JPH05336752A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH05336752A JPH05336752A JP4158840A JP15884092A JPH05336752A JP H05336752 A JPH05336752 A JP H05336752A JP 4158840 A JP4158840 A JP 4158840A JP 15884092 A JP15884092 A JP 15884092A JP H05336752 A JPH05336752 A JP H05336752A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成で効率の良いスイッチングレギュ
レータを提供する。 【構成】 スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオン状態にな
ると、コンデンサＣ1 に蓄積されたエネルギがトランス
Ｔに供給される。また、ブリッジ整流器４１を通してチ
ョークコイルＬ2 に電流が流れ、エネルギが蓄積され
る。このとき、チョークコイルＬ2 に流れる電流の平均
値が交流入力電圧ＶINに比例するように、スイッチング
素子Ｑ2 をオン／オフ制御すれば、る交流入力電流ＩIN
は交流入力電圧ＶINに比例した波形となる。一方、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ状態になると、トランス
Ｔに蓄積された励磁エネルギがダイオードＤ1 、Ｄ2 を
介してコンデンサＣ1 に回生される。チョークコイルＬ
2 に蓄積されたエネルギはダイオードＤ1 を介してコン
デンサＣ1 に蓄積される。
レータを提供する。 【構成】 スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオン状態にな
ると、コンデンサＣ1 に蓄積されたエネルギがトランス
Ｔに供給される。また、ブリッジ整流器４１を通してチ
ョークコイルＬ2 に電流が流れ、エネルギが蓄積され
る。このとき、チョークコイルＬ2 に流れる電流の平均
値が交流入力電圧ＶINに比例するように、スイッチング
素子Ｑ2 をオン／オフ制御すれば、る交流入力電流ＩIN
は交流入力電圧ＶINに比例した波形となる。一方、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ状態になると、トランス
Ｔに蓄積された励磁エネルギがダイオードＤ1 、Ｄ2 を
介してコンデンサＣ1 に回生される。チョークコイルＬ
2 に蓄積されたエネルギはダイオードＤ1 を介してコン
デンサＣ1 に蓄積される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タに係り、特に、高調波を低減する機能を備えたスイッ
チングレギュレータに関するものである。
タに係り、特に、高調波を低減する機能を備えたスイッ
チングレギュレータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】商用電源からの交流１００Ｖを直接整流
して１３０Ｖ程度の直流に変換し、更に数百ＫＨz 以上
の高周波で電力に変換する、いわゆるライン・オペレー
ト型のスイッチングレギュレータが普及している。これ
らの多くでは、例えば図４に示したようなブリッジ整流
器４１を用いたコンデンサインプット型整流方式が採用
されている。
して１３０Ｖ程度の直流に変換し、更に数百ＫＨz 以上
の高周波で電力に変換する、いわゆるライン・オペレー
ト型のスイッチングレギュレータが普及している。これ
らの多くでは、例えば図４に示したようなブリッジ整流
器４１を用いたコンデンサインプット型整流方式が採用
されている。
【０００３】図４は従来のスイッチングレギュレータの
主要部の構成を示したブロック図である。ブリッジ整流
器４１は、それぞれ直列接続されたダイオードＤa 、Ｄ
b およびＤc 、Ｄd を相互に並列接続して構成され、当
該ブリッジ整流器４１には平滑用コンデンサＣ1 が並列
接続されている。平滑用コンデンサＣ1 の後段にはＤＣ
−ＤＣコンバータ４２が接続されている。
主要部の構成を示したブロック図である。ブリッジ整流
器４１は、それぞれ直列接続されたダイオードＤa 、Ｄ
b およびＤc 、Ｄd を相互に並列接続して構成され、当
該ブリッジ整流器４１には平滑用コンデンサＣ1 が並列
接続されている。平滑用コンデンサＣ1 の後段にはＤＣ
−ＤＣコンバータ４２が接続されている。
【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の入力段は、そ
れぞれ直列接続されたダイオードＤ1 、スイッチング素
子Ｑ2 およびダイオードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 を
相互に並列接続して構成されている。ダイオードＤ1 の
アノードとスイッチング素子Ｑ2 との接続点Ｘ1 および
ダイオードＤ2 のカソードとスイッチング素子Ｑ1 との
接続点Ｘ2 にはトランスＴの一次コイルＴ1 が接続され
ている。
れぞれ直列接続されたダイオードＤ1 、スイッチング素
子Ｑ2 およびダイオードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 を
相互に並列接続して構成されている。ダイオードＤ1 の
アノードとスイッチング素子Ｑ2 との接続点Ｘ1 および
ダイオードＤ2 のカソードとスイッチング素子Ｑ1 との
接続点Ｘ2 にはトランスＴの一次コイルＴ1 が接続され
ている。
【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の出力段は、ト
ランスＴの二次コイルＴ2 の一端と負荷との間に直列接
続されたダイオードＤ3 およびコイルＬ1 、負荷の入力
端子間に接続されたコンデンサＣ2 、並びにダイオード
Ｄ3 およびコイルＬ1 との接続点Ｘ3 と二次コイルの他
端との間に接続されたダイオードＤ4 とによって構成さ
れている。
ランスＴの二次コイルＴ2 の一端と負荷との間に直列接
続されたダイオードＤ3 およびコイルＬ1 、負荷の入力
端子間に接続されたコンデンサＣ2 、並びにダイオード
Ｄ3 およびコイルＬ1 との接続点Ｘ3 と二次コイルの他
端との間に接続されたダイオードＤ4 とによって構成さ
れている。
【０００６】以下、図４に示したスイッチングレギュレ
ータの動作を、図５の波形図を参照しながら説明する。
ータの動作を、図５の波形図を参照しながら説明する。
【０００７】信号源（図示せず）からブリッジ整流器４
１の入力端に図５(a) に示した正弦波の交流電圧ＶINが
入力されると、この交流電圧ＶINはブリッジ整流器４１
で整流され、かつコンデンサＣ1 で平滑化されるので、
ブリッジ整流器４１の両端（コンデンサＣ1 の両端）の
電圧ＶC は図５(c) に示したようになる。この結果、信
号源から供給される交流入力電流は、図５(b) に示した
ように、交流電圧ＶINの最大値付近で最大値を示すパル
ス状電流となる。
１の入力端に図５(a) に示した正弦波の交流電圧ＶINが
入力されると、この交流電圧ＶINはブリッジ整流器４１
で整流され、かつコンデンサＣ1 で平滑化されるので、
ブリッジ整流器４１の両端（コンデンサＣ1 の両端）の
電圧ＶC は図５(c) に示したようになる。この結果、信
号源から供給される交流入力電流は、図５(b) に示した
ように、交流電圧ＶINの最大値付近で最大値を示すパル
ス状電流となる。
【０００８】一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２では、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に同位相のオン／オフ信号が
与えられる。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオン状態に
なると、コンデンサＣ1 に蓄積されたエネルギが負荷に
供給される。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ
状態になると、トランスＴに蓄積された励磁エネルギが
ダイオードＤ1 、Ｄ2 を介してコンデンサＣ1 に回生さ
れる。
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に同位相のオン／オフ信号が
与えられる。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオン状態に
なると、コンデンサＣ1 に蓄積されたエネルギが負荷に
供給される。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ
状態になると、トランスＴに蓄積された励磁エネルギが
ダイオードＤ1 、Ｄ2 を介してコンデンサＣ1 に回生さ
れる。
【０００９】このような構成によれば、コンデンサＣ1
に蓄えられるエネルギに変動があっても、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフのデューティ比を制御する
ことにより、負荷へ供給する電圧を一定に保つことがで
きるようになる。
に蓄えられるエネルギに変動があっても、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフのデューティ比を制御する
ことにより、負荷へ供給する電圧を一定に保つことがで
きるようになる。
【００１０】ところで、上記した構成のスイッチングレ
ギュレータでは、図５(b) に示したパルス状電流のピー
ク値が実効電流の３〜５倍に達する。したがって、信号
源では電源ラインのインピーダンスによる電圧降下や入
出力波形の歪が生じる。また、パルス状電流は高調波成
分を含むので、これが信号源およびその周辺機器に種々
の悪影響を及ぼしてしまう。
ギュレータでは、図５(b) に示したパルス状電流のピー
ク値が実効電流の３〜５倍に達する。したがって、信号
源では電源ラインのインピーダンスによる電圧降下や入
出力波形の歪が生じる。また、パルス状電流は高調波成
分を含むので、これが信号源およびその周辺機器に種々
の悪影響を及ぼしてしまう。
【００１１】そこで、このような問題点を解決するため
に、例えば図６に示したような高調波低減機能を有する
スイッチングレギュレータが提案されている。
に、例えば図６に示したような高調波低減機能を有する
スイッチングレギュレータが提案されている。
【００１２】図６は、従来の高調波低減機能を有するス
イッチングレギュレータのブロック図であり、前記と同
一または同等部分を表している。
イッチングレギュレータのブロック図であり、前記と同
一または同等部分を表している。
【００１３】同図において、図４に示したスイッチング
レギュレータと異なる点は、ＡＣラインノイズフィルタ
１、チョークコイルＬ2 、高周波スイッチＱ0 、制御回
路６１およびフライホイールダイオードＤ5 が付加され
ている点である。
レギュレータと異なる点は、ＡＣラインノイズフィルタ
１、チョークコイルＬ2 、高周波スイッチＱ0 、制御回
路６１およびフライホイールダイオードＤ5 が付加され
ている点である。
【００１４】このような構成において、高周波スイッチ
Ｑ0 がオン状態になるとチョークコイルＬ2 に電流が流
れ、このチョークコイルＬ2 にエネルギが蓄積される。
ここで高周波スイッチＱ0 をオフ状態にすると、チョー
クコイルＬ2 に蓄積されていたエネルギがフライホイー
ルダイオードＤ5 を介して放出され、コンデンサＣ1お
よびＤＣ−ＤＣコンバ−タ４２に供給される。
Ｑ0 がオン状態になるとチョークコイルＬ2 に電流が流
れ、このチョークコイルＬ2 にエネルギが蓄積される。
ここで高周波スイッチＱ0 をオフ状態にすると、チョー
クコイルＬ2 に蓄積されていたエネルギがフライホイー
ルダイオードＤ5 を介して放出され、コンデンサＣ1お
よびＤＣ−ＤＣコンバ−タ４２に供給される。
【００１５】したがって、図７(b) に示したように、チ
ョークコイルＬ2 に流れる電流の平均値が同図(a) の交
流入力電圧ＶINに比例するように、制御回路６１を介し
て高周波スイッチＱ0 を数十ＫＨz 以上の周期でスイッ
チングすれば、信号源に流れる電流は、同図(c) に示し
たように交流入力電圧ＶINに比例した波形となり、高調
波成分を無くすることができるようになる。
ョークコイルＬ2 に流れる電流の平均値が同図(a) の交
流入力電圧ＶINに比例するように、制御回路６１を介し
て高周波スイッチＱ0 を数十ＫＨz 以上の周期でスイッ
チングすれば、信号源に流れる電流は、同図(c) に示し
たように交流入力電圧ＶINに比例した波形となり、高調
波成分を無くすることができるようになる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記した構
成の高調波低減機能を有するスイッチングレギュレータ
では、高周波スイッチＱ0 やフライホイールダイオード
Ｄ5 が必要となるため、素子数が増えてエネルギ損失が
生じ、スイッチングレギュレータとしての効率低下が避
けられないという問題があった。
成の高調波低減機能を有するスイッチングレギュレータ
では、高周波スイッチＱ0 やフライホイールダイオード
Ｄ5 が必要となるため、素子数が増えてエネルギ損失が
生じ、スイッチングレギュレータとしての効率低下が避
けられないという問題があった。
【００１７】また、高速動作、大電流動作を保証するた
めには、各素子のレイアウトに関する制限が厳しくな
り、装置が大型化してしまうという問題があった。
めには、各素子のレイアウトに関する制限が厳しくな
り、装置が大型化してしまうという問題があった。
【００１８】本発明の目的は、上述した従来技術の欠点
を解決し、簡単な構成で効率の良いスイッチングレギュ
レータを提供することにある。
を解決し、簡単な構成で効率の良いスイッチングレギュ
レータを提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明では、交流入力電圧を整流して取り込
み、２つのスイッチング素子を適宜にオン／オフ制御し
てコンデンサへのエネルギの蓄積およびコンデンサから
の蓄積エネルギの放出を制御し、コンデンサから放出さ
れたエネルギに応じた一定電圧を出力するスイッチング
レギュレータにおいて、交流入力電流の平均値が交流入
力電圧に比例するように第１のスイッチング素子をオン
／オフ制御し、チョークコイルにエネルギを蓄積する手
段と、第１および第２のスイッチング素子を適宜にオン
／オフ制御し、チョークコイルに蓄積されたエネルギを
コンデンサに蓄積する手段とを具備した点に特徴があ
る。
ために、本発明では、交流入力電圧を整流して取り込
み、２つのスイッチング素子を適宜にオン／オフ制御し
てコンデンサへのエネルギの蓄積およびコンデンサから
の蓄積エネルギの放出を制御し、コンデンサから放出さ
れたエネルギに応じた一定電圧を出力するスイッチング
レギュレータにおいて、交流入力電流の平均値が交流入
力電圧に比例するように第１のスイッチング素子をオン
／オフ制御し、チョークコイルにエネルギを蓄積する手
段と、第１および第２のスイッチング素子を適宜にオン
／オフ制御し、チョークコイルに蓄積されたエネルギを
コンデンサに蓄積する手段とを具備した点に特徴があ
る。
【００２０】
【作用】上記した構成によれば、コンデンサへのエネル
ギの蓄積およびコンデンサからの蓄積エネルギの放出を
制御するスイッチング素子の１つを、交流入力電流の平
均値が交流入力電圧に比例するようにオン／オフ制御さ
れるスイッチング素子と兼用することができるので構成
が簡素化される。
ギの蓄積およびコンデンサからの蓄積エネルギの放出を
制御するスイッチング素子の１つを、交流入力電流の平
均値が交流入力電圧に比例するようにオン／オフ制御さ
れるスイッチング素子と兼用することができるので構成
が簡素化される。
【００２１】
【実施例】図１は本発明の一実施例である高調波低減機
能を備えたスイッチングレギュレータの主要部の構成を
示したブロック図であり、前記と同一の符号は同一また
は同等部分を表している。
能を備えたスイッチングレギュレータの主要部の構成を
示したブロック図であり、前記と同一の符号は同一また
は同等部分を表している。
【００２２】同図の構成を図６の従来技術と比較する
と、本実施例では、フライホイールダイオードＤ5 が省
略されてチョークコイルＬ2 の一端がダイオードＤ1 の
カソードに接続され、スイッチ素子Ｑ0 および制御回路
６１が省略されている。
と、本実施例では、フライホイールダイオードＤ5 が省
略されてチョークコイルＬ2 の一端がダイオードＤ1 の
カソードに接続され、スイッチ素子Ｑ0 および制御回路
６１が省略されている。
【００２３】すなわち本実施例では、チョークコイルＬ
2 にエネルギを蓄えるための従来のスイッチング素子Ｑ
0 の機能をスイッチング素子Ｑ2 が兼ね、チョークコイ
ルＬ2 のエネルギを放出する経路に設けられていたフラ
イホイールダイオードＤ5 の機能をダイオードＤ1 が兼
ねている。
2 にエネルギを蓄えるための従来のスイッチング素子Ｑ
0 の機能をスイッチング素子Ｑ2 が兼ね、チョークコイ
ルＬ2 のエネルギを放出する経路に設けられていたフラ
イホイールダイオードＤ5 の機能をダイオードＤ1 が兼
ねている。
【００２４】そして、本実施例の回路構成を有するスイ
ッチングレギュレータでは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 がオン状態になると、実質的に以下に示す第１および
第２の閉回路が回路上に形成されるようになる。 (1) スイッチング素子Ｑ1 →トランスＴの一次コイル→
スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサＣ1 →スイッチング
素子Ｑ1 の第１閉回路。 (2) ブリッジ整流器４１→チョークコイルＬ2 →スイッ
チング素子Ｑ2 →ブリッジ整流器４１の第２閉回路。
ッチングレギュレータでは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 がオン状態になると、実質的に以下に示す第１および
第２の閉回路が回路上に形成されるようになる。 (1) スイッチング素子Ｑ1 →トランスＴの一次コイル→
スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサＣ1 →スイッチング
素子Ｑ1 の第１閉回路。 (2) ブリッジ整流器４１→チョークコイルＬ2 →スイッ
チング素子Ｑ2 →ブリッジ整流器４１の第２閉回路。
【００２５】また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ
状態であると、実質的に以下に示す第３および第４の閉
回路が回路上に形成されるようになる。 (3) トランスＴの一次コイル→ダイオードＤ1 →コンデ
ンサＣ1 →ダイオードＤ2 →トランスＴの一次コイルの
第３閉回路。 (4) ブリッジ整流器４１→チョークコイルＬ2 →ダイオ
ードＤ1 →コンデンサＣ1 →ブリッジ整流器４１の第４
閉回路。
状態であると、実質的に以下に示す第３および第４の閉
回路が回路上に形成されるようになる。 (3) トランスＴの一次コイル→ダイオードＤ1 →コンデ
ンサＣ1 →ダイオードＤ2 →トランスＴの一次コイルの
第３閉回路。 (4) ブリッジ整流器４１→チョークコイルＬ2 →ダイオ
ードＤ1 →コンデンサＣ1 →ブリッジ整流器４１の第４
閉回路。
【００２６】このような構成のスイッチングレギュレー
タにおいて、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 がオン状態に
なると、前記第１閉回路では、コンデンサＣ1 に蓄積さ
れたエネルギがトランスＴに供給されて負荷に電流が流
れる。
タにおいて、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 がオン状態に
なると、前記第１閉回路では、コンデンサＣ1 に蓄積さ
れたエネルギがトランスＴに供給されて負荷に電流が流
れる。
【００２７】また、前記第２閉回路では、スイッチング
素子Ｑ2 およびブリッジ整流器４１を通してチョークコ
イルＬ2 に電流が流れ、チョークコイルＬ2 にエネルギ
が蓄積される。このとき、チョークコイルＬ2 に流れる
電流の平均値が交流入力電圧ＶINに比例するように、ス
イッチング素子Ｑ2 をオン／オフ制御すれば、信号源に
流れる電流ＩINは交流入力電圧ＶINに比例した波形とな
るので高調波成分を無くすることができるようになる。
素子Ｑ2 およびブリッジ整流器４１を通してチョークコ
イルＬ2 に電流が流れ、チョークコイルＬ2 にエネルギ
が蓄積される。このとき、チョークコイルＬ2 に流れる
電流の平均値が交流入力電圧ＶINに比例するように、ス
イッチング素子Ｑ2 をオン／オフ制御すれば、信号源に
流れる電流ＩINは交流入力電圧ＶINに比例した波形とな
るので高調波成分を無くすることができるようになる。
【００２８】一方、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がオフ
状態になると、第３閉回路では、トランスＴに蓄積され
た励磁エネルギがダイオードＤ1 、Ｄ2 を介してコンデ
ンサＣ1 に回生される。
状態になると、第３閉回路では、トランスＴに蓄積され
た励磁エネルギがダイオードＤ1 、Ｄ2 を介してコンデ
ンサＣ1 に回生される。
【００２９】また、第４閉回路では、チョークコイルＬ
2 に蓄積されたエネルギがダイオードＤ1 を介して放出
され、このエネルギがコンデンサＣ1 に蓄積される。
2 に蓄積されたエネルギがダイオードＤ1 を介して放出
され、このエネルギがコンデンサＣ1 に蓄積される。
【００３０】本実施例によれば、従来の構成に高周波ス
イッチＱ0 やフライホイールダイオードＤ5 を追加する
ことなく、信号源の高調波成分を除去できるようにな
る。
イッチＱ0 やフライホイールダイオードＤ5 を追加する
ことなく、信号源の高調波成分を除去できるようにな
る。
【００３１】なお、上記した実施例では図２に示したよ
うに、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2が同位相、同一タイ
ミングで制御されるものとして説明したが、このような
制御方式では、図１０に示したように、交流入力電流Ｉ
INの信号波形と交流入力電圧ＶINの信号波形との間に多
少のずれが生じる。このようなずれは、例えば図３に示
したようにスイッチング素子Ｑ2 のオン時間［同図(b)
］を、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間［同図(a) ］
よりも長い範囲で可変とし、交流入力電圧ＶINの値に応
じてスイッチング素子Ｑ2 のオン時間を制御すれば改善
され、これにより交流入力電圧ＶINに対する交流入力電
流ＩINの追従性がさらに向上する。
うに、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2が同位相、同一タイ
ミングで制御されるものとして説明したが、このような
制御方式では、図１０に示したように、交流入力電流Ｉ
INの信号波形と交流入力電圧ＶINの信号波形との間に多
少のずれが生じる。このようなずれは、例えば図３に示
したようにスイッチング素子Ｑ2 のオン時間［同図(b)
］を、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間［同図(a) ］
よりも長い範囲で可変とし、交流入力電圧ＶINの値に応
じてスイッチング素子Ｑ2 のオン時間を制御すれば改善
され、これにより交流入力電圧ＶINに対する交流入力電
流ＩINの追従性がさらに向上する。
【００３２】図９は、本発明の第２実施例であるスイッ
チングレギュレータの基本構成を示したブロック図であ
り、前記と同一の符号は同一または同等部分を表してい
るので、その説明は省略する。
チングレギュレータの基本構成を示したブロック図であ
り、前記と同一の符号は同一または同等部分を表してい
るので、その説明は省略する。
【００３３】本実施例は、図８に示したハーフブリッジ
方式のＤＣ−ＤＣコンバータ部を有する従来のスイッチ
ングレギュレータに本発明を適用したものである。
方式のＤＣ−ＤＣコンバータ部を有する従来のスイッチ
ングレギュレータに本発明を適用したものである。
【００３４】図９の構成を図８の従来技術と比較する
と、本実施例では、フライホイールダイオードＤ5 が省
略されてチョークコイルＬ2 の一端がダイオードＤ7 の
アノードに接続され、スイッチ素子Ｑ0 および制御回路
６１が省略されている。
と、本実施例では、フライホイールダイオードＤ5 が省
略されてチョークコイルＬ2 の一端がダイオードＤ7 の
アノードに接続され、スイッチ素子Ｑ0 および制御回路
６１が省略されている。
【００３５】すなわち本実施例も前記実施例と同様に、
チョークコイルＬ2 にエネルギを蓄えるための従来のス
イッチング素子Ｑ0 の機能をスイッチング素子Ｑ2 が兼
ね、チョークコイルＬ2 のエネルギを放出する経路に設
けられていたフライホイールダイオードＤ5 の機能をダ
イオードＤ7 が兼ねている。
チョークコイルＬ2 にエネルギを蓄えるための従来のス
イッチング素子Ｑ0 の機能をスイッチング素子Ｑ2 が兼
ね、チョークコイルＬ2 のエネルギを放出する経路に設
けられていたフライホイールダイオードＤ5 の機能をダ
イオードＤ7 が兼ねている。
【００３６】そして、本実施例の回路構成を有するスイ
ッチングレギュレータでは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 には互いに位相が１８０度ずれた高周波のオン／オフ
信号が与えられ、コンデンサＣ2 の端子間電圧が一定に
保たれる。
ッチングレギュレータでは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 には互いに位相が１８０度ずれた高周波のオン／オフ
信号が与えられ、コンデンサＣ2 の端子間電圧が一定に
保たれる。
【００３７】本実施例では、スイッチング素子Ｑ2 がオ
ンしている期間にチョークコイルＬ2 にエネルギが蓄積
され、オフしている間に、この蓄積されたエネルギがダ
イオードＤ7 を介して放出され、コンデンサＣ1 、Ｃ3
、Ｃ4 およびＤＣ−ＤＣコンバータに供給される。
ンしている期間にチョークコイルＬ2 にエネルギが蓄積
され、オフしている間に、この蓄積されたエネルギがダ
イオードＤ7 を介して放出され、コンデンサＣ1 、Ｃ3
、Ｃ4 およびＤＣ−ＤＣコンバータに供給される。
【００３８】なお、上記した各実施例のスイッチングレ
ギュレータは、その構成部品を半導体基板上に載置し、
更にこれらを金属板上に搭載するようにすれば、高い放
熱効果が得られるので、小形化を容易に達成できるよう
になる。
ギュレータは、その構成部品を半導体基板上に載置し、
更にこれらを金属板上に搭載するようにすれば、高い放
熱効果が得られるので、小形化を容易に達成できるよう
になる。
【００３９】
【発明の効果】以上、詳述したように、本発明によれ
ば、コンデンサへのエネルギの蓄積およびコンデンサか
らの蓄積エネルギの放出を制御するスイッチング素子の
１つを、交流入力電流の平均値が交流入力電圧に比例す
るようにオン／オフ制御されるスイッチング素子と兼用
するようにしたので、回路構成を簡単化することができ
るようになる。
ば、コンデンサへのエネルギの蓄積およびコンデンサか
らの蓄積エネルギの放出を制御するスイッチング素子の
１つを、交流入力電流の平均値が交流入力電圧に比例す
るようにオン／オフ制御されるスイッチング素子と兼用
するようにしたので、回路構成を簡単化することができ
るようになる。
【図１】 本発明の第１実施例のブロック図である。
【図２】 図１の主要部の波形図である。
【図３】 図１の主要部の波形図である。
【図４】 従来技術のブロック図である。
【図５】 図４の主要部の波形図である。
【図６】 従来技術のブロック図である。
【図７】 図１の主要部の波形図である。
【図８】 従来技術のブロック図である。
【図９】 本発明の第２実施例のブロック図である。
【図１０】 図１の主要部の波形図である。
４１…ブリッジ整流器、４２…ＤＣ−ＤＣコンバータ、
Ｑ0 〜Ｑ4 …スイッチング素子、Ｄ1 〜Ｄ1 …ダイオー
ド
Ｑ0 〜Ｑ4 …スイッチング素子、Ｄ1 〜Ｄ1 …ダイオー
ド
Claims (3)
- 【請求項１】 交流入力電圧を整流して取り込み、２つ
のスイッチング素子を適宜にオン／オフ制御してコンデ
ンサへのエネルギの蓄積およびコンデンサからの蓄積エ
ネルギの放出を制御し、コンデンサから放出されたエネ
ルギに応じた一定電圧を出力するスイッチングレギュレ
ータにおいて、 交流入力電流の平均値が交流入力電圧に比例するように
第１のスイッチング素子をオン／オフ制御し、チョーク
コイルにエネルギを蓄積する手段と、 第１および第２のスイッチング素子を適宜にオン／オフ
制御し、チョークコイルに蓄積されたエネルギをコンデ
ンサに蓄積する手段とを具備したことを特徴とするスイ
ッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 交流入力電圧を整流する手段、チョーク
コイル、および第１のスイッチング素子を含む第１の閉
回路と、 交流入力電圧を整流する手段、チョークコイル、ダイオ
ード、およびコンデンサを含む第２の閉回路とを具備し
たことを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュ
レータ。 - 【請求項３】 第１のスイッチング素子のオン期間は、
交流入力電圧に応じて第２のスイッチング素子のオン期
間よりも長い範囲で可変制御されるようにしたことを特
徴とする請求項１または請求項２記載のスイッチングレ
ギュレータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4158840A JPH05336752A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | スイッチングレギュレータ |
| US08/064,642 US5345374A (en) | 1992-05-27 | 1993-05-21 | Power source for supplying DC voltage by converting AC voltage from AC source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4158840A JPH05336752A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336752A true JPH05336752A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15680557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4158840A Pending JPH05336752A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345374A (ja) |
| JP (1) | JPH05336752A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106059316A (zh) * | 2016-07-28 | 2016-10-26 | 国网山东省电力公司东营供电公司 | 一种高降压比的快响应直流变换器系统 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| MX9200368A (es) * | 1991-01-29 | 1992-08-01 | Dawari Datubo Dan Harry | Sistema de conversion de potencia de alta densidad y alta frecuencia. |
| JP2758552B2 (ja) * | 1993-08-27 | 1998-05-28 | 浜松ホトニクス株式会社 | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 |
| FR2733862A1 (fr) * | 1995-05-05 | 1996-11-08 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif d'alimentation a decoupage |
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| JP4473065B2 (ja) * | 2004-08-02 | 2010-06-02 | 株式会社フライングモール | プッシュプルスィッチング電力変換装置 |
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| TWI309498B (en) * | 2006-06-09 | 2009-05-01 | Delta Electronics Inc | Resonant converter and voltage stabilizing method thereof |
| WO2008097526A2 (en) * | 2007-02-05 | 2008-08-14 | Polarity Inc. | High-voltage dc converter |
| US20100127811A1 (en) * | 2008-11-21 | 2010-05-27 | Polarity Inc. | Transformer with Center Tap Encompassing Primary Winding |
| CN101499732B (zh) * | 2009-01-20 | 2011-05-18 | 华南理工大学 | 一种单级半桥ac-dc变换器 |
| KR101695419B1 (ko) * | 2009-04-15 | 2017-01-24 | 삼성디스플레이 주식회사 | 전원 공급 방법, 이를 수행하기 위한 전원 공급 장치 및 이를 포함하는 표시 장치 |
| US10103638B1 (en) * | 2017-08-09 | 2018-10-16 | Infineon Technologies Austria Ag | Flyback converter with capacitor module and switching module |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4280174A (en) * | 1979-02-01 | 1981-07-21 | Tdk Electronics Co., Ltd. | DC-DC Converter |
| JPS5963976A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-11 | Origin Electric Co Ltd | 整流装置の制御方法 |
| EP0191482B1 (en) * | 1985-02-12 | 1990-07-25 | Hitachi Metals, Ltd. | Dc-dc converter |
| JPH01152960A (ja) * | 1987-12-07 | 1989-06-15 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク電源装置 |
| US5019952A (en) * | 1989-11-20 | 1991-05-28 | General Electric Company | AC to DC power conversion circuit with low harmonic distortion |
| JPH04121991A (ja) * | 1990-09-11 | 1992-04-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱装置 |
-
1992
- 1992-05-27 JP JP4158840A patent/JPH05336752A/ja active Pending
-
1993
- 1993-05-21 US US08/064,642 patent/US5345374A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106059316A (zh) * | 2016-07-28 | 2016-10-26 | 国网山东省电力公司东营供电公司 | 一种高降压比的快响应直流变换器系统 |
| CN106059316B (zh) * | 2016-07-28 | 2019-07-02 | 国网山东省电力公司东营供电公司 | 一种高降压比的快响应直流变换器系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5345374A (en) | 1994-09-06 |
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