JPH0435511A - 増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 アナログ乗算器を用いたゲインコントロール可能な増幅
器に関し、 ゲイン幅を拡大することを目的とし、 出力段抵抗が負荷として接続され、入力信号を増幅して
出力する二重不平衡接続型差動増幅回路の上側差動対ト
ランジスタのベース電位を、ゲイン設定用差動増幅回路
により制御してゲインコントロールを行なう増幅器にお
いて、前記上側差動対トランジスタのうち、エミッタに
入力信号が入力されコレクタが前記出力段抵抗に接続さ
れた第１のトランジスタ及び該第１のトランジスタとベ
ースが共通接続された第２のトランジスタの各々のベー
スに、該第１及び第２のトランジスタのベース電流を実
質的に打ち消す補償電流を供給するベース電流補償回路
を設けるよう構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は増幅器に係り、特にアナログ乗算器を用いたゲ
インコントロール可能な増幅器に関する。

制御用信号や被角度変調波信号などの本来一定振幅であ
るべき信号を一定振幅に保つために、ゲインコントロー
ル可能な増幅器が広く使用されている。この種の増幅器
ではより広いゲイン幅をコントロールできることが要求
される。

〔従来の技術〕

第３図は従来の増幅器の一例の回路図を示す。

同図中、ＮＰＮ）ランジスＱ１及びＱ２は夫々エミッタ
が抵抗Ｒ３を介して接続される一方、各々のエミッタが
定電流用ＮＰＮ）ランジスタＱｆｆ＋Ｑ４の各コレクタ
、エミッタ及び抵抗Ｒ２，Ｒ１を直列に介して接地され
ている。また、トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタはＮ
ＰＮトランジスタＱ、、Ｑ、のベースに別々に接続され
ている。トランジスタＱｓのベースはＮＰＮ）ランジス
タＱ、のベースとダイオードＤ１のカソードに接続され
、トランジスタＱ、のベースはＮＰＮ）ランジスタＱ、
のベースとダイオードＤ、のカソードに接続されている
。

また、ＮＰＮ）ランジスタＱ、及びＱｌ。は各々のエミ
ッタが抵抗Ｒ４を介して共通接続される一方、各々のエ
ミッタが定電流用ＮＰＮ）ランジスタＱ　ｌｓ＋　　Ｑ
Ｃｓの各コレクタ、エミッタ及び抵抗Ｒｓ、Ｒｓを直列
に介して接地されている。トランジスタＱ、のコレクタ
はトランジスタＱ、及びＱ、の各エミッタに夫々接続さ
れ、一方トランジスタＱ１゜のコレクタはトランジスタ
Ｑ７及びＱ。

の各エミッタに夫々接続されている。更に、トランジス
タＱ、及びＱ、の各コレクタは出力段抵抗Ｒ７を介して
電源端子に接続される一方、エミッタフォロワを構成す
るＮＰＮ）ランジスタＱ　Ｉ？のベースに共通接続され
ている。またＮＰＮトランジスタＱ　ＩＩはコレクタが
トランジスタＱ　Ｉ’ｌのエミッタに接続され、エミッ
タが抵抗Ｒ１を介して接地され、またベースがトランジ
スタＱ２ｒＱ４＋Ｑ　＋ｓ及びＱ　＋ｓの各ベースに共
通接続されて同一のバイアス電圧Ｖ　ｂ　ｌ　ａ　ｍが
印加される構成とされている。また、ＮＰＮ　トランジ
スタＱ　＋ｓ及びＱ、。は夫々エミッタがダイオードＤ
＋、Ｄｔのアノードに接続され、ベースに共通の直流電
圧ｖｅが入力されるよう接続されている。抵抗Ｒ７及び
Ｒ２には同一のバイアス電流１１１．が流れ、抵抗Ｒ６
及びＲ１には同一のバイアス電流１ｂ□が流れる。

かかる構成の回路において、いまトランジスタＱ、、Ｑ
、に互いに逆相の入力信号ｅアを入力し、トランジスタ
Ｑ、、Ｑ、。に互いに逆相の入力信号ｅ、を入力したも
のとすると、トランジスタＱ、□のエミッタから取り出
される出力電圧ｅ０は、各トランジスタＱ、〜Ｑ、。の
特性が完全にバランスしているものとすると、Ｋ−ｅ　
＊　　・ｅ、で表される（ただし、Ｋはスケールファク
タ）ことが知られている。すなわち、この構成の増幅器
は公知のアナログ乗算器を構成しているが、上記のトラ
ンジスタＱ、〜Ｑ１゜による二重不平衡接続型差動増幅
回路の上側差動対トランジスタＱ、〜Ｑ、のうち、Ｑ、
及びＱ７のベース電位を、トランジスタＱ　Ｉ　＋　　
Ｑ　ｔ　＋　　Ｑ　１１　　Ｑ　２０、ダイオードＤ、
、Ｄ。

等によるゲイン設定用差動増幅回路により制御すること
で、ゲイン設定を行なう構成のゲインコントロール増幅
器とすることができる。

すなわち、この増幅器において、二重不平衡接続型差動
増幅回路の下側差動対トランジスタを構成するトランジ
スタＱ、及びＱｌ。のうち、Ｑ９のベースに増幅すべき
交流信号である入力信号電圧ｖ１Ｎを入力し、Ｑ＋。の
ベースにＶ、Ｎのセンターレベルに等しい直流の入力信
号電圧Ｖ、□を入力し、また、ゲインコントロール入力
用の差動対を構成するトランジスタＱ、及びＱ、のうち
Ｑ１′のベースには直流のコントロール電圧Ｖ　ＣＴＬ
を印加し、Ｑ、のベースには直流の基準電圧Ｖ１．を入
力すると、前記した入力信号ｅア、−ｅアが直流電圧と
なり、この場合コントロール電圧ＶｃｔＬで制御される
ゲインコントロール増幅器を構成することができる。

次に、このゲインコントロール増幅器の動作について説
明する。トランジスタＱ、のベースに入力された入力信
号電圧Ｖ　ＩＮはトランジスタＱ１のコレクタから極性
反転されて取り出され、トランジスタＱ、によりベース
接地増幅され、トランジス９　Ｑ　Ｉ　？のベース、エ
ミッタを介して出力電圧Ｖ　０ＩＩＴとして取り出され
る。

一方、コントロール電圧Ｖ　ＣＴＬは基準電圧Ｖｌｌｌ
ｌ！Ｆ以上の値に、任意に又は出力電圧Ｖ。ｕｔの変化
と逆方向に変化するように設定される。コントロール電
圧Ｖ　ｃｔＬが基準電圧Ｖ　＋ｔＥＦと等しいときはト
ランジスタＱ、及びＱ、の各コレクタ電流Ｉ　ｃｌ及び
Ｉｃ２は夫々等しく、トランジスタＱ２゜及びダイオー
ドＤ、を夫々流れる電流ＩＡとトランジスタＱ、。及び
ダイオードＤ１を夫々流れる電流Ｉｌｌも夫々等しい。

また、コントロール電圧Ｖ　ＣＴ　Ｌが基準電圧Ｖ　Ｉ
ＥＦより大であるほどコレクタ電流■、はコレクタ電流
Ｉｃ！より相対的に増加し、電流■、がＩＡより相対的
に増加するため、トランジスタＱ、、Ｑ、の各ベースと
トランジスタＱ２のコレクタとの共通接続点■の電位が
、トランジスタＱ、、Ｑ、の各ベースとトランジスタＱ
、のコレクタとの共通接続点■の電位より上昇し、トラ
ンジスタＱ６のコレクタ側から取り出される出力信号電
圧Ｖ。Ｌｌアの振幅は第４図に示す如く大になる（ゲイ
ンが高くなる）。

従って、コントロール電圧Ｖ　ＣｒＬを最大にするとト
ランジスタＱ、がオン、トランジスタＱ！がオフとなる
から、０点の電位が最大、０点の電位が最小となり、こ
のためトランジスタＱｓ及びＱ、が夫々オフ、トランジ
スタＱ、及びＱ７が夫々オンとなり、入力信号電圧Ｖ、
Ｎ、ｙ、−がＶ　＋ｓ＞　Ｖ　ＩＮＩ　（Ｄ状態にあれ
ば、出力段抵抗Ｒ７＋トランジスタＱ、を夫々介してト
ランジスタＱ。

に電流が流れ、他方、Ｖ　１　Ｎ　＜　Ｖ、□の状態に
あれば、電源端子からトランジスタＱ７を介してトラン
ジスタＱ、。に電流が流れ、最大のゲインが得られる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従って、上記の従来回路では、最大のゲインを得るには
コントロール電圧Ｖ　Ｃ丁りを最大にし、トランジスタ
Ｑ、。及びダイオードＤ、に流れる電流■、をゼロにす
ればよいが、この電流■、はコレクタ電流１ｃ２だけで
はなくトランジスタＱ６及びＱ７にもベース電流ｉｂ＠
＋１ｂ７として流れるため、コレクタ電流Ｉ　ｃ２をゼ
ロにしても電流■、はゼロにならず、トランジスタＱ、
。及びダイオードＤ。

による電圧降下がゼロにはならない。

従って、出力段抵抗Ｒ７に流れる電流を制御するトラン
ジスタＱ、のベース電圧（０点の電位）が特定電圧ＶＣ
まで上昇しないため、コントロールできるゲイン幅が最
大値まで拡げられないという問題がある。

本発明は以上の点に鑑みなされたもので、ゲイン幅を拡
大しうる増幅器を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の増幅器は出力段抵抗が負荷として接続され、入
力信号を増幅して出力する二重不平衡接続型差動増幅回
路の上側差動対トランジスタのベース電位を、ゲイン設
定用差動増幅回路により制御してゲインコントロールを
行なう増幅器において、ベース電流補償回路を設け、こ
れにより上記上側差動対トランジスタのうちエミッタに
入力信号か供給され、コレクタが出力段抵抗に接続され
た第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのベ
ースにベースが接続された第２のトランジスタの各々の
ベース電流を実質的に打ち消す構成としたものである。

〔作用〕

上記の第１トランジスタと第２のトランジスタの各ベー
スにコレクタが接続されたゲイン設定用差動増幅回路の
所定のトランジスタに流れるコレクタ電流と、第１及び
第２のトランジスタのベース電流とが電源端子から供給
される一方、本発明ではベース電流補償回路からも電流
が供給されて、これらベース電流を実質的に打ち消すた
め、上記所定のトランジスタのコレクタ電流がゲインコ
ントロールによりゼロとなったときは、第１及び第２の
トランジスタの各ベース電流による電圧降下が略ゼロと
なり、！−１及び第２のトランジスタのベース電位を特
定電圧まで上昇させることができる。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例の回路図を示す。同図中、第
３図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。本実施例はベース電流補償回路１０を設けた点
に特徴を有する。ベース電流補償回路１０は各々エミッ
タが電流端子に接続され、ベースが共通接続されたＰＮ
Ｐ　トランジスタＱ　Ｉ＋及びＱｌ、と、トランジスタ
Ｑ　Ｉ　＋のベース、コレクタにエミッタ、ベースが接
続されたＰＮＰ　）ランジスタＱ、！と、ベースがトラ
ンジスタＱ　ｓ、のコレクタとトランジスタＱ、！のベ
ースに接続され、エミッタがトランジスタＱ、のコレク
タに接続されたＮＰＮ）ランジスタＱ　１４とより構成
されている。また、トランジスタＱ　＋ｓのコレクタは
接地され、トランジスタＱ　１４のコレクタは電源端子
に接続されている。なお、トランジスタＱ　Ｉ２のエミ
ッタ領域の面積はトランジスタＱ　ｒ＋のエミッタ領域
に比べて２倍の大きさに形成されている。

上記のトランジスタＱ　ＩＩ＋　Ｑ＋を及びＱ、、はカ
レントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ　１
１のコレクタからトランジスタＱ　１４のベースへ供給
される電流を１１とすると、トランジスタＱ　Ｉ　１の
２倍のエミッタ領域を有するトランジスタＱ　１２のコ
レクタからは２ｉｂなる出力電流が取り出され、トラン
ジスタＱ、のコレクタ並びにトランジスタＱ、及びＱ７
のベース共通接続点■に供給される。上記のトランジス
タＱ　＋４のベース電流ｉ、は、トランジスタＱ、、Ｑ
、の各ベース電流１ｂｓ＋１ｂｔと夫々等しい値になる
よう各トランジスタＱ　Ｉ　Ｉ〜Ｑ、、、Ｑ、、Ｑｔの
特性が設定されている。すなわち、次式、 １　ｂａ＋　ｉ　ｂｒ＃２　ｌ　ｂ　　　　　（１）が
成立する。

一方、点■の電位はトランジスタＱ、。のベース・エミ
ッタ間電圧Ｖ、とダイオードＤ、の順方向降下電圧ＶＩ
Ｅとによる電圧Ｖ２からの電圧降下で決まる。同様に、
トランジスタＱ１のコレクタ並びにトランジスタＱ、及
びＱ、のベース共通接続点■の電位は、トランジスタＱ
　１１のベース・エミッタ間電圧Ｖ、とダイオードＤ、
の順方向降下電圧Ｖａｔとによる電圧ｖｃからの電圧降
下で決まる。一般にトランジスタのベース・エミッタ間
電圧及びダイオードの順方向降下電圧ｖ■はそのトラン
ジスタ及びダイオードを流れる電流に依存し、該電流が
流れなければＶ！ＩＥはゼロボルトである。

ここで、トランジスタＱ２゜とダイオードＤ２を流れる
電流ＩＡはトランジスタＱ、及びＱ７の各ベースにベー
ス電流ｉ。＋１ｂ１として供給されると共に、トランジ
スタＱ、のコレクタ電流■。として供給され、他方、ベ
ース電流補償回路１０から２ｉｂなる電流が点■に供給
されるから、■。

は次式で表される。

ＩＡ　＝　ＩＣｆ十（ｉｂｓ十１ｂ７）２　ｉｂ　　　
　〆２）従って、（２）式に（１）式を代入すると次式
が成立する。

ＩＡ＃ＩＣ！　　　　　　　　　　　（３）従って、本
実施例によれば、ベース電流ｉ。及びｉｂ７の影響を除
去でき、このことから本実施例回路における電流ＩＡは
第２図に実線ａて示す如（、従来回路の電流ＩＡ　（同
図ｂ）に比べてｌｂｓ十ｉ、７だけ小にでき、よってそ
の分点■の電位を従来に比べて高くでき、特にコントロ
ール電圧Ｖ　ＣＴＬを最大にしてトランジスタＱ、をオ
ン、Ｑ、をオフとしたときはコレクタ電流ＩＣ２がゼロ
となるから電流ＩＡもほぼゼロとなり、トランジスタＱ
、。、ダイオードＤ、の各■１もほぼゼロＶとなるから
点■の電位をトランジスタＱ　ｔｏのベース入力電圧Ｖ
Ｃと略等しくすることができる。

また、電流１．は第２図に実線Ｃで示す如く、コントロ
ール電圧Ｖ　ＣＴＬと基準電圧Ｖ　ＩＥＦとの差電圧△
Ｖが大になるほど大となり、コントロール電圧ｖｃＴＬ
が最大のときはトランジスタＱ、がオン、トランジスタ
Ｑ、がオフとなるから、この時トランジスタＱ、のコレ
クタ電流■。、はトランジスタＱ、及びＱ４ｐ各エミッ
タ電流１１＋ａｌの２倍流れ、よって、 Ｉ　ｎ　＝　ｉ　ｂｓ＋　ｊ　ｂｓ＋　Ｉ　ｃ＋　　　
　　　　　（４）で表される電流■、もこの特約２　ｌ
ｂｍ＋流れる。

なお、（４）式中、ｉ□、ｉ５．はトランジスタＱ６＋
Ｑ、のベース電流を示す。また、第２図は抵抗Ｒ３を５
０にΩ、電流■１．１を２０μＡｓ１ｂａ！を１００μ
Ａ、各トランジスタのエミッタ接地電流増幅率ｈ　ＦＥ
を１００としたときの特性図である。

電流■、が流れるときのトランジスタＱ１．及びダイオ
ードＤ１の各Ｖ□による電圧■。からの電圧降下で点■
の電位が定まるから、電流■、が大なるほど点■の電位
は小となる。本実施例では、点■と■の電位差により出
力段抵抗Ｒ７に流れる電流を信号入力差動対トランジス
タＱ、及びＱ、。

のうち、Ｑ、のベースに交流の入力電圧Ｖ　ＩＮを印加
し、Ｑ、。のベースに直流の固定電圧Ｖ、□　（これは
前記したようにＶＩＮのセンターレベル）を印加する構
成では、出力段抵抗Ｒ７に流れる電流をＶ　ＩＮＩＩ側
よりもＶＩＮ側に多く流すほどゲインを大きくすること
ができるから、点■の電位から点■の電位を差し引いた
電位差を大きくするほどコントロールできるゲイン幅を
大きくすることができる。

従って、本実施例によれば、点■の電位を従来に比べて
大にでき、かつ、点■の電位を従来と同じにできるから
、従来に比ベコントロールできるゲイン幅を大きくする
ことができる。

なお、コントロールできるゲイン幅を大きくするために
は、電流■、をできるだけ大きくすること（換言すると
、点■の電位をできるだけ低くすること）が望ましいか
ら、ベース電流１ｂｓ及びｌｂｌを打ち消すようなベー
ス電流補償回路は設ける必要はない。

〔発明の効果〕

上述の如く、本発明によれば、従来ベース電流が流れる
ためにベース電位を高くできなかった所定個所のトラン
ジスタのベース電流を実質的に相殺除去するようにした
ため、ベース電位を高（でき、これにより従来よりもコ
ントロールできるゲイン幅を大にすることができる等の
特長を有するものである。

Ｑ、、Ｑ、はゲイン設定用差動対トランジスタ、Ｑ、〜
Ｑ、。は二重不平衡接続型差動増幅回路用ＮＰＮトラン
ジスタ を示す。

特許出願人　富　士　通　株式会社

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、 第２図は本実施例と従来回路の特性を対比して示す図、 第３図は従来の一例の回路図、 第４図はコントロール電圧と出力信号電圧との関係を示
す図である。 図において、 １０はベース電流補償回路、 Ｒ１は出力段抵抗、 ムＪａ［ｊＡ］ 本実施例と従来回路の特性を対比して示す９第２図 ＶＣＴＬ　−−◆ コントロール電圧と出力信号電圧との関係を示す２第 図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力段抵抗（Ｒ＿７）が負荷として接続され、入
   力信号を増幅して出力する二重不平衡接続型差動増幅回
   路（Ｑ＿５〜Ｑ＿１＿０）の上側差動対トランジスタ（
   Ｑ＿５〜Ｑ＿８）のベース電位を、ゲイン設定用差動増
   幅回路（Ｑ＿１、Ｑ＿２、Ｑ＿１＿９、Ｑ＿２＿０、Ｄ
   ＿１、Ｄ＿２）により制御してゲインコントロールを行
   なう増幅器において、 前記上側差動対トランジスタ（Ｑ＿５〜Ｑ＿８）のうち
   、エミッタに入力信号が入力されコレクタが前記出力段
   抵抗（Ｒ＿７）に接続された第１のトランジスタ（Ｑ＿
   ５）及び該第１のトランジスタ（Ｑ＿６）とベースが共
   通接続された第２のトランジスタ（Ｑ＿７）の各々のベ
   ースに、該第１及び第２のトランジスタ（Ｑ＿６、Ｑ＿
   ７）のベース電流を実質的に打ち消す補償電流を供給す
   るベース電流補償回路（１０）を設けたことを特徴とす
   る増幅器。
2. （２）前記ベース電流補償回路（１０）は、カレントミ
   ラー回路であることを特徴とする請求項１記載の増幅器
   。