JPH05508291A - 信号分類機を有する受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 信号分類機を有する受信機 発明の分野 本発明は、一般的に受信機に関し、更に特定すれば、種々のフォーマットを有す る信号の受信に適応した受信機に関するものである。

発明の背景 伝統的な周波数変調（ＦＭ）送信機では、音声は帯域通過され、ブレエンファシ スされ、さらに無線周波数（ＲＦ）チャネルに周波数変調される。しかしながら 、ディジタル送信技術における最近の進歩により、音声は今では送信の前にディ ジタル化することができる。音声信号をディジタル化するために種々の符号化ア ルゴリズムを使用することができる。あるアルゴリズムを用いて送信機でディジ タル化された音声信号は受信機でそのアルゴリズムの補足部を用いて解読（デコ ード）しなければならない、さらに、多数の受信機はディジタル化した音声に加 えてディジタル・データを受信することができる１種々の符号化アルゴリズムを 経て種々のディジタル信号が符号化されるので、受信した信号のデコードを試み る前にその信号を分類する機敏さが受信機には要求される。これは、受信機がそ の作業に都合の良い適切なデコーダを引き出すことができるようにするために必 要なことである。入力信号を分類する他の方法は受信機に幾つかのハードウェア ・デコーダを持たせることである。そのような受信機では、復調されて受信され た信号は全ての使用できるデコーダに同時にがけられる。

正しい出力を有する１つのデコーダの出方がユーザに与えられる。この方法は非 常にコスト高で現在の要求に対しては非常に能率が悪い、それゆえに、入力信号 のデコードの試みをする前に分類をする受信機が必要であることは明らかである 。

発明の概要 要約すると、本発明による。搬送波信号を受信しデコードする受信機について記 述するものである。搬送波信号は多数のフォーマットのうちの１つを持つ情報信 号により変調される。この受信機には搬送波信号を受信し復調して復調信号を生 成する手段を持っている。この受信機にはまた、復調された信号の相関間数を計 算しその相間間数に基づいて復調された信号のフォーマットを分類する手段があ る。

さらにこの受信機には復調された信号が分類された後にそれをデコードするデコ ーダ手段がある。

本発明を別の見地から述べれば、多数のフォーマットの１つを持つ情報信号によ り変調された搬送波信号を能率的に受信しデコードする方法を記述しているので ある。この方法には搬送波信号を受信し復調して情報信号を解読するステップが ある。他のステップでは情報信号の相関関数を計算しその相間間数に基づいて情 報信号のフォーマットを決定することが含まれる。さらに、情報信号をデコード するための他のステップが含まれている。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明による受信機のブロック図である。

第２図は、本発明によるコリレータ回路のブロック図である。

第３図は、ノイズ成分のない多重レベル信号のグラフである。

第４図は、第３図でノイズのあるときの多重レベル信号のグラフである。

第５図は、第３図および第４図の信号の自動相関関数のグラフである。

第６図は、２つの異なるウィンドウ（電磁窓）における１つの信号の２つの自動 相関関数のグラフである。

好適な実施例の詳細な説明 最初に第７図を参照すると、フィルタｈ　（ｔ）７０４およびＦＭ送信機のある 送信機７００が示されている。このフィルタ７０４の入力および出力はそれぞれ ｄ　（ｔ）　７０２およびｓ　（ｔ）７０６である。好適実施例では、符号速度 は４８００符号／秒で、データは４レベルの周波数変位方式（ＦＳＫ）である。

さらに、フィルタｈ　（ｔ）７０４は二乗余弦パルスの平方根のインパルス応答 を持つ７データｄ（ｔ、）７０２がランダム分布であり期待値ゼロである場合は 、出力ｓ　（ｔ）７０６はｈ　（ｔ）のフーリエ変換１（（Ｗ）のスペクトルを 持・つことになる、さらに、ｓ　（ｔ）７０６の自動相関関数は次式で定義され る。

Ｒｙｙ　（ｒ）＝　Ｅ　［ｓ　（ｔ）ｓ　（を十ｒ）］これは次式で表すことが できる Ｒｙｙ　（τ）＝　Ｒｄｄ（τ）“ｈ　（ｔ）”ｈ′　（−ｔ）ここで？ｒ′」 は共役複素数を表し、「１」は畳み込みを表す、信号ｄ　（ｔ）７０２がＷＳＳ 処理である場合は、Ｒｄｄ（τ）は統計的に「τ」にのみ依存するはずである。

ｈ（１）およびｈ′　（−ｔ）は双方とも確定しているので、ＲｙｙもまたＷＳ Ｓであることになる。信号Ｓ　（ｔ）　７０６はセットの偏差レベルを有するＦ Ｍ送信機７０８に当てられる。送信機７０８の無線周波数（ＲＦ）信号の出力は アンテナ７１０を経て送られる搬送波信号７１２である。

第３図に信号ｓ　（ｔ）７０６の代表的な部分を示す、信号Ｓ　（ｔ）７０６は 多重レベル・ディジタル信号である、４レベルのＦＳＸ信号である。この４レベ ルはノイズ成分がなければ明瞭に示される。第６図には、２つの異なるウィンド ウから取り込まれた信号ｓ　（ｔ）７０６の自動相関間数６０２および６０４の 例を示す、この２つは振幅に小さい変動はあるが同じパターンに密に従っている ことがわかる。受信した信号を分類するために用いられるのは自動相関間数の形 状の特性であって、必ずしもその瞬間的な振幅ではない、実際は、後で示される が、自動相関間数の数点のサンプルを正規化することが信号を分類するために行 われる。他方、第５図には、さらに第３のウィンドウから取り入れられた信号ｓ 　（ｔ）７０６の自動相関間数Ｒｙｙ（τ）５０４を示す、この自動相関間数５ ０４は、ノイズ成分を持つ受信信号の性質を持つ自動相関間数５０２に重ね合わ される。自動相関間数５０２については本記述中の後はどに触れることとする。

第１図には本発明の原理による受信機１００のブロック図が示されている。ＲＦ 信号がアンテナ１０２によって受信され、ＲＦ回路ブロック１０４に連結される 。このブロック１０４にはフィルタ、電源装置、および復調回路がある。これら の構成要素の働きは当該技術では良く知られているものである。それゆえ、不必 要な記述を入れて複雑にすることを避けるために、それらの働きについてはここ では記述しない、ＲＦ回路１０４の復調したアナログ出力は、ディジタル化する ためにＤ／Ａ変換器＋０６にかけられる。

Ｄ／Ａ　１０６のディジタル出力は信号ｒ　（ｎＴ）＋０７であり　コリレータ １１４に送られる。コリレータ＋１４はオーバー・サンプリングによりディジタ ル信号ｒ　（ｎＴ）１０７の自動相関間数の計算を行う、コリレータ１１４はメ モリ・ブロック１１２を使用するが、このメモリ・ブロックは、自動相関間数を 生成するために信号ｒ　（ｎＴ）　１０７の全部または一部のバッファとして使 用される。コリレータ＋１４は受信ｆｉ１００に計算手段を与える。コリレータ ＋１４の出力はコンパレーター１１６およびプロセッサ＋１０に連結される。コ ンパｌノー夕１１６はプロセッサ１１０と共に、コリレータ！＋４の出力からの 個々の点を、メモリ・ブロック１１２に記憶されている予め定められた価と比較 する。この比較の結果は次にメモリ・ブロック１１２に記憶され、信号ｒ　（ｏ Ｔ）１０７のフォーマットを分類するためにプロセッサ１１０によって処理され る。ここではフォーマットという用語を、信号ｒ　（ｎＴ）１０７の信号フォー マット、信号速度、及び変調タイプを一般的にさすものとして使用している。シ グナル・フォーマットを決定することは、自動相関間数の形状は類似の特性を持 つ種々の信号については同一であるという知識によって行われる。

信号ｒ　（ｎＴ）１０７が分類されると、プロセッサ１１０は続けて妥当なデコ ーダ１１８を引き起こし、信号ｒ（ｎＴ）１０７のデコードを行う、デコーダ１ １８はプロセッサ１１０に埋めこまれたプログラムであってもよい。

換言すれば、プロセッサ１１０には種々の信号をデコードすることを意図した複 数のデコーディング・ルーチンがある。このような状況下で分類ルーチンが完了 すると、プロセッサ１１０は、信号のタイプに基づいて信号ｒ　（ｎＴ）１０７ のデコードに適合したデコーディング・アルゴリズムの一部を引き出す、コリレ ータ１１４、プロセッサ１１Ｏ、コンパレータ１１６、デコーダ１１８、および メモリ・ブロック１１２の集合がディジタル信号処理（ＤＳＰ）サブシステム１ ０８を構成する。そのようなサブシステムの１つはＭｏｔｏｒｏｌａ　Ｉｎｃ、 から入手できるＤＳＰ５６０００である。ＦＭ信号の周波数オフセットの結果と して生じる受信信号ｒ　（ｔ）のＤＣオフセットを除去するために、コリレータ １１４に結合する前に信号ｒ　（ｎＴ）１０７にフィルタをかけるのにＤＣノツ チ・フィルタを使用することができる。

自動相関間数の代わりに、信号の分類を決定するための、受信信号の相関間数の 別のフオームを計算するために、代替実施例を選ぶことができる。そのようなフ オームの１つは交差相関である。プリアンプルまたはシンク・ワードを用いて、 受信機は信号フォーマットおよび信号速度を決定するために入力信号の交差相関 間数の計算をすることができる。

アンテナ１０２で受信したＲＦ信号は発信された信号７１２であり、これにはノ イズ成分が付は加えられている可能性がある。この信号はＲＦ回路ブロック１０ ４でフィルタにかけられて復調され、信号ｒ、（ｔ）１０５を生み出す。

第４図に信号ｒ　（ｔ）１０５の一部を示す、信号ｒ　（ｔ）１０５は付は加え られたノイズｎ　（ｔ）を有する７０６と同じ信号である。これは次の等式で示 される。

ｒ　（ｔ）　＝ｓ　（ｔ）　＋ｎ　（ｔ）この信号ｒ　（ｔ）１０５はＤ／Ａ変 換器１０６を経てディジタルに変換され、コリレータ１１４に送られる。　Ｄ／ Ａ変換器１０６の出力はｒ　（ｎＴ）＋０７で、ｒｔＪはＴをサンプリング時間 とするとＩｎＴＪに等しい、よって次式％式％ コリレータ１１４の出力は第５図の信号５０２であり、これは下記の数式を有す る。

Ｒｒｒ　（Ｔ）＝Ｅ　［ｒ　（ｎＴ）　ｒ　（ｎＴ＋ｒ）］Ｒｒｒ　（Ｔ）　＝ 　Ｒｙｙ　（Ｔ）　＋Ｅ　［ｎ　（ｎＴ）　ｓ　（ｎＴ十ｒ）＋ｎ　（ｎＴ−１ ｒ）ｓ　（ｎＴ）＋ｎ　（ｎＴ）ｎ　（ｎＴ＋τ）　１ ここでＥ［ｘ（ｔ）］はＸ（ｔ）の期待値である。

ｎ　（ｎＴ）がランダム分布で期待値ゼロであり、がつＳ（ｎ　Ｔ）とは互いに かかわりのないものとすると、Ｅ　［ｎ　（ｎＴ）ｓ　（ｎＴ＋ｒ）］　＝Ｅ　 ［ｎ　（ｎＴ）］　Ｅ［ｓ　（ｎＴ＋τ）１＝Ｏ Ｅ　［ｎ　（ｎＴ＋ｒ）ｓ　（ｎＴ）ｌ　＝Ｅ　［ｎ　（ｎＴ＋ｒ）］Ｅ　［ｓ 　（ｎＴ）　］　＝０ よって、 Ｒｒｒ　（ｒ）＝Ｒｙｙ　（ｒ）＋Ｅ　［ｎ　（ｎＴ）ｎ　（ｎＴ＋τ）１ τ＝０　の場合は。

Ｒｒｒ　（０）＝Ｅ　［ｓ　（ｎＴ）　２］　＋Ｅ　［ｎ　（ｎＴ）　２］τ≠ ０　の場合は、ノイズはコリレートされていないとすると、 Ｒｒｒ　（ｒ）＝Ｅ　［ｓ　（ｎＴ）ｓ　（ｎＴ＋ｒ）］　＝Ｒｄｄ　（Ｔ）’ ｈ　（ｎＴ）”ｈ′　（−ｎＴ）ノイズ環ｎ　（ｎＴ）はτ≠０　の場合のＲｒ ｒ　（τ）には寄与しないことに注意していただきたい。

間数Ｒｒｒ（ｔ）はτ＝０を中心とする釣り鐘型を示す。

さらに、１＜１／符号速度の場合は、サンプルは正にコリレートされなければな らない０例えば、好適実施例（４レベル４８００符号／秒）の信号がその符号速 度（すなわち１９．２にサンプル７秒）の４倍でサンプリングされている場合は 、Ｔ＝１／サンプリング速度として、ｒ　（ｎ＋Ｔ）およびｒ　（ｎ）には高度 な相関があり、ｒ　（ｎ＋４Ｔ）には低い相関がある。好適実施例の目的に従っ て下記の仮定を設ける。ｆｓ＝３３．３３ＫＨｚおよび符号速度＝４゜８に符号 ７秒（６，９４サンプル／シンボル）。

要約すれば、受信した搬送波信号は復調され、ディジタルに変換される９次にコ リレータがディジタル信号の自動相関関数を生成するために使用される。コンパ レータは自動相関関数上の多数の点をメモリ　ブロックに記憶されている相当す る点と比較する。プロセッサがこの比較の結果を受け取り受信信号のフォーマッ トを決定する。この方法により受信信号の信号フォーマットおよび信号速度が決 定される。受信信号の分類が終わると、プロセッサにより妥当なデコーダが引き 出され、自信信号のデコードが行われる。

第２図を参照すると、コリレータ１１４の構成要素の詳細なブロック図が示され ている。入力信号ｒ　（ｎＴ）１０７は、それぞれミキサ、加算器、および２個 の遅延回路から成る３個の同様な分岐回路に適用される。第１の分岐回路では、 信号ｒ　（ｎＴ）１０７はミキサ２０８および遅延回路２０２の最初の入力に接 続されている。遅延回路２０２は入力信号ｒ　（ｎＴ）１０７を、Ｚ−１で示さ れるｌ「Ｔ」　（サンプリング時間）だけ遅延させる。遅延回路２０２の出力の 遅延された信号はミキサ２０８の第２の入力に送られ、そこで遅延されていない ｒ　（ｎＴ）１０７と混合される。ミキサ２０８の出力は［ｒ　（ｎＴ）　ｒ　 （ｎＴ＋τ）］で、これは加算器２１４の第１の入力に結合される。加算器２１ ４からの出力は遅延回路２２０を経てその第２の入力にフィード・パックされる 。遅延回路２２０は、遅延回路２０２と同様に出力信号を１　ｒＴＪだけ遅延さ せる。加算器２１４の出力におけるこの合成信号は、Ｒ１ｌ　（ｒ）＝Ｅ　［ｒ 　（ｎＴ）ｒ　（ｎＴ−＋−ｒ）］である。

この信号は、特定の時刻の自動相関関数の値のスナップ・ショットをとる、集積 およびダンプ回路２２６に適応される。このスナップ・ショットがとられると、 加算器２１４の出力は集積およびダンプ回路２２８によってクリヤされる。この 集積およびダンプ回路２２６の出力はコンパレータ１１６に結合されるＷｌであ る。

コリレータ１１４の他の２つの分岐回路はそれらの遅延回路における遅延時間を 除いて前記のものと同一である。

第２の分岐回路はミキサ２１０、加算器２１６．および３τの遅延を有する２つ の遅延回路２０４，２２２を使用する。ミキサ２１０および加算器２１６の出力 での信号はそれぞれ、 ［ｒ　（ｎＴ）ｒ　（ｎＴ＋３７）］ および Ｒ３３（ｒ）＝Ｅ　［ｒ　（ｎＴ）ｒ　（ｎＴ＋３７）］である、集積およびダ ンプ回路２２８はコンパレータ１１６に結合するＷ３を生成する。

同様に、第３の分岐回路はミキサ２１２、加算器２１８゜５Ｔの遅延を有する遅 延回路２０６，２２４から成る。加算６２１８の出力における信号は。

Ｒ５５（ｒ）＝Ｅ　［ｒ　（ｎＴ）ｒ　（ｎＴ＋５Ｔ）１である。

また、第３の分岐回路にはＲ５５（τ）のスナップ・ショットを生み出す集積お よびダンプ回路２３０がある。集積およびダンプ回路２３０の出力はコンパレー タに１１６にやはり接続されているＷ５である。

コリレータ１１４により生成される自動相関間数は比較のためにメモリ１１２に 記憶される。プロセッサ１１０およびコンパレータ１１６はＷｌ、Ｗ３、および Ｗ５を正規化し、メモリ・ブロック１１２に記憶されているそれぞれの予め決定 されている値と比較する。この比較の結果が出ると、プロセッサ１１０は信号ｒ 　（ｎＴ）１０７の信号式型および信号速度を分類する。信号ｒ　（ｎＴ）１０ ７の分類により、プロセッサ１１０は、妥当なアルゴリズムを引き出して信号ｒ 　（ｎＴ）１０７をデコードすることができるようになる。信号ｒ　（ｎＴ）１ ０７の分類を知ることによって、ラジオ受信機１００には同時に働（多数のデコ ーダの必要がなくなる。従って、電流値を著しく節約することができる。

Ｅ　［ｒ　（ｎＴ）　ｒ　（ｎ、Ｔ＋Ｔ）　］　＝＝ａ　１Ｅ　［ｒ　（ｎＴ） 　ｒ　（ｎＴ＋３Ｔ）］　＝ａ３Ｅ　［ｒ　（ｎＴ）　ｒ　（ｎＴ＋５Ｔ）ｌ　 ＝ａ５と仮定すると、ａｌ、ａ３、およびａ５は長時間にわたって計算すること ができる。　ａ　３’　＝ａ　３／ａ　１　かつ　ａ５′＝ａ５／ａｔ　とする 、Ｗｌ、Ｗ３、およびＷ５はＴＷの観察時間における計算された自動相関である ことがわかる。

もしもＲｒｒ　（Ｔ）＝ａ１．Ｒｒｒ　（３Ｔ）＝ａ３、およびＲｒｒ　（５Ｔ ）＝ａ５、ここでＴ＝１／３３．３３ＫＨｚ、であると仮定するとエラーεは次 式で計算することができる。

ε＝ａ３　［（Ｗ３／Ｗｌ）−ａ３′　］　２＋ａ５　［（Ｗ５／Ｗｌ）−ａ　 ５′　］　２ ここでａ３およびａ５は２つのエラー環の重み付は変数（正の）である、プロセ ッサ１１０では、除算よりも乗算処理の方が容易である。よって１次式 ％式％［５ ］ の実行はより容易となる。

検出スレッショルドをＥｔとすると、 ＥｔＷ１２　（ａ３［Ｗ３−ａ３′Ｗ１］２＋ａ５［Ｗ５−ａ５′Ｗｌ］　Ｊ　 ＞０ により１期待された信号タイプの検出があることを示し、ＥｔＷ１２　［ａ３［ Ｗ３−ａ３’Ｗｌ］　２＋ａ５［Ｗ５−ａ５’　Ｗｌ］　２）＜０ により検出のないことを示す。

エラーεは全てｗｌに正規化されていることに注意していただきたい、これを行 うことにより、データ・パターンに関連するいくつかの問題を取り除（ことがで きる、絶対的スレッシタルトを用いると、観察時間Ｔｗは有限であるため、デー タ・パターンの短時間の変動によって検出器に誤りを生ずる可能性がある。−例 として、より低レベルの符号が送られた場合１期待値Ｒｒｒ（Ｔ）と計算された 値（Ｗりとの差は、期待された長時間の平均値よりも大きくなるので検出器に誤 りを生ずるのである。換言すれば。

正規化されたアルゴリズムは自動相関間数Ｒｒｒ　（ｔ）の大きさではなく形状 を検出するのである。τがボ一時間（１／４８００秒）よりも小さい限りでは、 このアルゴリズムは種々の型式を呈する。たいていは、Ｒｒｒ（Ｔ）。

Ｒｒｒ　（３Ｔ）、およびＲｒｒ（５Ｔ）が便宜上選ばれる。

しかしながら、正規化の参照としてＲｒｒ（Ｔ）を使用することには、検出アル ゴリズムに対するノイズ作用や振幅の変動を最小限度に抑えるという利点がある 。さらに、好結果をもたらすためにτを小さく保つことが賢明である。

要約すると、信号のオーバー・サンプリングにより、自動相関関数を、信号分類 器に手段を提供するするために使用することができる、ということが示されたの である。受信信号は自動相関間数の生成器に送られる前に復調され、ディジタル 化される。受信信号の分類を決定するために、自動相関間数の種々の特性、特に 形状が用いられる。信号の分類を知ると、処理装置はそれをデコードするために 妥当なアルゴリズムを呼び出す、二とができる。この特質を利用すれば、効率の 著しい低下を避けつつ、同時に働くデコーダを別々に有する必要性がな（なる、 受信信号の分類におけるこのアルゴリズムの利点は、それがノイズおよび振幅の 変動から免れること、および実施の容易さである。

前記の方法は好適実施例として述べたものであるが、本発明の趣旨から離れる事 なく、小変更を加えることが可能であることは良（理解されるであろう、当業者 であれば、別な回路を用いて同様な結果を生み出すことができるこがわかるであ ろう、この好適実施例を提示したことは、本発明の原理のよりよい理解に資する ためであって、制限を加えるものではない。

― シ田 要約書 要約すると本発明は、搬送波信号を受信しデコードするための受信機（１００） について記述したものである。複数のフォーマットのうちの１つを有する情報信 号により搬送波信号が変調される。受信機には復調信号を生み出すために搬送波 信号を受信し復調する回路（１０４）を含む。

受信機（１００）にはまた、ディジタル信号処理サブシステム（１０８）を含み 、復調された信号の相関間数の計算を行い、この相間関数に基づいて復調された 信号の分類をする。受信機（１００）にはさらに１分類された後の復調された信 号をデコードするためのデコーダ（１１８）が含まれている。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．多数のフォーマットのうちの１つを有する情報信号により変調された搬送波 信 号を受信しデコードする方法であって；搬送波信号を受信するステップ； 情報信号を解読するために搬送波信号を復調するステップ； 情報信号の相関関数を計算するステップ；計算された相関関数に基づき情報信号 のフォーマットを決定するステップ；および 情報信号をデコードするステップ； から成ることを特徴とする方法。
2. ２．請求項１記載の方法において、さらに；解読した情報信号をオーパー・サン ブリングするステップ；および 解読した情報信号をバッファに入れるステップ；を含むことを特徴とする方法。
3. ３．多数のフォーマットのうちの１つを有する情報信号により変調された搬送波 信号を受信しデコードする受信機であって； 受信し、受信した信号を復調して復調信号を生み出すための受信手段； 復調信号の相関関数を計算するための計算手段；復調信号のフォーマットを分類 するために、計算手段に応答する分類手段；および 復調信号をデコードするために、分類手段に応答するデコーダ手段； とから成ることを特徴とする受信機。
4. ４．請求項３記載の受信機において、相関関数の計算手段が復調信号の自動相関 関数の計算手段を含むことを特徴とする受信機。
5. ５．請求項３記載の受信機において、分類手段がディジタル信号処理装置（ＤＳ Ｐ）を含むことを特徴とする受信機。
6. ６．請求項３記載の受信機において、分類手段が復調信号の信号フォーマットを 分類する手段を含むことを特徴とする受信機。
7. ７．請求項３記載の受信機において、分類手段が復調信号の信号速度を分類する 手段を含むことを特徴とする受信機。
8. ８．多数の信号フォーマットのうちの１つを有する情報信号により変調された搬 送波信号を受信する受信機であって；復調された情報信号を生み出すために搬送 波信号を受信し復調する受信手段； 複数の信号フォーマットをデコードするのに適する複数のデコーディング・ルー チンを有する信号処理手段；とから成り、 復調された情報信号の自動相関関数の計算をする計算手段；および 復調された情報信号のデコードに適する、複数のデコーディング・ルーチンのう ちの１つを計算手段に応答して引き出す、引き出し手段； とを含むことを特徴とする受信機。
9. ９．請求項８記載の受信機において、信号処理手段が復調された情報信号の一部 をバッファに入れるための記憶手段を含むことを特徴とする受信機。
10. １０．請求項８記載の受信機において、信号処理手段が複数のデコーディング・ ルーチンを記憶するための記憶手段を含むことを特徴とする受信機。