JPH07111520A - 重畳変調信号の受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ディジタル伝送システムにおける重畳変調信
号の受信機に関する。 【構成】 重畳変調信号を受信し、シンボルタイミング
信号を出力することで、シンボルタイミング信号の周期
が重畳変調信号の周期と同じになるシンボルタイミング
復旧部と、前記シンボルタイミング信号を受信し、B+(P
-B)cos(2πt/T)の相関信号を出力する相関信号発生器
（但し、Ｂは調整され得る変数であり、Ｐは所定の最大
値で、Ｔはシンボル期間をいう）と、重畳変調信号を前
記相関信号と乗算する相関乗算器の出力をシンボル周期
毎に積分する積分器を具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタルデータ伝送シ
ステム（Digital Data Transmission System) に係り、
特にディジタル伝送システムで重畳変調信号を受信する
受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】二進データ信号は通常、単一搬送波或い
は直交搬送波信号に変調される。伝送される前の、最後
の段階においてはＨＰＡ（high power amplifier) で高
電力増幅が行われる。この高電力増幅器の効率的な動作
のためには飽和モードで動作することが好ましいが、こ
の場合の増幅器の出力は非線形的になり、この際に、高
電力増幅器は多くのサイドバンドを発生し、このサイド
バンドによりチャンネル間の干渉が起こる。従って、電
力及び帯域における効率的な伝送をしながらも、前記の
問題点が解決できる変調方法が求められており、このよ
うな変調方法を実現したものとして、Kimilo Feherによ
る米国特許第４，３９９，７２４号、及びJong-soo Seo
とKimilo Feherによる米国特許第４，６４４，５６５号
明細書に開示された技術が知られている。

【０００３】前記米国特許第４，３９９，７２４号及び
米国特許第４，６４４，５６５号において、ＮＲＺ(non
return to zero)のようなパルス形のビットは、以前ビ
ットと伝送されるべき現在ビットに基づき、四つの特定
の信号の中のいずれか一つに対応する出力信号に変換す
る。米国特許第４，３９９，７２４号においては、四つ
の特定の信号は、A cos(πt/T)，-A，-A cos (πt/T)及
び Aである。但し、Ａは振幅変数でＴはビット期間であ
る。一方、米国特許第４，６４４，５６５号における四
つの特定の信号は、-A-(1-A) cos(2πt/T)，-cos (πt/
T)，cos(πt/T)及び A+(1-A) cos(2πt/T)である。ここ
で、Ａは振幅変数で、Ｔはビット期間である。このよう
な変調信号はビット遷移点でも連続性を有し、ジッター
がなければシンボル間の干渉がなくなる。それに、後者
の変調方法は振幅変数Ａを操作することにより、伝送シ
ステムに適合するように伝送された信号の帯域幅が制御
できる。このような変調方法によって変調された信号は
重畳変調信号と呼ばれる。

【０００４】ここで、雑音信号を含むようになる重畳変
調信号に対する従来の受信機を説明する。従来の受信機
には整合フィルター受信機と最適受信機とがある。この
うち、整合フィルター受信機は、伝達特性が送信機に含
まれるフィルターと整合をなすフィルターを含むように
なり、受信信号で雑音信号を減らし、原信号を極大化さ
せるようにしている。しかしながら、伝送された信号は
前述のように複雑な成分を含み、これにともなって、雑
音の混入の少ない整合フィルター受信機を実現すること
は非常に難しい。従って、物理的なフィルター受信機が
整合フィルター受信機の代わりに使用される。この物理
的なフィルター受信機の例を挙げれば、３ｄＢ周波数即
ち半電力周波数がビット周波数の半分になるバッタワー
ス形のフィルターがある。

【０００５】しかしながら従来の物理的なフィルター
は、送信機のビット速度が変化すればその半電力周波数
のセッティングもリセットされる必要がある。即ち、不
正確な半電力周波数は雑音密度に対するビットエネルギ
ーの比Ｅｄ／Ｎｏを劣化させ、原信号成分を減少させる
ようになって結果的にはエラー率が増加するからであ
る。このように、受信機の半電力周波数は精巧にセッテ
ィングされる必要がある。そこで、この問題点を改善す
るために、複数の半電力周波数を有し、この複数の半電
力周波数の中から、送信機のビット速度により適宜選択
するフィルターが公開されている。しかしながら、この
種のフィルターは多くのバードウェア資源を要求し、従
ってそのための費用も増大する。また、前記従来の物理
的なフィルターは、振幅変数即ち重畳変数Ａによってそ
の特性を変化させる。従って、従来の伝送システムにお
ける受信機のフィルターは一般的に送信機のビット速度
に応じて変換するようになっている。

【０００６】従来における他の受信機としての最適受信
機は、復調の際におけるエラー率を減少させることがで
きる。即ち、この最適受信機では、送信された信号の基
底帯域信号と等しい成分を有する相関信号を発生し、受
信された信号は復調の際に相関信号パルスと比較され
る。この最適受信機はまた、送信機のビット速度が変化
する場合、この送信機と整合（matching) させるために
相関パルスの周期を調整することにより自らの伝達特性
を変換させるようにしている。

【０００７】ここで、重畳変調信号は複数の基底帯域信
号を含み、それにより、これに関連した最適受信機を実
現するためには、基底帯域信号をそれぞれ発生する複数
の発生器と、複数の観察信号を発生する複数の検出器と
を必要とする。この最適受信機はまた観察信号の中のい
ずれか一つを選択するための選択器を含む。このよう
に、最適受信機の構成は非常に複雑なものとなる。

【０００８】このような複雑性を減少させるための第２
の最適受信機が開示されている。これは最適受信機より
小さい基底帯域信号に基づいて構成され、これによりエ
ラー率は増加するが構造の複雑性の点については改善さ
れる。例えば、最小便宜キーイングＭＳＫの最適受信機
は、重畳直交変調信号の第２の最適受信機でこれを復調
することに使用することができる。ここで、ＭＳＫに対
する最適受信機はＭＳＫの基底帯域信号に関連する複数
の相関パルスを発生し、ＭＳＫの基底帯域信号は重畳直
交変調信号の基底帯域信号と類似する。特に、振幅変数
が小さくなるほど重畳直交変調信号の基底帯域信号はＭ
ＳＫの基底帯域信号と類似になり、重畳直交変調信号の
送信機と受信機間に不一致の程度が減少する。言い換え
れば、無視できる程度のエラー確率の劣化と引換えに重
畳直交変調信号の復調が行われる。ここで、振幅変数が
小さくなるほど、エラー確率が小さくなる。

【０００９】しかしながら、重畳直交変調信号が周波数
領域上で占める帯域幅は重畳直交変調信号の特性上にお
いては、振幅変数Ａが減少することにより増加し、それ
によって帯域効率が減少する。ここで、ＭＳＫの占める
帯域幅が重畳直交変調信号の占める帯域幅より広く、Ｍ
ＳＫは無視できないほどの副ローブ(side lobes)を持つ
ことに注目すべきである。従って、ＭＳＫの基底帯域信
号に基づき構成された重畳直交変調信号の第２最適受信
機は、ＭＳＫの送信機の整合された伝達特性を有する。
従って、第２最適受信機の占める帯域幅は、ＭＳＫ送信
機の占める帯域幅が増加するにつれて増加し、それによ
って第２最適受信機は、隣接チャネル信号を更に多く受
信するようになり、複数−チャネル伝送システムではエ
ラー確率が増加する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、所定
のエラー確率を超えることなく、従来の最適受信機より
も少ないハードウェア構成で足り、ビット速度(bit rat
e)と振幅変数Ａによる柔軟性(flexibility) を有する重
畳変調信号の受信機を提供することである。この発明に
よる受信機はまた、複数−チャネル伝送システムで隣接
チャネル信号間の干渉に対する抵抗性があり、従って、
結果的にエラー確率の増加を抑える。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の目的を達成する
ために、受信した重畳変調信号からタイミング信号を抽
出し、同期されたシンボルタイミング信号を出力するシ
ンボルタイミング復旧手段と、前記シンボルタイミング
信号に基づき、B+(P-B)cos(2πt/T)波形の相関信号を出
力する相関信号発生手段（但し、Ｂは調整され得る変数
であり、Ｐは所定の最大値で、Ｔはシンボル期間をい
う）と、重畳変調信号を前記相関信号と乗算する相関乗
算手段と、前記相関乗算手段の出力をシンボル周期毎に
積分する手段を具備する構成とするものである。

【００１２】また、搬送波に載せられて伝送される重畳
変調信号を受信し、この中から搬送波を検出して同期さ
れた正位相復旧搬送波を算出する手段と、前記正位相復
旧搬送波を位相遷移し、直交位相復旧搬送波を出力する
位相遷移手段と、前記重畳直交変調信号と前記正位相復
旧搬送波を乗算し、正位相重畳変調復旧信号を出力する
第１搬送波乗算手段と、前記重畳直交変調信号と前記直
交位相復旧搬送波を乗算し、直交位相重畳変調復旧信号
を出力する第２搬送波乗算手段と、前記正位相及び直交
位相重畳変調復旧信号の中のいずれか一つを入力し、同
期されたシンボルタイミング信号を出力するシンボルタ
イミング復旧手段と、前記シンボルタイミング信号を受
信し、B+(P-B)cos(2πt/T)の第１相関信号及び、B-(P-
B)cos(2πt/T)の第２相関信号を発生する相関信号発生
手段（但し、Ｂは調整可能な変数であり、Ｐは所定の最
大値で、Ｔはシンボル期間をいう）と、前記正位相重畳
変調復旧信号と前記第１相関信号を乗算する第１相関乗
算手段と、前記直交位相重畳変調復旧信号と前記第２相
関信号を乗算する第２相関乗算手段と、前記第１相関乗
算手段の出力をシンボル周期毎に積分する第１積分手段
と、前記第２相関乗算手段の出力をシンボル周期毎に積
分する第２積分手段を具備する構成とするものである。

【００１３】

【作 用】本発明による受信機は、受信機で発生する相
関信号の周期が伝達された信号のシンボル期間、即ちシ
ンボル速度により変化し、変数〔Ｂ〕が制御信号により
変化する。

【００１４】

【実施例】以下、添付図面に基づいて本発明の一実施例
を詳細に説明する。図１は本発明に係る受信機の構成ブ
ロック図であり、この受信機は搬送波復旧部１０１，搬
送波乗算器１０２，シンボルタイミング復旧部１０３，
相関信号発生器１０４，相関乗算器１０５及び積分器１
０６より構成されている。

【００１５】図１において、搬送波に載せられて伝送さ
れ受信された信号は、搬送波復旧部１０１で受信され
る。この搬送波復旧部１０１においては、受信した信号
から同期する復旧搬送波を抽出して出力するものであ
り、これらは従来の技術に基づいて構成されている。即
ち、搬送波復旧部１０１は、受信した信号から高周波成
分を検出し、送信機で使用された搬送波の周波数及び位
相と整合をなす周波数及び位相を有する復旧搬送波を抽
出して出力する。

【００１６】受信した信号はまた、搬送波乗算器１０２
に送られて復旧搬送波と乗算される。ここで、受信した
信号に雑音の混入がなければ、搬送波乗算器１０２の出
力は重畳変調信号の基底帯域信号の中のいずれか一つと
なる。雑音の混入があれば、搬送波乗算器１０２の出力
は、重畳変調信号の基底帯域信号の中の一つと、不必要
なharmonic成分を含むようになる。シンボルタイミング
復旧部１０３は搬送波の出力を操作してシンボルタイミ
ング信号を出力する。シンボルタイミング信号は、周期
がＴとなる正弦波形の信号である。言い換えると、シン
ボルタイミング信号は、cos (2πt/T)で表される。ここ
で、t は“０”から“Ｔ”まで変化する時間であり、周
期Ｔは受信された信号に含まれた基底帯域信号の周期と
同様である。相関信号発生器１０４はシンボルタイミン
グ信号を受信し、(P-B)cos(2πt/T)で表される相関信号
を出力する。ここで、Ｂは制御信号により変化する変数
であり、Ｐは所定の最大値である。

【００１７】相関乗算器１０５は、搬送波乗算器１０２
の出力と相関信号B+(P-B)cos(2πt/T)を受信した後、前
者を後者と乗算する。従って、搬送波乗算器１０２の出
力が相関信号B+(P-B)cos(2πt/T)と整合をなして同じ極
性を有すれば、相関乗算器１０５で出力信号エネルギー
は極大化される。反面、搬送波乗算器１０２の出力が相
関信号B+(P-B)cos(2πt/T)と整合するが、反対の極性を
有するなら、相関乗算器１０５の出力エネルギーは極小
化される。

【００１８】積分器１０６は、相関乗算器１０５の出力
をシンボル期間毎に積分する。即ち、積分器１０６の出
力はシンボル期間の初期点でリセットされる。積分器１
０６の出力はまた積分消滅器と呼ばれる。この積分器１
０６の出力は、送信機に変調されたデータに相応する元
のデータを復号するために決定装置に送られる。

【００１９】図２の（ａ）図ないし（ｃ）図は、変数
〔Ｂ〕と最大値〔Ｐ〕に従い、相関信号発生器１０４か
ら出力される相関信号の波形を示す図である。このう
ち、（ａ）図は、変数〔Ｂ〕が“０”、即ち相関信号が
Ｐcos (2πt/T)で表される際の相関信号の波形図であ
る。また、（ｂ）図は、B+(P-B)cos(2πt/T)で表される
相関信号の波形を示す。さらに、（ｃ）図は、B-(P-B)c
os(2πt/T)で表される相関信号の波形図である。相関信
号B-(P-B)cos(2πt/T)は、ＭＳＫ信号に対する受信機に
含まれる相関信号発生器１０４から発生するもので、こ
の受信機の構成を図８に示す。

【００２０】図３の（ａ）図，（ｂ）図及び図４の
（ａ），（ｂ）図は、基底帯域信号、即ち重畳変調信号
の波形図である。特に、重畳変調信号は次のように表現
される。図３の（ａ）図は、A+(1-A)cos(2πt/T)であ
り、図３の（ｂ）図は、cos(πt/T)であり、図４の
（ａ）図は、-cos (πt/T)であり、図４の（ｂ）図は、
-A-(1-A)cos( 2πt/T)である。このような基底帯域信
号、即ち重畳変調信号は、受信された信号に雑音がなけ
れば図１に示す搬送波乗算器１０２によって出力され
る。

【００２１】再び図２の（ａ）図ないし（ｃ）図におい
て、相関信号は、図３の（ａ）図，（ｂ）図及び図４の
（ａ）図，（ｂ）図に示した基底帯域信号の中のいずれ
か一つと正確に整合されない。しかしながら、変数
〔Ｂ〕により振幅が調節され得るので、結果的に全ての
基底帯域信号との不整合（mismatching)の程度が均等化
される。また、受信機はシンボル速度（symbol rate)、
即ちビット速度に対して柔軟性を有するが、これは相関
信号B+(P-B)cos(2πt/T)の周期が、送信機でシンボル期
間の周期と同様になるシンボルタイミング信号の周期に
従うからである。

【００２２】相関乗算器１０５の出力が積分器１０６に
より一シンボル期間の間積分されるようにすれば、搬送
波乗算器１０２の出力に含まれている前記不必要なharm
onic成分が取り除かれ、原信号エネルギーが出力され
る。ここで、積分器１０６の出力が“０”より大きけれ
ば受信された情報は“１”に復号される。逆に、積分器
１０６の出力が“０”より小さければ受信された情報は
“０”に復号される。また、積分器１０６の出力はシン
ボル期間の初期値にリセットされ、これによって各シン
ボルの信号エネルギーは相互干渉しなくなる。

【００２３】図５は送信機の振幅変数〔Ａ〕による受信
機の変数〔Ｂ〕に対するＥｂ／Ｎｏの劣化を示すグラフ
である。特に、変数〔Ｂ〕が０．６で、振幅変数〔Ａ〕
が０．６なら、エラー確率〔Ｐ_e 〕が１×１０^-4 の条
件下で、雑音密度に対するビットエネルギーの比Ｅｂ／
Ｎｏは、最適受信機に比べて０．１ｄＢ以下の劣化を示
す。反面、変数〔Ｂ〕が０．６で、振幅変数〔Ａ〕が
１．０なら、雑音密度に対するビットエネルギーの比Ｅ
ｂ／Ｎｏは０．７ｄＢ程度劣化する。このような場合
に、重畳変調信号の振幅変数〔Ａ〕が１である条件の下
で、変数〔Ｂ〕を０．８に変化させれば、雑音密度に対
するビットエネルギーの比Ｅｂ／Ｎｏの劣化は０．３５
ｄＢとなる。また、図５に示すように、変数〔Ｂ〕が
０．６となる本発明に係る受信機においては、無視でき
る程度のエラー確率の劣化でＭＳＫ信号が復調できる。

【００２４】図６の（ａ）図は、本発明による受信機で
正規化された周波数に対する正規化された電力スペクト
ルエネルギー密度を示すグラフである。図６の（ｂ）図
は、ＭＳＫ信号のための従来の最適受信機で正規化され
た周波数に対する正規化された電力スペクトル密度を示
すグラフである。図６の（ａ）図及び（ｂ）図に示され
るように、本発明による受信機の電力スペクトル密度
は、周波数領域で、ＭＳＫ信号のための最適受信機の帯
域幅よりさらに狭い帯域幅を有する。換言すれば、重畳
変調信号の大部分は周波数帯域１／Ｔ内に含まれる周波
数成分を有し、それにより、本発明の受信機はＭＳＫ信
号のための従来の最適受信機より原信号の範囲外の雑音
成分の受信が少なくなり、隣接チャネル干渉が減る。

【００２５】図７は前記図１に示した相関信号発生器１
０４の詳細なブロック図である。この相関信号発生器１
０４は、基準信号発生器６０１，増幅器６０２，減算器
６０３，乗算器６０４及び加算器６０５から構成され
る。即ち、基準信号発生器６０１は、レベルがＰの基準
信号を発生し、この基準信号を増幅器６０２及び減算器
６０３に送る。増幅器６０２においては、Ｐの基準信号
を増幅してＢの信号を出力するが、そのゲインは１より
小さく制御信号により制御される。この制御信号は、伝
送システムの特性に基づいて発生する。即ち、それは伝
送システムデザイナーの操作により発生する。また、減
算器６０３は、Ｐの基準信号からＢの信号を減算する。
乗算器６０４は、減算器６０３の出力及びシンボルタイ
ミング信号を受信し、前者を後者と乗算して既存相関信
号を出力する。加算器６０５は、Ｂの信号及び基本相関
信号を受信し、前者と後者とを加算して相関信号を出力
する。

【００２６】図８は前記図１に示した積分器１０６の詳
細なブロック図である。この積分器１０６は、低域通過
フィルター７０１，スイッチＳＷ，単安定マルチバイブ
レーターＱ２及び変換器Ｑ１を有している。前記低域通
過フィルター７０１は抵抗Ｒ及びキャパシターＣを有し
ている。図８において、前記低域通過フィルター７０１
は、図１に示す相関乗算器１０５の出力を受信して低域
通過フィルタリングし、その出力を積分する。スイッチ
ＳＷは、周期的に非常に短い時間“オン”され、低域通
過フィルター７０１の出力ノードを放電させる。このス
イッチＳＷは、低域通過フィルター７０１と接地の間に
連結されたトランジスタでも良い。

【００２７】変換器Ｑ１は、正弦波形のシンボルタイミ
ング信号を矩形波信号に変換する。単安定マルチバイブ
レーターＱ２は、矩形波信号を受信してトリガー信号を
出力するが、このトリガー信号は、スイッチング制御信
号としてスイッチＳＷに送られる。即ち、スイッチＳＷ
はトリガー信号を受けてスイッチング作用を行う。この
トリガー信号はシンボル期間の初期点でアクチブされ
る。

【００２８】図９は本発明によるＭＳＫ信号のような重
畳直交変調信号のための受信機の構成を示すブロック図
である。この受信機は、搬送波復旧部８０１，搬送波乗
算器８０２，８０４，位相遷移器８０３，相関乗算器８
０７，８０８，シンボルタイミング復旧器８０５，相関
信号発生器８０６及び積分器８０９，８１０を有してい
る。重畳直交変調信号のための伝送チャネルは正位相チ
ャネル及び直交位相チャネルを含み、それは只正位相チ
ャネルのみを有する伝送チャネルに比べ、理論的に２倍
の帯域効率を有する。

【００２９】図９における搬送波復旧部８０１は、図１
に示したものと同一のものであり、正位相復旧搬送波を
出力する。位相遷移器８０３は、前記正位相復旧搬送波
を受信し、９０°ほど位相遷移を行って直交位相復旧搬
送波を出力する。搬送波乗算器８０２は、受信した信号
を正位相復旧搬送波と乗算する。搬送波乗算器８０４
は、受信した信号を直交位相復旧搬送波と乗算する。シ
ンボルタイミング復旧器８０５は、前記図１に示したも
のと類似のもので、搬送波乗算器８０２、８０４からの
出力の中のいずれか一つを受信する。相関信号発生器８
０６は、シンボルタイミング信号を操作し、B+(P-B)cos
(2πt/T)で表される第１相関信号及び、B-(P-B)cos(2π
t/T)で表される第２相関信号を出力する。相関乗算器８
０７は、搬送波乗算器８０２の出力と、B+(P-B)cos(2π
t/T)で表される第１相関信号を乗算する。乗算器８０８
は、搬送波乗算器８０４の出力と、B-(P-B)cos(2πt/T)
で表される第２相関信号を乗算する。積分器８０９、８
１０は、前記図１に示した積分器１０６と類似したもの
で、図８に示す構成と同様のものである。積分器８０９
は、相関乗算器８０７の出力を積分しその結果を出力す
るが、その出力は毎シンボル期間の初期点でリセットさ
れる。一方、積分器８１０は、相関乗算器８０８の出力
を積分しその結果を出力するもので、この出力はまた毎
シンボル期間の初期点でリセットされる。

【００３０】図１０は図９に示した相関信号発生器８０
６の詳細なブロック図であり、基準信号発生器９０１，
増幅器９０２，減算器９０３，９０６，乗算器９０４及
び加算器９０５を有している。この図１０に示す基準信
号発生器９０１，増幅器９０２，減算器９０３，乗算器
９０４及び加算器９０５は、図７に示した基準信号発生
器６０１，増幅器６０２，減算器６０３，乗算器６０４
及び加算器６０５とそれぞれ類似するものである。減算
器９０６は、図面上のＢの信号を受けて基本相関信号を
減算し、B-(P-B)cos(2πt/T)で表される第２相関信号を
出力する。

【００３１】図１１は、振幅変数〔Ａ〕と、本発明によ
る受信機で変数〔Ｂ〕に従う雑音密度に対するビットエ
ネルギーの比Ｅｂ／Ｎｏに対するエラー確率を示すグラ
フである。図１１において、符号Ｇ１は、振幅変数が
〔Ａ〕の重畳直交変調信号のための受信機で変数〔Ｂ〕
が０．８の際のエラー確率の劣化を示し、符号Ｇ２は、
振幅変数〔Ａ〕が０．８の重畳直交変調信号に対する受
信機が０．７の変数〔Ｂ〕を有する際のエラー確率の劣
化を示し、参照符号Ｇ３は、振幅変数〔Ａ〕が０．６の
重畳直交変調信号に対する受信機が０．６の変数〔Ｂ〕
を有する際のエラー確率の劣化を示す。参照符号Ｇ４
は、理想的なナイキストチャネルでのエラー確率の劣化
を示す。図１１によれば、任意の振幅変数〔Ａ〕対する
適当な変数〔Ｂ〕は１×１０^-4のエラー確率下で雑音密
度に対するビットエネルギーの比Ｅｂ／Ｎｏが０．５ｄ
Ｂ以下の劣化をもたらす。

【００３２】図１２はチャネルスペーシングに対するエ
ラー確率の劣化を示すグラフである。伝送されてきた信
号が０．６の振幅変数を有する重畳直交変調信号の場合
に、符号Ｇ５は、ＭＳＫ信号のための最適受信機に対す
るもので、符号Ｇ６は、０．６の変数〔Ｂ〕を有する本
発明の受信機に対するものである。反面、伝送されてき
た信号が０．８の振幅変数を有する重畳直交変調信号の
場合に、符号Ｇ７は、ＭＳＫ信号のための最適受信機に
関するものであり、符号Ｇ８は、０．７の変数〔Ｂ〕を
有する本発明の受信機に関するものである。このよう
に、本発明の受信機をＭＳＫ信号のための従来の最適受
信機と比べると、チャネルスペースが狭くなるほど雑音
密度に対するビットエネルギーの比Ｅｂ／Ｎｏの劣化が
減少している。即ち、本発明の受信機は隣接チャネル干
渉に対する抵抗力がある。

【００３３】

【発明の効果】本発明は、B+(P-B)cos(2πt/T)あるいは
B-(P-B)cos(2πt/T)の相関信号を発生する相関信号発生
器を備える構成により、所定のエラー確率を超えること
なく、従来の最適受信機よりも少ないハードウェア構成
で、ビット速度(bit rate)と振幅変数Ａによる柔軟性(f
lexibility) を有する重畳変調信号の受信機を実現でき
る。また、複数−チャネル伝送システムで隣接チャネル
信号間の干渉に対する抵抗性があり、従って、結果的に
エラー確率の増加を抑えることができる重畳変調信号の
受信機を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による受信機の一般的な構成を示すブロ
ック図である。

【図２】（ａ）図ないし（ｃ）図は、変数〔Ｂ〕と最大
値〔Ｐ〕に従い相関信号発生器から出力される相関信号
の波形を示す。

【図３】（ａ）図及び（ｂ）図は基底帯域信号、即ち重
畳変調信号の波形図である。

【図４】（ａ）図及び（ｂ）図も同様に、基底帯域信
号、即ち重畳変調信号の波形図である。

【図５】送信機の振幅変数〔Ａ〕による受信機の変数
〔Ｂ〕に対するＥｂ／Ｎｏの劣化を示すグラフである。

【図６】（ａ）図は本発明による受信機で正規化された
周波数に対する正規化された電力スペクトル密度を示す
グラフであり、（ｂ）図はＭＳＫ信号のための従来の最
適受信機で正規化された周波数に対する正規化された電
力スペクトル密度を示すグラフである。

【図７】図１に示した相関信号発生器の詳細なブロック
図である。

【図８】図１に示した積分器の詳細なブロック図であ
る。

【図９】本発明による、ＭＳＫ信号による重畳直交変調
信号のための受信機の構成を示すブロック図である。

【図１０】図９に示した相関信号発生器の詳細なブロッ
ク図である。

【図１１】振幅変数〔Ａ〕と本発明による受信機で変数
〔Ｂ〕による雑音密度に対するビットエネルギーの比Ｅ
ｂ／Ｎｏに対するエラー確率を示すグラフである。

【図１２】チャネルスペーシングに対するエラー確率の
劣化を示すグラフである。

【符号の説明】

１０１・搬送波復旧部 １０２・搬送波乗算器 １０３・シンボルタイミング復旧部 １０４・相関信号発生器 １０５・相関乗算器 １０６・積分器 ６０１・基準信号発生器 ６０２・増幅器 ６０３・減算器 ６０４・乗算器 ６０５・加算器 ７０１・低域通過フィルター ８０１・搬送波復旧部 ８０２・搬送波乗算器 ８０３・位相遷移器 ８０４・搬送波乗算器 ８０５・シンボルタイミング復旧器 ８０６・相関信号発生器 ８０７・相関乗算器 ８０８・相関乗算器 ８０９・積分器 ８１０・積分器 ９０１・基準信号発生器 ９０２・増幅器 ９０３・減算器 ９０４・乗算器 ９０５・加算器

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信した重畳変調信号からタイミング信
   号を抽出して同期されたシンボルタイミング信号を出力
   するシンボルタイミング復旧手段と、 前記シンボルタイミング信号に基づき、B+(P-B)cos(2π
   t/T)波形の相関信号を出力する相関信号発生手段（但
   し、Ｂは調整され得る変数であり、Ｐは所定の最大値
   で、Ｔはシンボル期間をいう）と、 重畳変調信号を前記相関信号と乗算する相関乗算手段
   と、 前記相関乗算手段の出力をシンボル周期毎に積分する手
   段を具備することを特徴とする重畳変調信号の受信機。
2. 【請求項２】 搬送波に載せられて伝送される重畳変調
   信号を受信し、この受信した信号から搬送波を検出して
   同期された復旧搬送波を算出する手段と、 前記伝送された信号と前記復旧搬送波を乗算する搬送波
   乗算手段を具備することを特徴とする請求項１記載の重
   畳変調信号の受信機。
3. 【請求項３】 前記相関信号発生手段は、そのレベルが
   Ｐとなる最大値信号を発生する手段と、 前記最大値信号を増幅して変数信号を算出する際、その
   増幅率が１より小さく調整可能である手段と、 前記最大値信号から前記変数信号を減算して振幅信号を
   算出する手段と、 前記振幅信号を前記シンボルタイミング信号と乗算して
   基本相関信号を出力する手段と、 前記変数信号と前記基本相関信号を加算して前記相関信
   号を算出する手段を具備することを特徴とする請求項１
   記載の重畳変調信号の受信機。
4. 【請求項４】 前記シンボルタイミング復旧手段は、正
   弦波形のシンボルタイミング信号を発生するものである
   ことを特徴とする請求項１記載の重畳変調信号の受信
   機。
5. 【請求項５】 前記積分するための手段は、前記シンボ
   ルタイミング信号を周期の同一な矩形波信号に変換する
   手段と、 前記矩形波信号を受信してこの矩形波信号と同一の周期
   を有するトリガー信号を発生する単安定マルチバイブレ
   ーターと、 前記相関乗算手段からの出力を受信して低域通過フィル
   タリングする低域通過フィルター手段と、 前記低域通過フィルター手段の出力と接地との間に連結
   されて前記トリガー信号に基づきスイッチングするスイ
   ッチング手段を具備することを特徴とする請求項１記載
   の重畳変調信号の受信機。
6. 【請求項６】 前記低域通過フィルター手段は、一端が
   前記相関乗算手段に連結された抵抗と、 前記抵抗の他端と接地との間に連結されたキャパシター
   を具備することを特徴とする請求項５記載の重畳変調信
   号の受信機。
7. 【請求項７】 搬送波に載せられて伝送されてきた重畳
   直交変調信号の受信機において、 伝送されてきた信号を受信して搬送波を検出し、同期さ
   れた正位相復旧搬送波を出力する手段と、 前記正位相復旧搬送波を位相遷移し、直交位相復旧搬送
   波を出力する位相遷移手段と、 前記重畳直交変調信号と前記正位相復旧搬送波を乗算し
   て正位相重畳変調復旧信号を出力する第１搬送波乗算手
   段と、 前記重畳直交変調信号と前記直交位相復旧搬送波を乗算
   して直交位相重畳変調復旧信号を出力する第２搬送波乗
   算手段と、 前記正位相及び直交位相重畳変調復旧信号のいずれか一
   つを入力し、同期されたシンボルタイミング信号を出力
   するシンボルタイミング復旧手段と、 前記シンボルタイミング信号を受信し、B+(P-B)cos(2π
   t/T)波形の第１相関信号及び、B-(P-B)cos(2πt/T)波形
   の第２相関信号を発生する相関信号発生手段（但し、Ｂ
   は調整可能な変数であり、Ｐは所定の最大値で、Ｔはシ
   ンボル期間をいう）と、 前記正位相重畳変調復旧信号と前記第１相関信号を乗算
   する第１相関乗算手段と、 前記直交位相重畳変調復旧信号と前記第２相関信号を乗
   算する第２相関乗算手段と、 前記第１相関乗算手段の出力をシンボル周期毎に積分す
   る第１積分手段と、 前記第２相関乗算手段の出力をシンボル周期毎に積分す
   る第２積分手段を具備することを特徴とする重畳変調信
   号の受信機。
8. 【請求項８】 前記相関信号発生手段は、そのレベルが
   Ｐの最大値信号を発生する手段と、 前記最大値信号を増幅して変数信号を出力することによ
   り増幅度が１より小さく調整可能である手段と、 前記増幅信号と前記シンボルタイミング信号を乗算し、
   基本相関信号を出力する手段と、 前記変数信号と前記基本相関信号を加算して第１相関信
   号を出力する手段と、 前記変数信号から前記基本相関信号を減算して第２相関
   信号を出力する手段を具備することを特徴とする請求項
   ７記載の重畳変調信号の受信機。
9. 【請求項９】 前記シンボルタイミング復旧手段は、正
   弦波形のシンボルタイミング信号を出力することを特徴
   とする請求項７記載の重畳変調信号の受信機。
10. 【請求項１０】 前記第１積分手段は、前記シンボルタ
    イミング信号を、その周期がシンボルタイミング信号の
    周期と同様になる矩形波信号に変換する手段と、 前記矩形波信号を受信してその周期が矩形波信号と同じ
    になるトリガー信号を出力する単安定バイブレーター
    と、 前記第１相関乗算手段の出力を受信して低域通過フィル
    タリングする低域通過フィルター手段と、 前記低域通過フィルター手段と接地との間に連結されて
    前記トリガー信号によりスイッチングするスイッチング
    手段を具備することを特徴とする請求項７記載の重畳変
    調信号の受信機。
11. 【請求項１１】 前記低域通過フィルター手段は、一端
    が前記相関乗算手段に連結された抵抗と、 前記抵抗の他端と接地との間に連結されたキャパシター
    を具備することを特徴とする請求項１０記載の重畳変調
    信号の受信機。
12. 【請求項１２】 前記第２積分手段は、前記シンボルタ
    イミング信号を、その周期がシンボルタイミング信号の
    周期と同じになる矩形波信号に変換する手段と、 前記矩形波信号を受信してその周期が矩形波信号と同様
    になるトリガー信号を出力する単安定マルチバイブレー
    ターと、 前記第２相関乗算手段の出力を受信して低域通過フィル
    タリングする低域通過フィルター手段と、 前記低域通過フィルター手段と接地との間に連結され、
    前記トリガー信号によりスイッチングするスイッチング
    手段を具備することを特徴とする請求項７記載の重畳変
    調信号の受信機。
13. 【請求項１３】 前記低域通過フィルター手段は、一端
    が前記相関乗算手段に連結された抵抗と、 前記抵抗の他端と接地との間に連結されたキャパシター
    を具備することを特徴とする請求項１２記載の重畳変調
    信号の受信機。