JPH01503578A - 切換式交流電圧調整器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 切換式交流電圧調整器 技　術　分　野 本発明は、交流電圧調整器、特に連続的に可変であり、正確な電圧制御が可能な 高性能の調整器に関する。

背　景　技　術 本出願の主題である調整器は、まず第１に電力を削減し、電気的設備の費用を削 減するために設計された。公益事業によって供給される電力は、通常、長期間の 平均に対してプラス・マイナス５％の名目上の電圧で供給される。短期間の偏差 は名目上の電圧のプラス・マイナス１０％にも違する場合がある。

大部分の電気設備は、名目上の電圧を１０％オーバーし名目上の電圧を１２％〜 １５％下まわるような範囲を越えて作動するように設計されている。公益事業体 と設備との間に配線される際に生ずる電圧降下を調整するために低い電圧に対す る特別な耐性が要求される。

公益事業体によって供給される電力が公益事業体の戸口又は使用者の設備内の主 な配電点で安定した電圧に正確に調整されるならば、電圧は、消費される電力を 削減するために、マイナス１０％の水準で制御される。必要ならばマイナス７％ 又は８％の電圧水準は、ある安全な限界を提供し得る。この調整は、特別な要求 を満たすために個々の使用者によって行なわれるかも知れない。

名目上の電圧を７％から１０％下回わる電圧で電気設備を操作することによって 多くの特別な利益が得られる。

省エネルギーという観点において、最大限の利用を得るために、調整設備は高度 に能率的なものでなければならない。商業用変圧器と半導体スイッチの現在の能 率は、本発明によって９９％以上の能率が得られ、その結果電力の費用を削減す る有効な方法となる。

上記した使用法に加え、本発明は又、正確に調整された電圧を提供すると同時に 、横断モードノイズを減少させる二とによってコンピュータシステム又は他の重 要設備への入力電圧を調整するために使用される。さらに、適当な制御回路によ って、調整器の入力端子と、出力端子とを交換し得る。かくして、調整器の配列 が交換される。かくして、調整器の配列が変換されて入力電圧より高い出力電圧 を得る二とができる。

交流電圧を調整するこれまでの方法は、前述したエネルギー保護のために適当で ない。鉄共振及び他の飽和磁気型の調整器も不十分である。電気機械的タップ切 換型の調整器及び可変変圧調整器はあまりにもゆっくりと反応する。相制御型Ｓ ＣＲ調整器は一般に使用するにはゆがみが大きすぎる。電気タップ切換調整器は 、反応は早いがその調整はあまり正確ではない（プラス・マイナス５％からプラ ス・マイナス７％）。

ここで、正確で有効で、しかもゆがみの少ない交流電圧調整器が必要となる。本 発明はこれらの要求を満たすものである。

発明の概要 ここに述べた本発明の好ましい実施例は、負荷及び２つのスイッチ１６．１７に 電気的に接続された自動変圧器１４を含む。各スイッチは第２図に示すように位 置１及び位置２を有する。位置１にスイッチがある場合には、入力導線１２及び 入力導線１３間の入力電圧は出力導線１８及び出力導線２０間の電圧に減少され た出力を生じる。例えば、スイッチが位置１にある場合に、入力導線１２と入力 導線１３間の１２６ｖの入力は、出力導線１８と出力導線２０間に１１０ｖの出 力を生じる。スイッチが位置２にある場合には、１１０ｖの入力は１１．　ＯＶ の出力を生じ、１２６Ｖと１１０Ｖの間の入力電圧があれば、スイッチが各位置 にある時間の長さを変えることによって出力は１１０ｖに維持される。スイッチ は、２０ＫＨ２のような高い周波数で位置１と位置２との間で切り換わる。スイ ッチの操作は、電圧調整器の出力と所望の電圧とを比較し、スイッチの位置を切 換えるパルス幅変調（ＰＷＭ）された制御信号を生じる制御回路２２によって調 整される。

図面の簡単な説明 第１図は本発明の好ましい実施例の交流切換電圧調整器の回路図、第２図は好ま しい実施例の概略的な回路図、第３図は入力電圧を予め増加するために入力変圧 器を加えた第２図の電圧調整器からなる電圧調整器の概略的な回路図、第４図は 電圧ステップアップ調整器を提供するために入力端子と出力端子とを交換した好 ましい実施例の概略的な回路図、第５図は入力電圧を予め減少すべく入力電圧器 を加えた第４図の電圧調整器からなる電圧調整器の概略的な回路図、第６図はい くつかの重要な信号の時間関係を示すタイミング図、第７図は電圧調整器のブロ ック線図である。

発明を実施するための最良の形態 第２図を参照すると、本発明の主題の電圧調整器が示されている。入力電圧は入 力導線１２及び入力導線１３を介して調整器に供給される。自動変圧器１４を通 った電流の通路は数字ＩＧ及び１７で示される２つのスイッチの位置によって決 定される。スイッチが第２図に示すように位置１にある場合には導線１８及び導 線２０間の出力電圧は、自動変圧器１４の巻き比による百分率によって入力電圧 よりも少なくなる。

電圧調整器は、後述するような方法で調整され、与えられた範囲内の所望のいず れの出力電圧をも作り出すことができる。例えば、第２図を再び参照すると、所 望の出力電圧として１１０ｖの出力電圧が選択され、スイッチ１６及びスイッチ １７が位置１にある場合、出力が１２０ｖの入力に対して１１０Ｖであるように 変圧比が設定されたとする。スイッチ１６及びスイッチ１７が位置２にある場合 には、１１０ｖの入力電圧は、１１０ｖの出力電圧を生じる。１２６ｖから１１ ０ｖの間の入力電圧に対しては、スイッチ１６及びスイッチ１７は１１０ｖの出 力を供給するために位置１及び位置２との間で切換わる。

第２図乃至第５図に示すように調整器内に所望の出力電圧を作るために、制御回 路２２はスイッチ１６及びスイッチ１７が各位置にある時間の長さを調節する。

好ましい実施例のスイッチは高周波で典型的には２０ｋｈ２で作動する。

制御回路の説明 第２図の自動変圧器１４、スイッチ１６及びスイッチ１７及び制御回路２２は第 １図に示す電気回路に示すような調整器の構成要素である。

調整器は入力導線１２と基準入力線１３とを有する。

導線１２と導線１３間に供給される電圧はコンデンサッチ１７は夫々、ブリッジ 整流器と２つの並列に接続された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ　）からなり、 変圧器１４０１次コイル接続を変える。制御回路は、スイッチ１６及びスイッチ １７が交互に作動するように設計されている。好ましい実施例では、これらのス イッチは維持され、所望の電圧を作るために必要な時間ＯＮ状態に維持される。

１１０ｖの入力電圧と１１０ｖの所望の出力で第２図のスイッチ１６が絶えず作 動する。スイッチは第２図の回路図に示すように位置２にある。１２６Ｖの入力 電圧と１１０ｖの所望の出力でスイッチ１７は絶えず作動する。第２図に示す回 路図において、スイッチは位置１にある。議論する目的で、断わらない限り、所 望の出力は１１０ｖであり、調整器は第２図に示すようなものであるとする。後 に述べるように出力電圧は可変である。

入力電圧が１１８ｖで所望の出力電圧がｌｌ０Ｖであると、各スイッチはＯＦＦ 状態を約半分の時間、ＯＮ状態を約半分の時間維持する。変圧器巻線の２つの部 分の間の漏れインダクタンス（第２図中りとして示す）と関連して出力導線１８ と出力導線２０との間に接続されたコンデンサＣ２は出力電圧を平滑にしてゆが みのないサイン波として１１０ｖの平均電圧を作り出す。

又、出力導線１８は同時に抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３゜Ｒ４、コンデンサＣ３及び増 幅器Ａ１からなる電圧フォロア回路に接続されている。出力導線１８は抵抗Ｒ１ に接続されている。抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３は１２Ｖの電源と抵抗Ｒ１の２次側と の間に並列に接続されている。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３は抵抗Ｒ１の２次側と アースの間に並列に接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びＲ４は、電圧デ ィバイダを形成し、電圧デイバイダは、導線１８及び導線２０間の１１０Ｖの出 力を増幅器Ａ１の非逆転入力に供給される６Ｖの直流バイアスを有する２、４ｖ の交流信号に引き下げる電圧ディバイダを形成する。

増幅器Ａ１の逆転入力は増幅器Ａ１の出力によって供給される。増幅器Ａ１の出 力電圧は非逆転入力へ供給される電圧に等しいがインピーダンスは低い。増幅器 Ａ１の出力（Ａ点での）は、６ｖの直流バイアスを有する２、４ｖの交流信号を バイアスされた絶対値回路へ供給され、その絶対値回路は、直流バイアス及び交 流信号の絶対値又は、瞬間値との合計に等しい出力を作り出す。

絶対値回路５２は、後述するように増幅器Ａ２及び八３及び関連する抵抗、ダイ オード及びコンデンサからなる。

比較器へ１の出力は抵抗Ｒ５を介して比較器Ａ３の逆転入力と、比較器Ａ２の非 逆転入力へと供給される。比較器Ａ２の逆転入力は、比較器へ３の出力によって 、前方バイアスダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ７を介して供給される。ダイオー ドＤ１は出力と比較器Ａ２の逆転入力との間に接続され点Ａでの信号が負である とき比較器Ａ２をクランプして飽和を防止する。点Ａでの信号が正であるときは 、比較器Ａ２の出力は正であり、絶対値回路５２の出力に接続される。

構成要素の同様のグループ、ダイオードＤＢ、Ｄ４及び抵抗Ｒ６は、比較器Ａ３ の電圧出力を制御する。ゲートダイオードＤ３は比較器Ａ３の出力と逆転入力と の間に接続され、比較器へ３へ導かれるエラーを制限する。

前方バイアスダイオードＤ４は比較器Ａ３の正出力を、点Ａの信号が負のときに 、絶対値回路５２の出力に接続する。抵抗Ｒ６が比較器Ａ３の逆転入力と回路５ ２の出力との間に接続されている。抵抗Ｒ２６及びコンデンサＣ１４が点Ａ１絶 対値回路への入力及びアースとの間に直列に接続されている。比較器Ａ３の非逆 転入力は抵抗２６とコンデンサＣ１４との間の接合点に接続されている。

例えば、バッファ増幅器Ａ１の出力でＤＣバイアスを６Ｖとし、交流信号の瞬間 値を＋２ｖとする。絶対値回路への入力での電圧は６＋２−８Ｖとなる。増幅器 Ａ３への非逆転入力での電圧は６ｖバイアスと等しい。このような条件の下では 、ダイオードＤ２、及びＤ３は導通し、ダイオードＤ１及びＤ４は導通せず、増 幅器Ａ２は８ｖの出力を行なう。今、交流波の瞬間値が一２ｖとする。増幅善人 ３への非逆転入力での電圧は６Ｖバイアスに等しい。このような条件下ではダイ オードＤ１及びＤ４は導通し、ダイオードＤ２及びＤ３は導通せず増幅善人３は ８ｖを出力する。

絶対値回路５２は、ダイオード間に通常に引き起こされる電圧降下を生じること なくサイン波入力を整流する。

絶対値回路５２の出力はエラー増幅器５４へ供給され、エラー増幅器５４は増幅 器Ａ４、抵抗Ｒ８，Ｒ９゜ＲＩＯ及びＲ１１及びコンデンサＣ４及びＣ５からな る。

絶対値回路５２の出力は抵抗Ｒ８を介して増幅器Ａ４の逆転入力へ供給される。

コンデンサＣ４と抵抗Ｒ９は増幅器Ａ４の逆転入力と出力との間に帰還ループで 直列に接続されている。これらの２つの構成要素は高利得閉ループ調整器システ ムの操作に安定性を与える。増幅器Ａ４の非逆転入力には、ポテンショメータＲ ３Ｂによって直流基準電圧が供給される。ポテンショメータＲ３３は抵抗Ｒ３０ 及びＲ３１の間に直列に接続されており、全体の組立体は１２Ｖの電源とアース 間に接続されている。ポテンショメータＲ３３の設定は出力導線１８及び出力導 線２０間に確立された調整器の出力電圧を決定する。好ましい実施例においては 、１１０Ｖにセットされると仮定されているが、所望の出力電圧は、ポテンショ メータの設定を変化させる二とによって広い範囲に亘って変えられる。

増幅器Ａ４の出力は抵抗ＲＩＯを介してアースされたコンデンサＣ５と抵抗Ｒ１ １との間の接合点に接続されている。抵抗ＲＩＯとコンデンサＣ５と組合された コンデンサＣ４と抵抗Ｒ９の負帰還ループは増幅器Ａ４の低周波フィルタであり 、僅かな脈動を有する安定した直流電圧を供給する。増幅器Ａ４の出力は、導線 １８と導線２０間の調整器出力電圧と、ポテンショメータＲ３３の設定によって 決定された所望の電力電圧との間の相違に応じて逆転して変化する。調整器の出 力電圧が増加すれば、増幅器Ａ４の出力は減少する。

抵抗Ｒ１１の他方の側は比較器Ａ７の非逆転入力に接続されている。コンデンサ Ｃ６は比較器Ａ７の出力と非逆転入力との間の帰還ループに設定されている。比 較器Ａ７の逆転入力には三角波発生器２６によって供給される。

三角波発生器２６は２つの比較器Ａ５及びＡ６を有し、各々の出力はＮＯＲゲー トＧ１又はＧ２の入力に夫々接続されている。ＮＯＲゲートＧ１及びＧ２は相互 に接続されており、Ｒ−Ｓ型フリップフロップを形成している。

抵抗Ｒ１２，ＲｌＢ及びＲ１４からなる電圧ディバイダは１２Ｖ電源とアースと の間に接続され９Ｖの一定の直流基準電圧を比較器Ａ５の逆転入力に供給し、比 較器Ａ６の非逆転入力に３ｖの基準電圧を供給している。比較器Ａ５の非逆転入 力と比較善人６の逆転入力は相互に接続されてアースされたコンデンサＣ７で発 生された三角波を受ける。

比較器Ａ５への逆転入力と比較器Ａ６への非逆転入力は接地されたコンデンサＣ １０及びＣ９によって夫々一定に保持される。比較器Ａ５と八６の出力は夫々導 線４２．４４上に表われ、これらの導線４２．４４は夫々プルアップ抵抗Ｒ１８ ，Ｒ１９を介して１２ＶＩＥ源に接続されＮＯＲゲー）Ｇｌ及びＧ２用の十分な 出力を提供する。

コンデンサＣ７上の三角波電圧が比較器Ａ５の逆転入力で確立された９ｖを越え るとき、比較器Ａ５の出力は高くなる。ゲートＧ１の出力が低くなると、コンデ ンサＣ７はゲートＧ１の出力がコンデンサＣ７へ接続された抵抗Ｒ１５を介して 放電を開始する。コンデンサ０７間の電圧が３ｖまで放電されると、比較器Ａ６ の出力は高くなり、フリップフロップが初期位置に反転し、Ｒ１，５を介して再 びコンデンサＣ７が充電され三角波のサイクルが完成する。

ゲートＧ２の出力は、抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ８を介して比較器Ａ７の逆転入 力へ直列に接続される。抵抗Ｒ１７は、コンデンサＣ７で発生する三角波を比較 器Ａ７、すなわちパルス幅変調器の逆転入力へ接続する。

比較器Ａ７、すなわちパルス幅変調器は、エラー増幅器５４の出力をコンデンサ Ｃ７で発生した三角波と比較する。パルス幅変調器の出力は、方形波である。そ のサイクルはエラー増幅器５４の出力によって決定される。

調整器出力電圧が低すぎるならば、より広いサイクルが発生される。調整器出力 電圧が高すぎるならば、より狭いサイクルが発生される。二の信号は、開始回路 ６０、パルス発生器Ｐ１及びＰ２、バッファＡ８及びＡ９及びドライバ変圧器２ ８を介してメインパワースイッチ１６及び１７の誘導を制御する。パルス幅変調 器の出力が高いとき、スイッチ１７が入り、その出力が低いとき、スイッチ１６ が入る。

抵抗１６及び１７及びコンデンサＣ８は三角波の冬山と谷でスパイクを発生して 、エラー増幅器が飽和していでも比較器Ａ７の出力が三角波発生器の各サイクル の状態を２度変化させるのを保証する。これは、後述するように５０マイクロ秒 毎に、トランジスタＱ１乃至Ｑ４のコンデンサのゲート入力容量を再充電するの に必要であり、その結果これらのトランジスタは半導通状態になる二とがない。

本発明の好ましい実施例は、２０ｋｈ　の周波数を備えた三角波形を生じる構成 要素を使用する。

比較器Ａ７の出力は、非逆転入力での帰還エラー電圧に依る可変のサイクルを有 する方形波である。三角波発生器２６の出力電圧がエラー増幅器２４の出力電圧 より小さいときは、比較器Ａ７の出力は高くなる。方形波出力はほぼＯＶからほ ぼ１２Ｖの間で交番する。比較器Ａ７の出力はプルアップ抵抗Ｒ２０を介して１ ２Ｖ電源に接続され、開始回路６０へ供給される。

開始回路、すなわちスタータ６０は、比較器Ａ８、トランジスタＱ５、リレーに １、ＮＯＲゲートＧ３及びＧ４、フリップフロップＦ１、変圧器Ｔ２、ダイオー ドＤ５．Ｄ６．Ｄ７．Ｄ８．Ｄ９．ＤＩＯ，Ｚ５及び抵抗Ｒ３６，Ｒ３７，Ｒ３ ８，Ｒ３９，Ｒ４１，Ｒ４２゜Ｒ４Ｂ、Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６からなり、１２ Ｖ電源をモニターし、スイッチ１６及び１７用の適当な制御信号を提供する。電 源電圧が余り低い場合には、Ｋ１が遮断され、スイッチ１６、スイッチ１７が遮 断される。電源電圧が正常であるときは、Ｋ１は導通し、パルス幅変調器はスイ ッチを制御する。

１２Ｖ電源の出力がＩＯＶより低い場合には、比較器Ａ＊の出力は論理的高とな る。１２Ｖ電源の出力が、１１ｖより大きい場合には、比較器Ａ８の出力は論理 的低である。

比較器Ａ８の出力が論理的低であるとき、電源電圧は正常な操作に適しており、 リレーに１はトランジスタＱ５によって電圧印加される。リレーに１のコイル端 子に並列に接続されたダイオードＤ５と抵抗Ｒ４４の直列接続は、トランジスタ Ｑ５を保護する二とによって、トランジスタＱ５が遮断するときリレーに１のコ イル中に蓄積されたエネルギーを安全に発散する手段を提供する。

リレーに１の接点の３組は本発明において使用されている。接点の第１組の通常 閉接点は抵抗Ｒ２１及びＲ２２を介してトランジスタＱ１及びＧ２のゲート端子 に夫々接続されている。接点の第１組の電機子接点（ａｒｍａｔｕｒｅ　ｃｏｎ ｔａｃｔ）はダイオードＤＩＯを介してトランジスタＱ１及びＧ２のドレイン端 子に接続されている。

さらに接点の第１組の電機子接点はダイオードＤ６゜Ｄ７．Ｄ８及びＤ９からな るブリッジ整流器ＢＲ３の正端子に電流制御抵抗Ｒ４６を介して接続されている 。ブリッジ整流器ＢＲ３の負端子はトランジスタＱ１及びＧ２のソース端子に接 続されている。ブリッジ整流器ＢＲ３の交流端子は変圧器Ｔ２の２次コイルに接 続され駆動される。変圧器Ｔ２の１次コイルは、変圧器１４の入力端子４０と回 路共通導線１３との間に接続されている。これらの回路は、１２Ｖ電源が低くＫ ｌが電圧印加されていないときにトランジスタＱ１及びＧ２を導通する手段を提 供する。

リレーに１の接点の第２組の電機子接点は、抵抗Ｒ２３及びＲ２４を介してトラ ンジスタＱ３及びＧ４のゲート端子に結合されている。リレーに１の接点の第２ 組の通常閉接点はトランジスタＱ３及びＧ４のソース端子に接続されている。こ れらの回路は、１２Ｖの電源が低く、Ｋ１が電圧印加されていないときにトラン ジスタＱ３及びＧ４が導通することを禁止する手段を提供する。

リレーに１の接点の第３組の電機子接点は接地されている。接点の第３組の通常 開接点はＮＯＲゲートＧ３の第１入力端子に接続されている。ＮＯＲゲー１−Ｇ ３の第１入力端子はさらにプルアップ抵抗Ｒ４５を介して１２Ｖの電源に接続さ れている。ＮＯＲゲー）Ｇ３の第２入力端子及びフリップフロップＦ１のＪ入力 端子は比較器Ａ８の出力端子に接続され駆動される。フリップフロップＦ１のに 入力端子はＮＯＲゲートＧ３の出力端子に接続されて駆動される。フリップフロ ップＦ１のＲ及びＳ入力端子は接地されている。さらにフリップフロップＦ１の クロック入力と、ＮＯＲゲートＧ４の第１入力端子は比較器Ａ７の出力端子でパ ルス幅変調器信号に接続され駆動される。フリップフロップＦ１のＱ出力端子は ＮＯＲゲートＧ４の第２の入力端子に接続されて駆動される。ＮＯＲゲー）Ｇ４ の出力は単安定パルス発生器Ｐ１及びＰ２に接続されて駆動する。これらの接続 は、リレーに１の接点の初めの２組によって提供されたものとパルス幅変調器に よって提供されたものとの間でスイッチ１６及び１７の制御の規則的変化手段を 提供する。

リレーに１はシステムの開始の間及び電源電圧が低い間スイッチ１６及び１７へ の駆動を制御する。パルス幅変調器は、正常な作動中のスイッチ］６及び１７の 駆動を制御する。

パルス発生器Ｐ１及びＰ２の周期は、夫々Ｃ１２゜Ｒ３４，Ｃ１ｌ、Ｒ３５によ って２マイクロ秒に設定されている。

パルス発生器Ｐ１及びＰ２の出力は夫々インバータの両側に接続されている。パ ルス発生器Ｐ１又はＰ２のどちらか一方が作動すると、そのパルス発生器は、２ マイクロ秒の正の電圧パルスを発生する。他の時間には、パルス発生器Ｐ１及び Ｐ２の出力は接地電位である。パルス発生器Ｐ１及びＰ２の双方の出力が０で双 方のインバータＡ８．Ａ９の出力が１２Ｖであるとき、第１次巻線３０間にＯ電 位差が生じる。このとき、パルス変圧器２８を介して電流は流れない。パルス発 生器のうち一方、例えばＰ２が正電圧２マイクロ秒波を発生すると、関連するイ ンバータ、ここではＡ９が低くなり、第１巻線３０間に負の電圧パルスを誘導す る。

パルス変圧器２８は、２つの２次巻線３２及び３４を有する。２つの２次巻線３ ２及び３４の各々は、同じ回路に結合され、夫々スイッチ１６及びニアの励起を 制御する。２次巻線の開始端子′３２での正の電圧パルスは、トランジスタＱ１ 及びＧ２の人力容量を充電してトランジスタを導通する。ツェナーダイオードＺ ２はゲート電圧を制限する。十分な増幅の２次巻！Ｉ３２の開始端子における負 の電圧パルスによりツェナーダイオードＺ１がトランジスタの入力容量を放電し てトランジスタが非導通になるまでトランジスタは導通する。

２次巻線３４は、巻線の極性が２次巻線３２に関して逆転する場合を除いて同様 の方法でトランジスタＱ３及びＱ４を駆動する。かくして、どちらかの極性の主 なパルスが一方のスイッチをＯＮＬ、他方のスイッチをＯＦＦにする。

２次巻線３２の開始端子は、ツェナーダイオードＺ１及びトランジスタＲ２１及 びＲ２２を介して電圧効果トランジスタＱ１及びＱ２の各ゲートに接続されてい る。

ツェナーダイオードＺ２はツェナーダイオードＺ１のカソードからトランジスタ Ｑ１及びＱ２のソース端子へ接続されている。２次巻線３２の最終端子はトラン ジスタＱ１及びＱ２のソース端子へ接続されている。トランジスタＱ１及びＱ２ のソース端子は、ブリッジ整流器ＢＲＩの負端子に接続されトランジスタＱ１及 びＱ２のドレイン端子は、ブリッジ整流器ＢＲＩの正端子に接続されている。整 流器ＢＲＩの１つの交流端子は変圧器１４の導線４０へ接続されている。他の交 流端子は誘導子４０を介して変圧器１４に接続された導線３５に接続されている 。

変圧器２８０２次コイル３４は、反対極性を有する場合を除いて２次コイル３２ のスイッチ１６への接続と全く同様の方法でスイッチ１７へ接続されている。２ 次コイル３４の終端子はツェナーダイオード２３及び抵抗Ｒ２３及びＲ２４を介 して電界効果トランジスタＱ３及びＱ４の各グー１端子に接続されている。ツェ ナーダイオードＺ４はツェナーダイオードＺ３のカソードからトランジスタＱ３ 及びＱ４のソース端子及び第２次巻線３４の開始端子へ接続されている。トラン ジスタロ３及接続されている。

第２次巻線３２及び３４の極性は、第１次巻線３０を介して得られたパルスがト ランジスタＱ１及びＱ２又はトランジスタＱ３及びＱ４のいずれかの１組のスイ ッチを作動させるようになりでいる。トランジスタＱ１及びＱ２が導通している とき、導線１８及び２０間の出力電圧は導線１２及び１３間の入力電圧に等しい 。トランジスタＱ３及びＱ４が導通するとき、変圧器１４中の変圧器作動は出力 電圧を入力電圧より低くする。トランジスタＱ１及びＱ２の作動は第２図に示す ようにスイッチ１６が位置２にある場合と等価であり、トランジスタＱ３及びＱ ４の作動は第２図に示すようにスイッチ１７が位置１にある効果を生じる。

第６図は、調整器のいくつかの重要な信号の時間関係を示す。線１は、Ａ７−５ のニラ−信号であり、Ａ７−４のスパイクを有する三角波が重ねられて示されて いる。

線２はＡ７−２のパルス幅変換器の出力である。エラー信号が三角波より大きい ときに高になる。線３及び線４はパルス発生器Ｐ１及びＰ２の出力である。Ｐｌ はパルス幅変調器の出力が立ち上がったときにパルスを発生する。Ｐ２はパルス 幅変調器の出力が下がったときにパルスを発生する。線５及び線６はメインパワ ースイッチ用の駆動信号である。高信号はスイッチをＯＮにし、低信号はスイッ チをＯＦＦにする。ＰｌのパルスはＱｌ及びＱ２のゲートを充電し、それらを導 通させ、Ｑ３及びＱ４のゲートを放電してそれらをＯＦＦとする。Ｐ２のパルス はＱ３及びＱ４のゲートを充電してそれらを導通させ、Ｑｌ及びＱ２のゲートを 放電してそれらをＯＦＦとする。

時間間隔ｔ１は正常な入力電圧を示す。サイクルはほぼ５０％である。ｔ２中に 交流電圧が上昇しエラー信号を降下させる。この結果、Ｑ３及びＱ４は大きいサ イクル及びＱｌ及びＱ２は小さいサイクルとなる。エラー増幅器はｔ３中に飽和 されるが、三角波上のスパイクはＰＷＭを連続して作動させＦＥＴを充電しつづ ける。交流電圧はｔ４中に降下する。交流電圧はｔ５の間低く、Ｑｌ及びＱ２が 大きいサイクルとなりＱ３及びＱ４が小さいサイクルとなる。

ここで本発明の好ましい実施例で使用される構成要素は次の表に示される。ここ に述べた特別な設計は、２ＫＶＡ以下の出力レベルに制限されることが理解され よう。また、出力電力の最大限は適当な半導体スイッチと駆動手段を使用するこ とによっていかなる実用的な水準にまでも増加し得る。

Ｒ１，Ｒ２４３０ｋｏｈｍ Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６２０ｋｏｈｍ Ｒ７１０ｋｏｈｍ Ｒ８１００ｋｏｈｍ Ｒ９，ＲＩＯ，Ｒ，１１，Ｒ１２１０ｋｏｈｍＲ１３２０ｋｏｈｍ Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６１０ｋｏｈｍ Ｒ１７７，５ｋｏｈｍ Ｒ１８，Ｒ１９１０ｋｏｈｍ Ｒ２０２ｋｏｈｍ Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２Ｂ、Ｒ２４１００ｏｈｍＲ２６１００ｋｏｈｍ Ｒ３０５，１ｋｏｈｍ Ｒ３１１５ｋｏｈｍ Ｒ３３１０ｋｏｈｍ Ｒ３４，Ｒ３５１５ｋｏｈｍ Ｒ３６７５０ｋｏｈｍ Ｒ３７３０ｋｏｈｍ Ｒ３８４３ｋｏｈｍ Ｒ３９１０ｋ　ｏ　ｈ　ｍ Ｒ４１１８０ｋｏｈｍ Ｒ４２，Ｒ４３１０ｋｏｈｍ Ｒ４４１００ｏｈｍ Ｒ４５１０ｋｏｈｍ Ｒ４６１ｋｏｈｍ Ｒ４７１０ｋｏｈｍ Ｃｌ、Ｃ２７μＦ ＣＢ、Ｃ４５０ｎＦ Ｃ９，ＣＩＯ１０ｎＦ Ｃｌｌ、Ｃ１２１００ｐＦ Ｃ１４１，ｏ！１ｐ Ｑ１．Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４　１ＲＦ７３０Ｑ５　２Ｎ２９０７ ＢＲＩ、ＢＨ３ＰＢ４０ ＤＩ、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４　１Ｎ９１４ Ｄ５．Ｄ６．Ｄ７．Ｄ８．Ｄ９　１Ｎ４００５Ｚ１．Ｚ２．　Ｚ３．Ｚ４　１Ｎ ５２４０Ｚ５　１Ｎ８２１ Ａｌ、Ａ２．Ａ３．Ａ４　ＬＭ３２４ Ａ５．Ａ６．Ａ７．Ａ８　ＬＭ３３９ Ｇｌ、Ｇ２．Ｇ３．Ｇ４　ＣＤ４００１Ｐ１．Ｐ２　ＣＤ４０９８ Ａ８．Ａ９　ＣＤ４０１０６ 上記した電圧調整器は常に人力電圧と等しいが低く調整された出力電圧を生じる ことができる。第４図に示すように調整器を変形する二とによって、出力電圧は 入力電圧より大きいか等しくなる。さらに第３図又は第５図に示すように変形す ることによって、出力電圧を入力電圧より高くも低くもする二とができる。

所望の出力電圧より高く、あるいは低く変化する入力電圧を調整するために、第 ２図の電圧調整器は第３図のステップアップ変圧器と組合わせられる。ステップ アップ変圧器２４は入力電圧を所望の出力電圧に対して高いか等しい中間のレベ ルまで増加させる。次に、第２図の電圧調整器は上記したような方法で中間電圧 を所望の出力電圧にまで減少させる。

第４図に示す電圧調整器は、入力及び出力端子が交換されたことを除いて第２図 の調整器と同じである。制御システムは、第２図の調整器として出力に接続され る。

それは、第４図の調整器がその人力電圧より高いが等しい出力電圧を生じること を除いて第２図の電圧調整器と同様に作動する。

第５図の電圧調整器は、第３図の電圧調整器と同様である。第３図のステップア ップ変圧器は、ステップダウン変圧器４８に置換えられている。ステップダウン 電圧調整器ユニットは、第４図のステップアップ電圧調整器に置換えられている 。第３図の電圧調整器のように、この調整器も、所望の出力電圧以上又は以下に 変化する入力電圧に適用することを意図している。第３図の構成が第５図の構成 より適しているかどうか又はその逆は、所望の出力電圧と入力電圧域の関係に依 存している。どちらの構成もいずれの所望域をもカバーするが、上記要素はどち らの構成がより経済的かによって決定されるであろう。

本発明を好ましい実施例に関して述べたが、当業者には、多様な変形が可能であ り本発明の観点から離脱することなく、等砿品を構成要素に置換し得ることが理 解できるであろう。又、本発明を実施するべく熟慮された最善の態様としてここ に説明した特別の実施例の細部を制限しない広いクレームは、このような細部を 制限するものではない。さらに、通常特別な本発明の細部は発明の重要な特別な 観点を構成するが、特別なりレームであっても等価の原則の下に解釈されなけれ ばならない。

ＦＩＧ、２ ＦＩＧ、４ 国際調査報告

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. １．交流入力電圧を受け、交流出力電圧を所定水準に維持する自動交流電圧調整 器であって、その間に入力電圧が印加される第１の入力端子及び第２の入力端子 と、 その間に出力電力が維持される第１の出力端子及び第２の出力端子と、 第１の巻線及び第２の巻線を有する自動変圧器と、前記自動変圧器と前記入力端 子、前記出力端子とに後続され、第１の位置と第２の位置とを有し、第１の位置 において入力端子と出力端子との間で変圧器の作動を生起し、第２の位置におい て、前記入力端子と前記出力端子との間で変圧器の作動を生起させないように前 記自動変圧器を短絡するスイッチ手段と、 出力電圧を、所定の電圧水準とを比較し、出力電圧と前記所定の電圧水準との間 の関係を示す信号を送る検知手段と、 前記信号を受け、前記信号に応じて前記スイッチ手段を交互に作動させて前記出 力電圧を所定の水準に維持する制御手段とからなる自動交流電圧調整器。
2. ２．前記第２の入力端子は、前記第２の出力端子に接続されている請求項１記載 の電圧調整器。
3. ３．交流出力電圧を、交流入力電圧に応じて所定の電圧水準に維持する自動交流 電圧調整器であって、その間に入力電圧が印加される第１の入力端子及び第２の 入力端子と、 その間に出力電圧が維持される第１の出力端子及び前記第２の入力端子に直接接 続された第２の出力端子と、第１の巻線及び第２の巻線を有し、第２の巻線が前 記第１の入出端子と前記第１の出力端子間に直列に接続されている自動変圧器と 、 出力電圧を所定の電圧水準と比較し、それらの間の差に比例した信号を確立する 検知手段と、前記検知手段によって確立された信号に応じて第１の位置及び第２ の位置の間を交互に切換え、前記第１の位置において第１の巻線と前記第２の巻 線とを接続し、前記第２の位置において第１の巻線と前記第２の入力端子とを接 続し、所定の電圧水準にほぼ等しい出力を生起させるように切換わるスイッチ組 立体とからなる自動交流電圧調整器。
4. ４．前記スイッチ組立体が第２の位置にあるとき、自動変圧器によって生じた出 力が入力電圧に等しい請求項３記載の自動交流電圧調整器。
5. ５．前記スイッチ組立体が第１の位置にあるとき、自動変圧器によって生じた出 力が入力電圧より低い請求項４記載の自動交流電圧調整器。
6. ６．前記スイッチ組立体が第１の位置にあるとき、自動変圧器によって生じた出 力が入力電圧より大きい請求項４記載の自動交流電圧調整器。
7. ７．所定の電圧水準は操作者によって可変である請求項３記載の電圧調整器。
8. ８．前記スイッチ手段は、第１のスイッチと第２のスイッチとからなり、前記第 １のスイッチは第１の巻線及び第２の巻線の間に接続され、前記第２のスイッチ は自動変圧器及び前記出力端子との間に接続され、前記第１のスイッチと第２の スイッチとは交互に作動するようになっている請求項３記載の電圧調整器。
9. ９．自動変圧器へのインダクタ接続器を有し、第１のスイッチ及び第２のスイッ チは交互に作動し、インダクタは、第１のスイッチが作動するとき生じる電圧水 準と、第２のスイッチが作動するとき生じる電圧水準との間の電圧に等しい出力 端子間の電圧を生じる請求項８記載の電圧調整器。
10. １０．入力端子と出力端子とをもつステップアップ変圧器を有し、入力電圧はス テップアップ変圧器の入力端子間に加えられ、ステップアップ変圧器の出力端子 は、前記自動変圧器の入力端子に接続されている請求項５記載の電圧調整器。
11. １１．入力端子と出力端子とをもつステップダウン変圧器を有し、入力電圧はス テップダウン変圧器の入力端子間に加えられ、前記ステップダウン変圧器の出力 端子は前記自動変圧器の入力端子に接続されている請求項６記載の電圧調整器。
12. １２．入力端子及び出力端子をもつステップアップ変圧器を有し、ステップアッ プ変圧器の入力端子は、前記自動変圧器の出力端子に接続され、出力電圧がステ ップアップ変圧器の出力端子間で維持される請求項５記載の電圧調整器。
13. １３．入力端子と出力端子をもつステップダウン変圧器を有し、ステップダウン 変圧器の入力端子は前記自動変圧器出力端子に接続され、出力電圧がステップダ ウン変圧器の出力端子間で維持される請求項６記載の電圧調整器。
14. １４．入力電圧は、与えられた周波数を有し、前記スイッチ手段は入力端子と出 力端子との接続を、入力電圧の周波数より大きい周波数で切換える請求項９記載 の電圧調整器。
15. １５．交流入力電圧を受けたときに所定の所望の水準の交流出力電圧を発生する 交流電圧調整器であって、その間に入力電圧が加えられる入力端子と、その間に 出力電圧が維持され、前記入力端子へ直接接続されるようになっている出力端子 と、第１の巻線及び第２の巻線を有し、前記入力端子及び前記出力端子との間に 接続されるようになっている自動変圧器と、 前記自動変圧器と前記入力端子間及び前記自動変圧器と前記出力端子間に接続さ れ、適当な信号を受けたときに、第１の位置と第２の位置との間で切り換り、第 １の位置で前記自動変圧器を短絡し、第２の位置で前記電圧調整器の作動中前記 自動変圧器を含むように前記入力端子と前記出力端子を接続するスイッチ手段と 、出力電圧を所定の電圧水準と比較し、所定の電位を生じるように第１の位置と 第２の位置の間で前記スイッチ手段が切り換わるように信号を送る検知手段とか らなる交流電圧調整器。
16. １６．入力端子及び出力端子をもつ第２の変圧器を有し、入力電圧は、第２の変 圧器入力端子間に加えられ、前記出力端子は第１の変圧器入力端子に接続されて いる請求項１５記載の電圧調整器。
17. １７．前記出力端子と前記スイッチ手段とに接続されたスタータを備え、スター タは、電源電圧出力が現在値より小さいときに電源の電圧出力を監視し、前記検 知手段の信号を重ね合わせて前記スイッチ手段へ信号を供給し、前記入力端子と 前記出力端子とを直接接続させるように前記スイッチ手段に指示する請求項１５ 記載の電圧調整器。
18. １８．与えられた周波数を有する交流入力圧を受けたときに所定水準の交流出力 電圧を生じる交流電圧調整器であって、 その間に入力電圧が加えられる入力端子と、その間に出力電圧が維持され、前記 入力端子に直接接続されるようになっている出力端子と、第１の巻線と第２の巻 線を有し、前記入力端子と前記出力端子間に接続されるようになっている自動変 圧器と、自動変圧器と入力端子間及び自動変圧器と出力端子間に接続され、適当 な信号を受けたときに、第１の位置と第２の位置との間で切り換わり、第１の位 置で前記自動変圧器を短絡し、第２の位置で前記電圧調整器の作動中前記自動変 圧器を含むように前記入力端子と前記出力端子を接続するスイッチ手段と、 入力電圧の周波数より大きい周波数で波形を生じ、前記波形は所定の出力水準に よって決定される電圧水準を有する波形発生器と、 出力電圧を有する波形を比較し、適当な信号をスイッチ手段に送り、送られた信 号に応じてスイッチ手段を前記第１の位置と前記第２の位置との間で切り換える ようにする比較器とからなる交流電圧調整器。
19. １９．前記波形発生器が１１９ヘルツより大きい周波数を有する波形を生じる請 求項１８記載の電圧調整器。
20. ２０．前記波形発生器がほぼ三角形の波形を生じる請求項１８記載の電圧調整器 。