ｂはＬ＝３、ｈ
＝0.5、ｃは比較のために行なつたｈ＝0.5のミニ
マム・シフト・キーイング（MSK）の場合のス
ペクトラム・パワー分布である。第８図の横軸は
規格化周波数差で、規格化周波数は擬似雑音符号
発生器を駆動するためのクロツク周波数である。
第８図の結果からスペクトラムの狭小化はＬとｈ
の値を適当に選ぶことによつて達成できる。
（発明の効果）
以上説明してきたように、伝送すべき２値系列
をポリバイナリー符号化して、CPFSK変調する
と、Ｌとｈの値を変えると所要値に適合するよう
に変調波のパワースペクトラムを狭小化できる。
この時、Ｌの値にしたがつて、2L値の検波・識
別をしなければならないが本発明のように復調部
で（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍した後１ビツト遅延サイ
ン検波するとＬの値にかかわらず常に２値検波・
識別で、１ビツト遅延コサイン検波するとＬの値
にかかわらず常に３値検波・識別・復号で、ま
た、２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍したのち１ビツト遅延
コサイン検波すると、Ｌの値にかかわらず、常に
２値検波・識別・復号によつて、入力の元の２値
情報系列が再生でき、復調部の回路構成が簡単化
できる等の利点がある。
をポリバイナリー符号化して、CPFSK変調する
と、Ｌとｈの値を変えると所要値に適合するよう
に変調波のパワースペクトラムを狭小化できる。
この時、Ｌの値にしたがつて、2L値の検波・識
別をしなければならないが本発明のように復調部
で（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍した後１ビツト遅延サイ
ン検波するとＬの値にかかわらず常に２値検波・
識別で、１ビツト遅延コサイン検波するとＬの値
にかかわらず常に３値検波・識別・復号で、ま
た、２（Ｌ−1/2）／ｈ逓倍したのち１ビツト遅延
コサイン検波すると、Ｌの値にかかわらず、常に
２値検波・識別・復号によつて、入力の元の２値
情報系列が再生でき、復調部の回路構成が簡単化
できる等の利点がある。
第１図は本発明の実施例の回路構成図、第２図
は、第１図の動作の説明図、第３図は本発明の別
の実施例の回路構成図、第４図は第３図の動作の
説明図、第５図は本発明の更に別の回路構成図、
第６図は第５図の動作の説明図、第７図は本発明
の更に別の実施例の回路構成図、第８図は第７図
の実施例によつて得られた結果の例を示す図であ
る。 １…信号入力端子、２…ポリバイナリープリコ
ーダ、３…ポリバイナリーエンコーダ、４…
CPFSK変調部、５…送信部、６…受信部、７…
逓倍回路部、８…１ビツト遅延サイン検波回路
部、９…２値識別回路部、１０…信号出力端子、
１１…１ビツト遅延コサイン検波回路部、１２…
３値識別回路部、１３…差動論理変換回路部、１
４…逓倍回路部、１５…擬似雑音発生回路部、１
６…スペクトラム・アナライザー。
は、第１図の動作の説明図、第３図は本発明の別
の実施例の回路構成図、第４図は第３図の動作の
説明図、第５図は本発明の更に別の回路構成図、
第６図は第５図の動作の説明図、第７図は本発明
の更に別の実施例の回路構成図、第８図は第７図
の実施例によつて得られた結果の例を示す図であ
る。 １…信号入力端子、２…ポリバイナリープリコ
ーダ、３…ポリバイナリーエンコーダ、４…
CPFSK変調部、５…送信部、６…受信部、７…
逓倍回路部、８…１ビツト遅延サイン検波回路
部、９…２値識別回路部、１０…信号出力端子、
１１…１ビツト遅延コサイン検波回路部、１２…
３値識別回路部、１３…差動論理変換回路部、１
４…逓倍回路部、１５…擬似雑音発生回路部、１
６…スペクトラム・アナライザー。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 伝送される２値情報系列を2Lの値（±（Ｌ−
３／２）、ただしＬ＝２、３…）を取るポリバイナリ
ー符号に符号化し、このパルス列によつて最大値
Ｌ−1/2で変調指数がｈとなる位相連続FSK変調
波を生成する変調部と、該変調波を（Ｌ−1/
２）／ｈ逓倍回路によつて逓倍したのち、１ビツ
ト遅延サイン検波器を作用させ、２値識別して元
の２値情報系列を再生する復調部から成ることを
特徴とするCPFSK変復調回路。 ２ 伝送される２値情報系列を2Lの値（±（Ｌ−
３／２）、ただしＬ＝２、３…）を取るポリバイナリ
ー符号に符号化しこのパルス列によつて最大値Ｌ
−1/2で変調指数がｈとなる位相連続FSK変調波
を生成する変調部と、該変調波を（Ｌ−1/2）／
ｈ逓倍回路で逓倍したのち、１ビツト遅延コサイ
ン検波器を用い、３値識別し、差動論理変換回路
を用いて元の２値情報系列を再生する復調部とか
ら成ることを特徴とするCPFSK変復調回路。 ３ 伝送される２値情報系列を2Lの値（±（Ｌ−
３／２）ただしＬ＝２、３…）を取るポリバイナリ
ー符号に符号化し、このパルス列によつて最大値
Ｌ−1/2で変調指数がｈとなる位相連続FSK変調
波を生成する変調部と、該変調波を２（Ｌ−1/
２）／ｈ逓倍回路で逓倍したのち１ビツト遅延コ
サイン検波器を用い、２値識別し、差動論理変換
回路を用いて、元の２値情報系列を再生する復調
部から成ることを特徴とするCPFSK変復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17920383A JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17920383A JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6072360A JPS6072360A (ja) | 1985-04-24 |
| JPH0129468B2 true JPH0129468B2 (ja) | 1989-06-12 |
Family
ID=16061725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17920383A Granted JPS6072360A (ja) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | 位相連続ｆｓｋ変復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6072360A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3429204B2 (ja) * | 1998-09-22 | 2003-07-22 | 株式会社クボタ | 作業車のクローラ走行装置 |
-
1983
- 1983-09-29 JP JP17920383A patent/JPS6072360A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6072360A (ja) | 1985-04-24 |
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