JPH07135782A - ３レベルインバータの制御回路 - Google Patents
３レベルインバータの制御回路Info
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- JPH07135782A JPH07135782A JP5304838A JP30483893A JPH07135782A JP H07135782 A JPH07135782 A JP H07135782A JP 5304838 A JP5304838 A JP 5304838A JP 30483893 A JP30483893 A JP 30483893A JP H07135782 A JPH07135782 A JP H07135782A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無負荷時、軽負荷時にも直流入力コンデンサ
の平衡化制御を有効にし、回路素子に過大な電圧が印加
されるのを防ぐ。コンデンサ電圧の不平衡が助長される
のを防ぐ。 【構成】 直流電源回路に両端が接続された第１ないし
第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、第２
の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制御さ
れる３レベルインバータの制御回路に関する。インバー
タの各相出力電圧指令に基本周波数の偶数次調波（６次
調波や２次調波）を加算するためのテーブル１３、乗算
器１４R，１４S，１４T、加算器１５R，１５S，１５T等
と、直流電源回路の中性点の電位変動に基づいて出力電
圧指令に加算する偶数次調波の大きさを決定する加算器
１１、調節器１２、乗算器１４R,１４S,１４T等と、イ
ンバータの出力力率に応じて出力電圧指令と偶数次調波
との位相差αを変化させる演算手段１６，１７、加算器
１８R，１８S，１８T等を備える。
の平衡化制御を有効にし、回路素子に過大な電圧が印加
されるのを防ぐ。コンデンサ電圧の不平衡が助長される
のを防ぐ。 【構成】 直流電源回路に両端が接続された第１ないし
第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、第２
の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制御さ
れる３レベルインバータの制御回路に関する。インバー
タの各相出力電圧指令に基本周波数の偶数次調波（６次
調波や２次調波）を加算するためのテーブル１３、乗算
器１４R，１４S，１４T、加算器１５R，１５S，１５T等
と、直流電源回路の中性点の電位変動に基づいて出力電
圧指令に加算する偶数次調波の大きさを決定する加算器
１１、調節器１２、乗算器１４R,１４S,１４T等と、イ
ンバータの出力力率に応じて出力電圧指令と偶数次調波
との位相差αを変化させる演算手段１６，１７、加算器
１８R，１８S，１８T等を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は出力電圧が正、負及び零
の３つの状態をとる３レベルインバータの制御回路に関
し、詳しくは、インバータの直流電源回路の中性点（中
間電位点）における電位変動を抑制するための制御回路
に関する。
の３つの状態をとる３レベルインバータの制御回路に関
し、詳しくは、インバータの直流電源回路の中性点（中
間電位点）における電位変動を抑制するための制御回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高圧大容量化を比較的容易に実現
でき、出力高調波が少ない等の理由から、３レベルイン
バータが注目されてきている。図２３はこの３レベルイ
ンバータの基本回路を示しており、図において、ＥDCは
直流電源、Ｃ1，Ｃ2は直流入力コンデンサ、Ｐは正電位
点、Ｎは負電位点、０は中性点、ＧU1,ＧU2,ＧX1,ＧX2,
ＧV1,ＧV2,ＧY1,ＧY2,ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2はＧＴＯか
らなる半導体スイッチング素子、ＤU0，ＤX0，ＤV0，Ｄ
Y0，ＤW0，ＤZ0は結合ダイオード、Ｍは誘導電動機等の
交流電動機である。
でき、出力高調波が少ない等の理由から、３レベルイン
バータが注目されてきている。図２３はこの３レベルイ
ンバータの基本回路を示しており、図において、ＥDCは
直流電源、Ｃ1，Ｃ2は直流入力コンデンサ、Ｐは正電位
点、Ｎは負電位点、０は中性点、ＧU1,ＧU2,ＧX1,ＧX2,
ＧV1,ＧV2,ＧY1,ＧY2,ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2はＧＴＯか
らなる半導体スイッチング素子、ＤU0，ＤX0，ＤV0，Ｄ
Y0，ＤW0，ＤZ0は結合ダイオード、Ｍは誘導電動機等の
交流電動機である。
【０００３】ここで、スイッチング素子ＧU1,ＧU2,
ＧX1,ＧX2からなる直列回路と、ＧV1，ＧV2,ＧY1,ＧY2
からなる直列回路と、ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2からなる直
列回路の各両端は、直流電源回路の正電位点Ｐ及び負電
位点Ｎに接続されている。また、スイッチング素子
ＧU2,ＧX2の相互接続点と、ＧV2,ＧY2の相互接続点と、
ＧW2,ＧZ2の相互接続点は、インバータ出力端子として
交流電動機Ｍに接続されている。更に、結合ダイオード
ＤU0，ＤX0，ＤV0，ＤY0，ＤW0，ＤZ0は、中性点０とス
イッチング素子ＧU1,ＧU2、ＧX1,ＧX2、ＧV1,ＧV2、Ｇ
Y1,ＧY2、ＧW1,ＧW2、ＧZ1,ＧZ2の相互接続点との間に
それぞれ接続されている。なお、フライホイールダイオ
ードは便宜上、図示を省略してある。
ＧX1,ＧX2からなる直列回路と、ＧV1，ＧV2,ＧY1,ＧY2
からなる直列回路と、ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2からなる直
列回路の各両端は、直流電源回路の正電位点Ｐ及び負電
位点Ｎに接続されている。また、スイッチング素子
ＧU2,ＧX2の相互接続点と、ＧV2,ＧY2の相互接続点と、
ＧW2,ＧZ2の相互接続点は、インバータ出力端子として
交流電動機Ｍに接続されている。更に、結合ダイオード
ＤU0，ＤX0，ＤV0，ＤY0，ＤW0，ＤZ0は、中性点０とス
イッチング素子ＧU1,ＧU2、ＧX1,ＧX2、ＧV1,ＧV2、Ｇ
Y1,ＧY2、ＧW1,ＧW2、ＧZ1,ＧZ2の相互接続点との間に
それぞれ接続されている。なお、フライホイールダイオ
ードは便宜上、図示を省略してある。
【０００４】上記構成の３レベルインバータでは、スイ
ッチングパターンにより、中性点０がスイッチング素子
及びダイオードを介して交流電動機Ｍに接続される期間
があり、この期間に中性点０を流れる電流（中性点電
流）によって、中性点電位がインバータの基本周波数の
３倍で変動する場合があることが知られている（棚町ほ
か「３レベルインバータの中性点電圧の交流的変動の抑
制法」平成４年電気学会産業応用全国大会ＮＯ．９１
参照）。また、この中性点電流は特定条件のもとで直流
成分を持ち、その場合の中性点電位は正または負に大き
く偏ることがある（沢田ほか「中性点クランプ電圧形Ｐ
ＷＭインバータ」平成３年電気学会全国大会ＮＯ．５
３３ 参照）。このような中性点電位の変動は、スイッ
チング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。
ッチングパターンにより、中性点０がスイッチング素子
及びダイオードを介して交流電動機Ｍに接続される期間
があり、この期間に中性点０を流れる電流（中性点電
流）によって、中性点電位がインバータの基本周波数の
３倍で変動する場合があることが知られている（棚町ほ
か「３レベルインバータの中性点電圧の交流的変動の抑
制法」平成４年電気学会産業応用全国大会ＮＯ．９１
参照）。また、この中性点電流は特定条件のもとで直流
成分を持ち、その場合の中性点電位は正または負に大き
く偏ることがある（沢田ほか「中性点クランプ電圧形Ｐ
ＷＭインバータ」平成３年電気学会全国大会ＮＯ．５
３３ 参照）。このような中性点電位の変動は、スイッ
チング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。
【０００５】上記不都合を防止するための一つの方法と
して、以下に述べる従来技術（嶋村ほか「ＮＰＣインバ
ータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会
半導体電力変換研究会資料 ＳＰＣ−９１−３７）があ
る。図２４は上記文献に記載されたコンデンサ電圧平衡
化制御回路を、また、図２５はこの制御回路により制御
される３レベルインバータをそれぞれ示している。
して、以下に述べる従来技術（嶋村ほか「ＮＰＣインバ
ータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会
半導体電力変換研究会資料 ＳＰＣ−９１−３７）があ
る。図２４は上記文献に記載されたコンデンサ電圧平衡
化制御回路を、また、図２５はこの制御回路により制御
される３レベルインバータをそれぞれ示している。
【０００６】その動作を略述すると、図２４において、
図２５のコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2からその差分信号Ｓ
EDを作り出し、この信号ＳEDを一次遅れフィルタに通し
て直流成分信号ＳEDIを取り出す。更に、信号ＳEDとＳ
EDIとから交流成分信号ＳEAIを作る。また、有効・無効
電力検出回路１０１によって検出したインバータの出力
有効・無効電力ＰM1，ＱM1と電流制御回路１０３からの
インバータ出力周波数（指令）ＦIとに基づき、極性判
断回路１０２により極性切替信号ＰOL1を作り出す。
図２５のコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2からその差分信号Ｓ
EDを作り出し、この信号ＳEDを一次遅れフィルタに通し
て直流成分信号ＳEDIを取り出す。更に、信号ＳEDとＳ
EDIとから交流成分信号ＳEAIを作る。また、有効・無効
電力検出回路１０１によって検出したインバータの出力
有効・無効電力ＰM1，ＱM1と電流制御回路１０３からの
インバータ出力周波数（指令）ＦIとに基づき、極性判
断回路１０２により極性切替信号ＰOL1を作り出す。
【０００７】一方、前記直流成分信号ＳEDI及び交流成
分信号ＳEAIには帰還係数ＫDI，ＫAIがそれぞれ掛けら
れ、その和である補償量ＳBI1は極性切替信号ＰOL1によ
り制御されるスイッチ１０４により必要に応じ極性変換
されて最終的な補償量ＳBI2が生成される。この補償量
ＳBI2は電流制御回路１０３からのインバータの各相出
力電圧指令ＶUI1 *，ＶVI1 *，ＶWI1 *に加算され、最終的
な出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，ＶWI2 *となる。
分信号ＳEAIには帰還係数ＫDI，ＫAIがそれぞれ掛けら
れ、その和である補償量ＳBI1は極性切替信号ＰOL1によ
り制御されるスイッチ１０４により必要に応じ極性変換
されて最終的な補償量ＳBI2が生成される。この補償量
ＳBI2は電流制御回路１０３からのインバータの各相出
力電圧指令ＶUI1 *，ＶVI1 *，ＶWI1 *に加算され、最終的
な出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，ＶWI2 *となる。
【０００８】これらの出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，Ｖ
WI2 *に基づいてインバータを制御することにより、コン
デンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡が解消され、換言すれば
中性点電位の変動が抑制される。なお、図２５におい
て、ＬSは直流リアクトル、ＤU1，ＤU2，ＤX1，ＤX2,Ｄ
V1，ＤV2，ＤY1，ＤY2，ＤW1，ＤW2，ＤZ1，ＤZ2はフラ
イホイールダイオード、ＩＭは誘導電動機をそれぞれ示
す。
WI2 *に基づいてインバータを制御することにより、コン
デンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡が解消され、換言すれば
中性点電位の変動が抑制される。なお、図２５におい
て、ＬSは直流リアクトル、ＤU1，ＤU2，ＤX1，ＤX2,Ｄ
V1，ＤV2，ＤY1，ＤY2，ＤW1，ＤW2，ＤZ1，ＤZ2はフラ
イホイールダイオード、ＩＭは誘導電動機をそれぞれ示
す。
【０００９】さて、上記従来技術では、図２４から明ら
かなように、極性切替信号ＰOL1を作り出すために電動
機ＩＭの各相電圧ｅUI,ｅVI,ｅWI及び電流ｉUI,ｉVI,ｉ
WIを検出している。これは、電動機ＩＭの運転モードが
駆動モード（力率＞０）か制動モード（力率＜０）かを
判定するためであり、この運転モードの判定は、中性点
電流の直流成分の極性が駆動／制動モードで異なるの
で、その極性を考慮して電圧指令値に加算しなくてはな
らないという理由による。
かなように、極性切替信号ＰOL1を作り出すために電動
機ＩＭの各相電圧ｅUI,ｅVI,ｅWI及び電流ｉUI,ｉVI,ｉ
WIを検出している。これは、電動機ＩＭの運転モードが
駆動モード（力率＞０）か制動モード（力率＜０）かを
判定するためであり、この運転モードの判定は、中性点
電流の直流成分の極性が駆動／制動モードで異なるの
で、その極性を考慮して電圧指令値に加算しなくてはな
らないという理由による。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術には、次
のような問題がある。 力率＝０（完全無負荷）の状態では、補償量ＳBI2を
どれだけ加算しても中性点電流の直流成分が発生しない
ので、制御自体が無効になる。 力率＝０付近の軽負荷時においては、電動機電圧や電
流を検出する計器用変圧器、変流器の誤差や、電流脈動
分に起因する電流検出の困難さ等により、駆動／制動モ
ードの正確な判定が困難であり、極性切替信号ＰOL1も
切り替わる可能性が高い。極性切替信号ＰOL1が切り替
わると補償量ＳBI2の極性が変わるため補償極性も本来
ものとは逆になってしまい、かえってコンデンサ電圧の
不平衡を助長してしまうおそれがある。
のような問題がある。 力率＝０（完全無負荷）の状態では、補償量ＳBI2を
どれだけ加算しても中性点電流の直流成分が発生しない
ので、制御自体が無効になる。 力率＝０付近の軽負荷時においては、電動機電圧や電
流を検出する計器用変圧器、変流器の誤差や、電流脈動
分に起因する電流検出の困難さ等により、駆動／制動モ
ードの正確な判定が困難であり、極性切替信号ＰOL1も
切り替わる可能性が高い。極性切替信号ＰOL1が切り替
わると補償量ＳBI2の極性が変わるため補償極性も本来
ものとは逆になってしまい、かえってコンデンサ電圧の
不平衡を助長してしまうおそれがある。
【００１１】同じく力率＝０付近の軽負荷時には、図
２４における帰還係数ＫDI，ＫAIを掛けた後の信号Ｓ
DI1，ＳAI1の大きさに対し、これらにより発生する中性
点電流の直流成分の大きさの割合が小さくなり、制御の
効きが悪くなる。これを改善するために帰還係数ＫDI，
ＫAIを大きくするとしても、インバータが出力できる電
圧には上限があるため、この方法にも限界がある。結
局、例えば力率０．２以下では有効に制御できないとい
った軽負荷時における制御の限界がある。
２４における帰還係数ＫDI，ＫAIを掛けた後の信号Ｓ
DI1，ＳAI1の大きさに対し、これらにより発生する中性
点電流の直流成分の大きさの割合が小さくなり、制御の
効きが悪くなる。これを改善するために帰還係数ＫDI，
ＫAIを大きくするとしても、インバータが出力できる電
圧には上限があるため、この方法にも限界がある。結
局、例えば力率０．２以下では有効に制御できないとい
った軽負荷時における制御の限界がある。
【００１２】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、無負荷時や軽負
荷時においても制御を有効にして直流入力コンデンサの
電圧を平衡化し、半導体スイッチング素子等の回路素子
を保護できるようにした３レベルインバータの制御回路
を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、無負荷時や軽負
荷時においても制御を有効にして直流入力コンデンサの
電圧を平衡化し、半導体スイッチング素子等の回路素子
を保護できるようにした３レベルインバータの制御回路
を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１発明にかかる制御回路は、直流電源両端の正電
位点及び負電位点とこれらの間の中性点との間に接続さ
れた直流入力コンデンサを有する直流電源回路を備え、
第１ないし第４の半導体スイッチング素子からなる３つ
の直列回路の両端が前記正電位点及び負電位点にそれぞ
れ接続されると共に、第２及び第３の半導体スイッチン
グ素子の相互接続点がインバータ出力端子にそれぞれ接
続され、第１及び第２の半導体スイッチング素子の相互
接続点と前記中性点との間に第１の結合ダイオードがそ
れぞれ接続され、かつ、第３及び第４の半導体スイッチ
ング素子の相互接続点と前記中性点との間に第２の結合
ダイオードがそれぞれ接続されてなる３レベルインバー
タにおいて、インバータの各相出力電圧指令にインバー
タ基本周波数の偶数次調波を加算する手段と、前記中性
点の電位変動に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定
する手段と、インバータの出力力率に応じて各相出力電
圧指令と前記偶数次調波との位相差を変化させる手段と
を備える。
め、第１発明にかかる制御回路は、直流電源両端の正電
位点及び負電位点とこれらの間の中性点との間に接続さ
れた直流入力コンデンサを有する直流電源回路を備え、
第１ないし第４の半導体スイッチング素子からなる３つ
の直列回路の両端が前記正電位点及び負電位点にそれぞ
れ接続されると共に、第２及び第３の半導体スイッチン
グ素子の相互接続点がインバータ出力端子にそれぞれ接
続され、第１及び第２の半導体スイッチング素子の相互
接続点と前記中性点との間に第１の結合ダイオードがそ
れぞれ接続され、かつ、第３及び第４の半導体スイッチ
ング素子の相互接続点と前記中性点との間に第２の結合
ダイオードがそれぞれ接続されてなる３レベルインバー
タにおいて、インバータの各相出力電圧指令にインバー
タ基本周波数の偶数次調波を加算する手段と、前記中性
点の電位変動に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定
する手段と、インバータの出力力率に応じて各相出力電
圧指令と前記偶数次調波との位相差を変化させる手段と
を備える。
【００１４】第２発明にかかる制御回路は、インバータ
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する第１のバランス制御手段と、前記中性点の
電位変動に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定する
手段と、インバータの各相出力電圧指令に直流成分を加
算する第２のバランス制御手段と、前記中性点の電位変
動に基づいて前記直流成分の大きさを決定する手段と、
インバータの出力力率に応じて第１または第２のバラン
ス制御手段の何れか一方を選択する手段とを備える。
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する第１のバランス制御手段と、前記中性点の
電位変動に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定する
手段と、インバータの各相出力電圧指令に直流成分を加
算する第２のバランス制御手段と、前記中性点の電位変
動に基づいて前記直流成分の大きさを決定する手段と、
インバータの出力力率に応じて第１または第２のバラン
ス制御手段の何れか一方を選択する手段とを備える。
【００１５】第３発明にかかる制御回路は、インバータ
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する手段と、前記中性点を流れる電流に基づい
て前記偶数次調波の大きさを決定する手段とを備える。
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する手段と、前記中性点を流れる電流に基づい
て前記偶数次調波の大きさを決定する手段とを備える。
【００１６】第４発明にかかる制御回路は、インバータ
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する手段と、前記中性点を流れる電流に基づい
て前記偶数次調波の大きさを決定する手段と、インバー
タの出力力率に応じて各相出力電圧指令と前記偶数次調
波との位相差を変化させる手段とを備える。
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する手段と、前記中性点を流れる電流に基づい
て前記偶数次調波の大きさを決定する手段と、インバー
タの出力力率に応じて各相出力電圧指令と前記偶数次調
波との位相差を変化させる手段とを備える。
【００１７】第５発明にかかる制御回路は、インバータ
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する第１のバランス制御手段と、前記中性点を
流れる電流に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定す
る手段と、インバータの各相出力電圧指令に直流成分を
加算する第２のバランス制御手段と、前記中性点を流れ
る電流に基づいて前記直流成分の大きさを決定する手段
と、インバータの出力力率に応じて第１または第２のバ
ランス制御手段の何れか一方を選択する手段とを備え
る。
の各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調
波を加算する第１のバランス制御手段と、前記中性点を
流れる電流に基づいて前記偶数次調波の大きさを決定す
る手段と、インバータの各相出力電圧指令に直流成分を
加算する第２のバランス制御手段と、前記中性点を流れ
る電流に基づいて前記直流成分の大きさを決定する手段
と、インバータの出力力率に応じて第１または第２のバ
ランス制御手段の何れか一方を選択する手段とを備え
る。
【００１８】
【作用】まず、最初に、インバータの出力電圧指令が直
流成分あるいは交流成分（インバータ基本周波数のｎ次
調波成分）を含む場合について、中性点電流の直流成分
の特性を求めてみる。図１９は、この解析に用いたＰＷ
Ｍの方法を示しており、電圧指令信号と三角波搬送波と
の比較により、スイッチング素子に対する点弧パルスを
生成して図示のようなインバータ出力相電圧を得るもの
とする。
流成分あるいは交流成分（インバータ基本周波数のｎ次
調波成分）を含む場合について、中性点電流の直流成分
の特性を求めてみる。図１９は、この解析に用いたＰＷ
Ｍの方法を示しており、電圧指令信号と三角波搬送波と
の比較により、スイッチング素子に対する点弧パルスを
生成して図示のようなインバータ出力相電圧を得るもの
とする。
【００１９】いま、インバータの出力相電圧が０の期間
で“１”、＋ＥD1か−ＥD2の期間で“０”となるスイッ
チング関数ＳNXを定義し、搬送波周波数がインバータ出
力周波数に比べて十分に高いと仮定すると、搬送波周波
数成分は無視され、ＳNXは数式１により定義される。
で“１”、＋ＥD1か−ＥD2の期間で“０”となるスイッ
チング関数ＳNXを定義し、搬送波周波数がインバータ出
力周波数に比べて十分に高いと仮定すると、搬送波周波
数成分は無視され、ＳNXは数式１により定義される。
【００２０】
【数１】 ＳNX＝１−｛λsinθ＋ｄ＋ｋλsin n(θ−α)｝ （０≦θ≦π） ＝１＋｛λsinθ＋ｄ＋ｋλsin n(θ−α)｝ （π≦θ≦２π）
【００２１】但し、数式１において、 λ：変調率（電圧指令の波高値） ｄ：直流成分の大きさ ｋ：一定値 α：インバータ出力電圧指令とｎ次調波成分との位相差 ｎ：１，２，３，４，５，…… である。
【００２２】一相分の中性点電流ｉN'は、インバータ出
力相電圧が０の期間にのみ流れるので、数式２により表
すことができる。
力相電圧が０の期間にのみ流れるので、数式２により表
すことができる。
【００２３】
【数２】ｉN'＝ＳNX・ｉM
【００２４】但し、数式２において、 ｉM：電動機電流（＝√２ＩM sin(θ−φ)） ＩM：電動機電流実効値 φ：力率角
【００２５】上記数式２をフーリエ級数に展開すると、
数式３となる。なお、数式３において、Ａmc，Ａmsは係
数である。
数式３となる。なお、数式３において、Ａmc，Ａmsは係
数である。
【００２６】
【数３】
【００２７】ここで、一相分の中性点電流ｉN'に含まれ
る直流成分Ａ0'を、以下のように場合分けして求める。 （１）電圧指令が直流成分ｄを含む場合（数式１におい
てｋ＝０の場合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式４の
ように求められる。
る直流成分Ａ0'を、以下のように場合分けして求める。 （１）電圧指令が直流成分ｄを含む場合（数式１におい
てｋ＝０の場合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式４の
ように求められる。
【００２８】
【数４】
【００２９】（２）電圧指令が奇数次調波を含む場合
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝１，３，５，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式５すなわち０とな
る。
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝１，３，５，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式５すなわち０とな
る。
【００３０】
【数５】Ａ0'＝０
【００３１】（３）電圧指令が偶数次調波を含む場合
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝２，４，６，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式６のように求めら
れる。
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝２，４，６，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式６のように求めら
れる。
【００３２】
【数６】
【００３３】次に、上記直流成分Ａ0'について検討す
る。電圧指令が直流成分を含む場合、数式４により、直
流成分の大きさｄが一定値のときには│Ａ0'│はcosφ
に比例するので、力率（cosφ）＝±１の時に最大とな
り、直流成分Ａ0'の極性は駆動／制動モードにより変わ
る。電圧指令が奇数次調波を含む場合、数式５により直
流成分Ａ0'は０である。
る。電圧指令が直流成分を含む場合、数式４により、直
流成分の大きさｄが一定値のときには│Ａ0'│はcosφ
に比例するので、力率（cosφ）＝±１の時に最大とな
り、直流成分Ａ0'の極性は駆動／制動モードにより変わ
る。電圧指令が奇数次調波を含む場合、数式５により直
流成分Ａ0'は０である。
【００３４】電圧指令が偶数次調波を含む場合、電圧指
令とｎ次調波成分との位相差αにより性質が異なる。す
なわち、数式６において、ｋが一定値であれば、│Ａ0'
│はα＝０またはα＝π／ｎ〔ｒａｄ〕のときsinφに
比例（Ａ0'はα＝０のときsinφに比例し、α＝π／ｎ
〔ｒａｄ〕のとき−sinφに比例）し、力率＝０のとき
最大となり、その極性は駆動／制動モードに関わらず同
じである。また、ｋが一定値であれば、│Ａ0'│はα＝
±π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例（Ａ0'は
α＝π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のとき−cosφに比例し、
α＝−π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例）す
るので、力率＝±１のとき最大となり、その極性は駆動
／制動モードによって変わる。
令とｎ次調波成分との位相差αにより性質が異なる。す
なわち、数式６において、ｋが一定値であれば、│Ａ0'
│はα＝０またはα＝π／ｎ〔ｒａｄ〕のときsinφに
比例（Ａ0'はα＝０のときsinφに比例し、α＝π／ｎ
〔ｒａｄ〕のとき−sinφに比例）し、力率＝０のとき
最大となり、その極性は駆動／制動モードに関わらず同
じである。また、ｋが一定値であれば、│Ａ0'│はα＝
±π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例（Ａ0'は
α＝π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のとき−cosφに比例し、
α＝−π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例）す
るので、力率＝±１のとき最大となり、その極性は駆動
／制動モードによって変わる。
【００３５】ここで、位相差αと偶数次調波の極性との
関係を説明する。位相差αの偶数次調波をＸとし、位相
差がα−（π／ｎ）〔ｒａｄ〕の偶数次調波をＹとする
と、位相角の定義から、数式７の関係が成り立つ。つま
り、位相差αの偶数次調波Ｘと位相差がα−（π／ｎ）
〔ｒａｄ〕の偶数次調波Ｙとは逆極性になる。
関係を説明する。位相差αの偶数次調波をＸとし、位相
差がα−（π／ｎ）〔ｒａｄ〕の偶数次調波をＹとする
と、位相角の定義から、数式７の関係が成り立つ。つま
り、位相差αの偶数次調波Ｘと位相差がα−（π／ｎ）
〔ｒａｄ〕の偶数次調波Ｙとは逆極性になる。
【００３６】
【数７】Ｘ＝−Ｙ
【００３７】なお、中性点電流（三相分）の直流成分
は、上述の（１）〜（３）の何れの場合も３・Ａ0'とし
て得られる。
は、上述の（１）〜（３）の何れの場合も３・Ａ0'とし
て得られる。
【００３８】以上の解析結果から、インバータの出力電
圧指令に直流成分または偶数次調波を加算すれば、直流
成分の極性や偶数次調波の位相角（極性）等を変えるこ
とにより、思い通りの方向に中性点電流の直流成分を発
生させることができ、これにより中性点電流の変動ない
し中性点電位の変動を抑制できることがわかる。このよ
うな点から、先の従来技術では出力電圧指令に直流成分
を加算して中性点電流に直流成分を発生させ、それによ
り中性点電位の変動を抑制するものであった。
圧指令に直流成分または偶数次調波を加算すれば、直流
成分の極性や偶数次調波の位相角（極性）等を変えるこ
とにより、思い通りの方向に中性点電流の直流成分を発
生させることができ、これにより中性点電流の変動ない
し中性点電位の変動を抑制できることがわかる。このよ
うな点から、先の従来技術では出力電圧指令に直流成分
を加算して中性点電流に直流成分を発生させ、それによ
り中性点電位の変動を抑制するものであった。
【００３９】これに対し、まず第１及び第４発明では、
インバータの出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶
数次調波を加算することにより、コンデンサ電圧の変動
を抑制するようにした。ここで、位相差αは、インバー
タの出力力率に応じて変化させるものとする。すなわ
ち、位相差αを数式８に従って変化させる。
インバータの出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶
数次調波を加算することにより、コンデンサ電圧の変動
を抑制するようにした。ここで、位相差αは、インバー
タの出力力率に応じて変化させるものとする。すなわ
ち、位相差αを数式８に従って変化させる。
【００４０】
【数８】α＝（１／ｎ）・φ−π／（２ｎ）
【００４１】数式８において、φは前述のごとく力率角
である。位相差αを数式８に従って変化させた場合の中
性点電流の直流成分Ａ0'は、数式６に数式８を代入すれ
ば得ることができる。これを数式９に示す。
である。位相差αを数式８に従って変化させた場合の中
性点電流の直流成分Ａ0'は、数式６に数式８を代入すれ
ば得ることができる。これを数式９に示す。
【００４２】
【数９】
【００４３】偶数次が２次（ｎ＝２）の場合の数式９に
よる直流成分Ａ0'を図２１（ａ）に示す。なお、図２１
において、Ａ0'の値はφ＝π／４〔ｒａｄ〕にてノーマ
ライズされている。
よる直流成分Ａ0'を図２１（ａ）に示す。なお、図２１
において、Ａ0'の値はφ＝π／４〔ｒａｄ〕にてノーマ
ライズされている。
【００４４】また、上記偶数次調波の極性が逆の場合、
位相差αからπ／ｎを減じて数式１０を得、この数式１
０を数式６に代入することにより、数式１１に示すよう
に中性点電流の直流成分Ａ0'を得る。
位相差αからπ／ｎを減じて数式１０を得、この数式１
０を数式６に代入することにより、数式１１に示すよう
に中性点電流の直流成分Ａ0'を得る。
【００４５】
【数１０】α＝（１／ｎ）・φ−３π／（２ｎ）
【００４６】
【数１１】
【００４７】数式１１による直流成分Ａ0'を図２１
（ｂ）に示す。図２１（ａ），（ｂ）より、力率cosφ
＝０（φ＝π／２〔ｒａｄ〕）の時でもＡ0'≠０である
ため、抑制制御が可能である。また、Ａ0'の極性は、駆
動／制動モードで同じになり、インバータの二つの直流
入力コンデンサの電圧偏差に応じた極性（あるいは中性
点電流の極性に応じた極性）にて偶数次調波（位相差α
は力率に応じて可変）を加算すれば、コンデンサ電圧の
変動を抑制する方向にＡ0'を流せることがわかる。
（ｂ）に示す。図２１（ａ），（ｂ）より、力率cosφ
＝０（φ＝π／２〔ｒａｄ〕）の時でもＡ0'≠０である
ため、抑制制御が可能である。また、Ａ0'の極性は、駆
動／制動モードで同じになり、インバータの二つの直流
入力コンデンサの電圧偏差に応じた極性（あるいは中性
点電流の極性に応じた極性）にて偶数次調波（位相差α
は力率に応じて可変）を加算すれば、コンデンサ電圧の
変動を抑制する方向にＡ0'を流せることがわかる。
【００４８】次に、第２及び第５発明では、インバータ
の出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波を
加算してコンデンサ電圧の変動を抑制する方法と、イン
バータの出力電圧指令に直流成分を加算してコンデンサ
電圧の変動を抑制する方法とをインバータの出力力率に
応じて使い分ける。ここで、偶数次調波加算（位相差α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）の内容は、次の第３発明
の作用において説明する。
の出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波を
加算してコンデンサ電圧の変動を抑制する方法と、イン
バータの出力電圧指令に直流成分を加算してコンデンサ
電圧の変動を抑制する方法とをインバータの出力力率に
応じて使い分ける。ここで、偶数次調波加算（位相差α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）の内容は、次の第３発明
の作用において説明する。
【００４９】インバータの出力電圧指令に直流成分ｄを
加算する場合、中性点電流の直流成分Ａ0'は、加算する
直流成分ｄの極性が正のときに−cosφに比例し、負の
ときにcosφに比例する。従って、駆動／制動モードの
違い、及び、インバータの二つの直流入力コンデンサの
電圧偏差に応じた極性（あるいは中性点電流の極性に応
じた極性）で直流成分ｄを加算すれば、コンデンサ電圧
の変動を抑制する方向に中性点電流の直流成分Ａ0'を流
すことができる。
加算する場合、中性点電流の直流成分Ａ0'は、加算する
直流成分ｄの極性が正のときに−cosφに比例し、負の
ときにcosφに比例する。従って、駆動／制動モードの
違い、及び、インバータの二つの直流入力コンデンサの
電圧偏差に応じた極性（あるいは中性点電流の極性に応
じた極性）で直流成分ｄを加算すれば、コンデンサ電圧
の変動を抑制する方向に中性点電流の直流成分Ａ0'を流
すことができる。
【００５０】ところで、直流成分ｄを加算する場合、力
率＝０の場合に制御不能となる。そこで、例えば力率角
φ≦π／４〔ｒａｄ〕かφ≧（３π）／４〔ｒａｄ〕の
場合には直流成分ｄを加算することとし、π／４〔ｒａ
ｄ〕≦φ≦（３π）／４〔ｒａｄ〕の場合には偶数次調
波を加算することとする。この場合の中性点電流の直流
成分Ａ0'の様子を、図２２に示す。図２２（ａ），
（ｂ）より、力率cosφ＝０（φ＝π／２〔ｒａｄ〕）
の時でもＡ0'≠０であるため、抑制制御が可能である。
なお、図２２において、Ａ0'はφ＝０，πとφ＝π／２
とによりノーマライズされている。
率＝０の場合に制御不能となる。そこで、例えば力率角
φ≦π／４〔ｒａｄ〕かφ≧（３π）／４〔ｒａｄ〕の
場合には直流成分ｄを加算することとし、π／４〔ｒａ
ｄ〕≦φ≦（３π）／４〔ｒａｄ〕の場合には偶数次調
波を加算することとする。この場合の中性点電流の直流
成分Ａ0'の様子を、図２２に示す。図２２（ａ），
（ｂ）より、力率cosφ＝０（φ＝π／２〔ｒａｄ〕）
の時でもＡ0'≠０であるため、抑制制御が可能である。
なお、図２２において、Ａ0'はφ＝０，πとφ＝π／２
とによりノーマライズされている。
【００５１】正極性のＡ0'を流したい場合（図２２
（ａ））には、力率角φに応じて、 φ≦π／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＜０） π／４≦φ≦（３π）／４ならば偶数次調波を加算
（α＝０） φ≧（３π）／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＞０） のようにすればよい。また、負極性のＡ0'を流したい場
合（同図（ｂ））には、力率角φに応じて、 φ≦π／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＞０） π／４≦φ≦（３π）／４ならば偶数次調波を加算
（α＝０） φ≧（３π）／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＜０） すればよい。
（ａ））には、力率角φに応じて、 φ≦π／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＜０） π／４≦φ≦（３π）／４ならば偶数次調波を加算
（α＝０） φ≧（３π）／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＞０） のようにすればよい。また、負極性のＡ0'を流したい場
合（同図（ｂ））には、力率角φに応じて、 φ≦π／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＞０） π／４≦φ≦（３π）／４ならば偶数次調波を加算
（α＝０） φ≧（３π）／４ならば直流成分ｄを加算（ｄ＜０） すればよい。
【００５２】更に、第３発明では、インバータの出力電
圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波（位相差α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）を加算することにより、
コンデンサ電圧の変動を抑制する。すなわち、前記数式
６により、直流成分Ａ0'は、図２０（ａ）に示すように
偶数次調波（２次調波）が出力電圧指令と同位相（α＝
０）の場合には＋sinφに比例し、また、図２０（ｂ）
に示すように逆位相（α＝π／ｎ＝π／２〔ｒａｄ〕）
の場合には−sinφに比例する。従って、中性点電流の
極性に応じた極性（同位相または逆位相）にて偶数次調
波を加算すれば、コンデンサ電圧の変動を抑制する方向
に直流成分Ａ0'を流すことができる。
圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波（位相差α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）を加算することにより、
コンデンサ電圧の変動を抑制する。すなわち、前記数式
６により、直流成分Ａ0'は、図２０（ａ）に示すように
偶数次調波（２次調波）が出力電圧指令と同位相（α＝
０）の場合には＋sinφに比例し、また、図２０（ｂ）
に示すように逆位相（α＝π／ｎ＝π／２〔ｒａｄ〕）
の場合には−sinφに比例する。従って、中性点電流の
極性に応じた極性（同位相または逆位相）にて偶数次調
波を加算すれば、コンデンサ電圧の変動を抑制する方向
に直流成分Ａ0'を流すことができる。
【００５３】なお、第３発明において、直流成分Ａ0'は
sinφまたは−sinφに比例するので、力率＝０のときに
最大となり、その極性は駆動／制動モード何れも同じに
なる。これにより、無負荷時や軽負荷時においても運転
モードに関わらず有効な、コンデンサ電圧の平衡化制御
を行うことが可能になる。
sinφまたは−sinφに比例するので、力率＝０のときに
最大となり、その極性は駆動／制動モード何れも同じに
なる。これにより、無負荷時や軽負荷時においても運転
モードに関わらず有効な、コンデンサ電圧の平衡化制御
を行うことが可能になる。
【００５４】
【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は第１発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。図において、制御回路２０１は、直流入力コンデン
サ(図２３におけるコンデンサＣ1，Ｃ2)の電圧ＥD1，Ｅ
D2が入力される加算器１１と、加算器１１からの偏差Ｓ
1が入力されるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器１２
と、インバータ各相出力電圧指令の位相角θR *,θS *,θ
T *と位相差αとの差である（θR *−α）,（θS *−α）,
（θT *−α）に対応するsin(６θ)の値が格納されたsin
(６θ)テーブル１３と、このテーブル１３の出力信号で
あるsin６(θR *−α)，sin６(θS *−α)，sin６(θT *−
α)と調節器１２の出力信号Ｓ2とを各々乗算する乗算器
１４R，１４S，１４Tと、乗算器１４R，１４S，１４Tの
出力信号をインバータ各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *
に各々加算する加算器１５R，１５S，１５Tとを備えて
いる。そして、加算器１５R，１５S，１５Tの出力が最
終的な各相出力電圧指令ｖR **，ｖS **，ｖT **となる。
る。図１は第１発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。図において、制御回路２０１は、直流入力コンデン
サ(図２３におけるコンデンサＣ1，Ｃ2)の電圧ＥD1，Ｅ
D2が入力される加算器１１と、加算器１１からの偏差Ｓ
1が入力されるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器１２
と、インバータ各相出力電圧指令の位相角θR *,θS *,θ
T *と位相差αとの差である（θR *−α）,（θS *−α）,
（θT *−α）に対応するsin(６θ)の値が格納されたsin
(６θ)テーブル１３と、このテーブル１３の出力信号で
あるsin６(θR *−α)，sin６(θS *−α)，sin６(θT *−
α)と調節器１２の出力信号Ｓ2とを各々乗算する乗算器
１４R，１４S，１４Tと、乗算器１４R，１４S，１４Tの
出力信号をインバータ各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *
に各々加算する加算器１５R，１５S，１５Tとを備えて
いる。そして、加算器１５R，１５S，１５Tの出力が最
終的な各相出力電圧指令ｖR **，ｖS **，ｖT **となる。
【００５５】ここで、インバータ各相出力電圧指令
ｖR *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶
数次調波として、６次調波を選んだ理由を以下に説明す
る。すなわち、２，４，８，１０，……次調波は逆相な
いし正相であるためインバータ線間電圧に現われるが、
６，１２，２４，……次調波は零相であるためインバー
タ線間電圧に影響を与えない。この中で、６次調波はＡ
0'が最も大きくなるため、加算するべき偶数次調波とし
て選択したものである。
ｖR *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶
数次調波として、６次調波を選んだ理由を以下に説明す
る。すなわち、２，４，８，１０，……次調波は逆相な
いし正相であるためインバータ線間電圧に現われるが、
６，１２，２４，……次調波は零相であるためインバー
タ線間電圧に影響を与えない。この中で、６次調波はＡ
0'が最も大きくなるため、加算するべき偶数次調波とし
て選択したものである。
【００５６】また、制御回路２０１において、１６は力
率角演算手段であり、インバータの出力相電圧ｅRI，ｅ
SI，ｅTI及び出力電流ｉRI，ｉSI，ｉTI（図２３ないし
図２５におけるｅUI，ｅVI，ｅWI及び出力電流ｉUI，ｉ
VI，ｉWIと実質的に同一）に基づき、例えば以下の演算
を行ってインバータの出力力率角φを求める。すなわ
ち、出力相電圧ｅRI，ｅSI，ｅTIを三相二相変換し、ｅ
α，ｅβを求める。ここで、ｅαは出力相電圧のα軸成
分を表わし、ｅβはβ軸成分を表わす。α軸、β軸は任
意の直交座標系における軸である。次に、出力相電圧ベ
クトルがα軸との間になす角度θ1を、数式１２により
求める。
率角演算手段であり、インバータの出力相電圧ｅRI，ｅ
SI，ｅTI及び出力電流ｉRI，ｉSI，ｉTI（図２３ないし
図２５におけるｅUI，ｅVI，ｅWI及び出力電流ｉUI，ｉ
VI，ｉWIと実質的に同一）に基づき、例えば以下の演算
を行ってインバータの出力力率角φを求める。すなわ
ち、出力相電圧ｅRI，ｅSI，ｅTIを三相二相変換し、ｅ
α，ｅβを求める。ここで、ｅαは出力相電圧のα軸成
分を表わし、ｅβはβ軸成分を表わす。α軸、β軸は任
意の直交座標系における軸である。次に、出力相電圧ベ
クトルがα軸との間になす角度θ1を、数式１２により
求める。
【００５７】
【数１２】θ1＝tan-1（ｅβ／ｅα）
【００５８】また、インバータの出力電流ｉRI，ｉSI，
ｉTIも三相二相変換し、ｉα，ｉβを求める。次に、ｉ
α，ｉβに対し数式１３に示す回転座標変換を行い、ｉ
M，ｉTを求める。なお、ｉMはインバータ出力電流ベク
トルの出力相電圧ベクトル方向成分を表わし、ｉTは出
力相電圧ベクトルと直交する方向成分を表わす。
ｉTIも三相二相変換し、ｉα，ｉβを求める。次に、ｉ
α，ｉβに対し数式１３に示す回転座標変換を行い、ｉ
M，ｉTを求める。なお、ｉMはインバータ出力電流ベク
トルの出力相電圧ベクトル方向成分を表わし、ｉTは出
力相電圧ベクトルと直交する方向成分を表わす。
【００５９】
【数１３】ｉM＝ｉα・cosθ1＋ｉβ・sinθ1 ｉT＝−ｉα・sinθ1＋ｉβ・cosθ1
【００６０】最後に、数式１４によりインバータの出力
力率角φを求める。
力率角φを求める。
【００６１】
【数１４】φ＝−tan-1（ｉT／ｉM）
【００６２】こうして求められた力率角φは位相角演算
手段１７に入力される。位相角演算手段１７では、前記
数式８におけるｎを６次調波に対応させて６とおくこと
により得た数式１５により、位相差αを演算する。
手段１７に入力される。位相角演算手段１７では、前記
数式８におけるｎを６次調波に対応させて６とおくこと
により得た数式１５により、位相差αを演算する。
【００６３】
【数１５】α＝φ／６−π／１２
【００６４】この位相差αは、sin(６θ)テーブル１３
の前段の加算器１８R，１８S，１８Tによりインバータ
各相出力電圧指令の位相角θR *，θS *，θT *から各々減
算され、その差がsin(６θ)テーブル１３に入力されて
対応する値sin６(θR *−α)，sin６(θS *−α)，sin６
(θT *−α)が出力されることになる。
の前段の加算器１８R，１８S，１８Tによりインバータ
各相出力電圧指令の位相角θR *，θS *，θT *から各々減
算され、その差がsin(６θ)テーブル１３に入力されて
対応する値sin６(θR *−α)，sin６(θS *−α)，sin６
(θT *−α)が出力されることになる。
【００６５】つまりこの実施例では、インバータの出力
力率に応じて出力電圧指令と偶数次調波との位相差αを
変化させ、この偶数次調波をもとの出力電圧指令に加算
して最終的な各相出力電圧指令を得るものであり、これ
により発生する中性点電流の直流成分Ａ0'は先の数式
９、数式１１に示したとおりとなる。
力率に応じて出力電圧指令と偶数次調波との位相差αを
変化させ、この偶数次調波をもとの出力電圧指令に加算
して最終的な各相出力電圧指令を得るものであり、これ
により発生する中性点電流の直流成分Ａ0'は先の数式
９、数式１１に示したとおりとなる。
【００６６】次に、図２は第１発明の第２実施例を示し
ている。この実施例は、第１実施例における一方のコン
デンサ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２
(ＥDC：３レベルインバータの直流中間電圧(電源電圧))
をＥD1の代わりに加算器１１の一方の入力としたもので
あり、その他については第１実施例と同様である。この
実施例によれば、電圧検出器が１つで済むため、回路構
成の簡略化が可能である。
ている。この実施例は、第１実施例における一方のコン
デンサ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２
(ＥDC：３レベルインバータの直流中間電圧(電源電圧))
をＥD1の代わりに加算器１１の一方の入力としたもので
あり、その他については第１実施例と同様である。この
実施例によれば、電圧検出器が１つで済むため、回路構
成の簡略化が可能である。
【００６７】図３は第１発明の第３実施例を示してい
る。この実施例は、第１実施例における他方のコンデン
サ電圧ＥD2を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代
わりに加算器１１の一方の入力としたものであり、その
他については第１実施例と同様である。この実施例にお
いても、第２実施例と同一の効果を得ることができる。
る。この実施例は、第１実施例における他方のコンデン
サ電圧ＥD2を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代
わりに加算器１１の一方の入力としたものであり、その
他については第１実施例と同様である。この実施例にお
いても、第２実施例と同一の効果を得ることができる。
【００６８】図４は第１発明の第４実施例を示してい
る。この実施例は、第１実施例のsin(６θ)テーブル１
３の代わりに、制御回路２０２内にsin(２θ)テーブル
１９を備えたもので、その他については第１実施例と同
様である。なお、この実施例では、位相角演算手段１７
により演算される位相角αがφ／２−π／４〔ｒａｄ〕
となる。この実施例において、インバータ各相出力電圧
指令ｖR *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数
の偶数次調波として２次調波を選んだ理由は次のとおり
である。
る。この実施例は、第１実施例のsin(６θ)テーブル１
３の代わりに、制御回路２０２内にsin(２θ)テーブル
１９を備えたもので、その他については第１実施例と同
様である。なお、この実施例では、位相角演算手段１７
により演算される位相角αがφ／２−π／４〔ｒａｄ〕
となる。この実施例において、インバータ各相出力電圧
指令ｖR *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数
の偶数次調波として２次調波を選んだ理由は次のとおり
である。
【００６９】第１実施例に関連して述べたように、２次
調波はインバータ線間電圧に現われる。しかるに、線間
電圧に２次調波が現われても問題とならないような用途
（例えばただ単にファンが回転すれば良いといったよう
な用途）であれば、本発明を適用しても何ら支障がない
と言える。しかも、数式６から明らかなように、２次調
波を用いれば直流成分Ａ0'の大きさが偶数次調波の中で
最も大きいので、中性点電位の変動抑制効果も最も大き
くなるためである。
調波はインバータ線間電圧に現われる。しかるに、線間
電圧に２次調波が現われても問題とならないような用途
（例えばただ単にファンが回転すれば良いといったよう
な用途）であれば、本発明を適用しても何ら支障がない
と言える。しかも、数式６から明らかなように、２次調
波を用いれば直流成分Ａ0'の大きさが偶数次調波の中で
最も大きいので、中性点電位の変動抑制効果も最も大き
くなるためである。
【００７０】図５、図６はそれぞれ第１発明の第５、第
６実施例を示しており、前記第２、第３実施例において
sin(６θ)テーブル１３の代わりにsin(２θ)テーブル１
９を用いるものである。これらの実施例においても、第
２、第３実施例並びに第４実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
６実施例を示しており、前記第２、第３実施例において
sin(６θ)テーブル１３の代わりにsin(２θ)テーブル１
９を用いるものである。これらの実施例においても、第
２、第３実施例並びに第４実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
【００７１】次に、図７は第２発明の第１実施例を示し
ている。図７において、制御回路２０３内の加算器１
１、調節器１２、切替スイッチ２６、乗算器１４R，１
４S，１４T及びsin(６θ)テーブル１３は第１のバラン
ス制御手段を構成しており、このバランス制御手段は、
実質的に図１の実施例において位相差α＝０の場合に相
当している。図７の実施例は、上記第１のバランス制御
手段と以下に述べる第２のバランス制御手段とを力率角
に応じ使い分けてコンデンサ電圧を平衡化しようとする
ものである。
ている。図７において、制御回路２０３内の加算器１
１、調節器１２、切替スイッチ２６、乗算器１４R，１
４S，１４T及びsin(６θ)テーブル１３は第１のバラン
ス制御手段を構成しており、このバランス制御手段は、
実質的に図１の実施例において位相差α＝０の場合に相
当している。図７の実施例は、上記第１のバランス制御
手段と以下に述べる第２のバランス制御手段とを力率角
に応じ使い分けてコンデンサ電圧を平衡化しようとする
ものである。
【００７２】第２のバランス制御手段の構成は次のとお
りである。すなわち、このバランス制御手段は、二つの
直流入力コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が図示の極性で入力
される加算器２０と、その出力である偏差Ｓ3が入力さ
れるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器２１と、その出力
側の切替スイッチ２２と、調節器２１の出力信号Ｓ4の
極性を切り替える極性反転器２３と、その出力側の切替
スイッチ２４とを備えている。そして、インバータの出
力相電圧ｅRI，ｅSI，ｅTI及び出力電流ｉRI，ｉSI，ｉ
TIが入力される力率角演算手段２５により駆動／制動信
号Ａ及びバランス制御手段切替信号Ｂが生成され、駆動
／制動信号Ａによって切替スイッチ２４が、また、バラ
ンス制御手段切替信号Ｂによって切替スイッチ２２，２
６が連動して切り替えられるようになっている。
りである。すなわち、このバランス制御手段は、二つの
直流入力コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が図示の極性で入力
される加算器２０と、その出力である偏差Ｓ3が入力さ
れるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器２１と、その出力
側の切替スイッチ２２と、調節器２１の出力信号Ｓ4の
極性を切り替える極性反転器２３と、その出力側の切替
スイッチ２４とを備えている。そして、インバータの出
力相電圧ｅRI，ｅSI，ｅTI及び出力電流ｉRI，ｉSI，ｉ
TIが入力される力率角演算手段２５により駆動／制動信
号Ａ及びバランス制御手段切替信号Ｂが生成され、駆動
／制動信号Ａによって切替スイッチ２４が、また、バラ
ンス制御手段切替信号Ｂによって切替スイッチ２２，２
６が連動して切り替えられるようになっている。
【００７３】第２のバランス制御手段では、コンデンサ
電圧ＥD1，ＥD2の偏差Ｓ3を求め、調節器２１により適
当な調節演算を行って出力信号Ｓ4を得る。一方、力率
角演算手段２５の出力である駆動／制動信号Ａにより切
替スイッチ２４を切り替えることにより、出力信号Ｓ4
の極性を切り替えることができ、ここでは、駆動モード
では出力信号Ｓ4の極性をそのままにして出力させ（Ｓ5
＝Ｓ4）、また、制動モードでは出力信号Ｓ4の極性を極
性反転器２３を介し反転して出力させる（Ｓ5＝−Ｓ4）
ように切替スイッチ２４を制御する。なお、出力信号Ｓ
5は、前記数式４における直流成分ｄに相当する。
電圧ＥD1，ＥD2の偏差Ｓ3を求め、調節器２１により適
当な調節演算を行って出力信号Ｓ4を得る。一方、力率
角演算手段２５の出力である駆動／制動信号Ａにより切
替スイッチ２４を切り替えることにより、出力信号Ｓ4
の極性を切り替えることができ、ここでは、駆動モード
では出力信号Ｓ4の極性をそのままにして出力させ（Ｓ5
＝Ｓ4）、また、制動モードでは出力信号Ｓ4の極性を極
性反転器２３を介し反転して出力させる（Ｓ5＝−Ｓ4）
ように切替スイッチ２４を制御する。なお、出力信号Ｓ
5は、前記数式４における直流成分ｄに相当する。
【００７４】こうして得た出力信号Ｓ5を加算器１５R，
１５S，１５Tにより各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *に
加算し、これらを新たな電圧指令ｖR **,ｖS **,ｖT **と
する。 ここで、駆動時、制動時それぞれの場合におけ
る、各信号と中性点電流の直流成分Ａ0'及びコンデンサ
電圧の関係を以下の表１及び表２に示す。なお、表１は
駆動時、表２は制動時のものである。これらの表から、
駆動時、制動時共にコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2の変動を
抑制するように直流成分Ａ0'が流れることがわかる。
１５S，１５Tにより各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *に
加算し、これらを新たな電圧指令ｖR **,ｖS **,ｖT **と
する。 ここで、駆動時、制動時それぞれの場合におけ
る、各信号と中性点電流の直流成分Ａ0'及びコンデンサ
電圧の関係を以下の表１及び表２に示す。なお、表１は
駆動時、表２は制動時のものである。これらの表から、
駆動時、制動時共にコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2の変動を
抑制するように直流成分Ａ0'が流れることがわかる。
【００７５】
【表１】
【００７６】
【表２】
【００７７】上記第１及び第２のバランス制御手段は、
バランス制御手段切替信号Ｂによる切替スイッチ２２，
２６の切り替えによって何れか一方が選択される。切替
信号Ｂは、例えば演算した力率角φがφ≦π／４または
φ≧（３／４）πの範囲にあるときは切替スイッチ２２
により出力信号Ｓ4（Ｓ5）を各相出力電圧指令ｖR *,ｖS
*,ｖT *に加算し、切替スイッチ２６により出力信号Ｓ2
を０とする。つまり、第２のバランス制御手段を使用す
る。
バランス制御手段切替信号Ｂによる切替スイッチ２２，
２６の切り替えによって何れか一方が選択される。切替
信号Ｂは、例えば演算した力率角φがφ≦π／４または
φ≧（３／４）πの範囲にあるときは切替スイッチ２２
により出力信号Ｓ4（Ｓ5）を各相出力電圧指令ｖR *,ｖS
*,ｖT *に加算し、切替スイッチ２６により出力信号Ｓ2
を０とする。つまり、第２のバランス制御手段を使用す
る。
【００７８】また、演算した力率角φがπ／４≦φ≦
（３／４）πの範囲にあるときは切替スイッチ２２によ
り出力信号Ｓ4（Ｓ5）を０とし、切替スイッチ２６によ
り出力信号Ｓ2を各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *に加
算する。つまり、第１のバランス制御手段を使用する。
なお、力率角演算手段２５における力率角φの演算方法
は、図１における演算手段１６での演算方法と同じで良
い。
（３／４）πの範囲にあるときは切替スイッチ２２によ
り出力信号Ｓ4（Ｓ5）を０とし、切替スイッチ２６によ
り出力信号Ｓ2を各相出力電圧指令ｖR *,ｖS *,ｖT *に加
算する。つまり、第１のバランス制御手段を使用する。
なお、力率角演算手段２５における力率角φの演算方法
は、図１における演算手段１６での演算方法と同じで良
い。
【００７９】上述のように、この実施例ではインバータ
の出力力率に応じて直流成分または偶数次調波成分を各
相出力電圧指令に加算するものであり、これによってコ
ンデンサ電圧の変動を抑制する任意極性の中性点電流の
直流成分Ａ0'を流すことが可能になる。
の出力力率に応じて直流成分または偶数次調波成分を各
相出力電圧指令に加算するものであり、これによってコ
ンデンサ電圧の変動を抑制する任意極性の中性点電流の
直流成分Ａ0'を流すことが可能になる。
【００８０】図８は第２発明の第２実施例を示してい
る。この実施例は、第１実施例における一方のコンデン
サ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD1の代
わりに加算器１１，２０の一方の入力としたものであ
り、その他については第１実施例と同様である。この実
施例によれば、電圧検出器の一方を省略できる利点があ
る。図９は第２発明の第３実施例を示している。この実
施例は、第１実施例における他方のコンデンサ電圧ＥD2
を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代わりに加算
器１１，２０の一方の入力としたものであり、その他に
ついては第１実施例と同様である。
る。この実施例は、第１実施例における一方のコンデン
サ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD1の代
わりに加算器１１，２０の一方の入力としたものであ
り、その他については第１実施例と同様である。この実
施例によれば、電圧検出器の一方を省略できる利点があ
る。図９は第２発明の第３実施例を示している。この実
施例は、第１実施例における他方のコンデンサ電圧ＥD2
を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代わりに加算
器１１，２０の一方の入力としたものであり、その他に
ついては第１実施例と同様である。
【００８１】図１０、図１１、図１２はそれぞれ第２発
明の第４、第５、第６実施例を示しており、第１、第
２、第３実施例におけるsin(６θ)テーブル１３の代わ
りに、制御回路２０４内にsin(２θ)テーブル１９を備
えたもので、その他については第１、第２、第３実施例
とそれぞれ同様である。
明の第４、第５、第６実施例を示しており、第１、第
２、第３実施例におけるsin(６θ)テーブル１３の代わ
りに、制御回路２０４内にsin(２θ)テーブル１９を備
えたもので、その他については第１、第２、第３実施例
とそれぞれ同様である。
【００８２】次いで、図１３は第３発明の第１実施例を
示している。この実施例は、３レベルインバータの中性
点電流ｉNの極性に応じた極性で偶数次調波を出力電圧
指令に加算することにより、コンデンサ電圧の変動を抑
制する方向に中性点電流の直流成分Ａ0'を流すようにし
たものである。図１３において、中性点電流ｉNは制御
回路２０５内の極性反転器２７に入力されて出力信号Ｓ
1が得られる。この信号Ｓ1を入力とする調節器１２によ
り適当な調節演算が行われ、出力信号Ｓ2となる。この
出力信号Ｓ2とsin(６θ)テーブル１３の出力信号とがそ
れぞれ乗算され、その結果がもとの出力電圧指令ｖR *,
ｖS *,ｖT *に加算されて最終的な出力電圧指令ｖR **,ｖS
**,ｖT **が得られる。なお、偶数次調波として６次調波
とした理由は先に述べたとおりである。
示している。この実施例は、３レベルインバータの中性
点電流ｉNの極性に応じた極性で偶数次調波を出力電圧
指令に加算することにより、コンデンサ電圧の変動を抑
制する方向に中性点電流の直流成分Ａ0'を流すようにし
たものである。図１３において、中性点電流ｉNは制御
回路２０５内の極性反転器２７に入力されて出力信号Ｓ
1が得られる。この信号Ｓ1を入力とする調節器１２によ
り適当な調節演算が行われ、出力信号Ｓ2となる。この
出力信号Ｓ2とsin(６θ)テーブル１３の出力信号とがそ
れぞれ乗算され、その結果がもとの出力電圧指令ｖR *,
ｖS *,ｖT *に加算されて最終的な出力電圧指令ｖR **,ｖS
**,ｖT **が得られる。なお、偶数次調波として６次調波
とした理由は先に述べたとおりである。
【００８３】この実施例において、中性点電流ｉNの極
性が正の場合、信号Ｓ1，Ｓ2の極性は負となり、インバ
ータの出力電圧指令と偶数次調波との位相差αはπ／６
〔ｒａｄ〕となる。従って、中性点電流の直流成分Ａ0'
は−sinφに比例し、その極性は負となる。また、中性
点電流ｉNの極性が負の場合、信号Ｓ1，Ｓ2の極性は正
となり、インバータの出力電圧指令と偶数次調波との位
相差αは０となる。従って、中性点電流の直流成分Ａ0'
はsinφに比例し、その極性は正となる。これにより、
直流入力コンデンサの電圧変動を抑制する方向に直流成
分Ａ0'が流れる。
性が正の場合、信号Ｓ1，Ｓ2の極性は負となり、インバ
ータの出力電圧指令と偶数次調波との位相差αはπ／６
〔ｒａｄ〕となる。従って、中性点電流の直流成分Ａ0'
は−sinφに比例し、その極性は負となる。また、中性
点電流ｉNの極性が負の場合、信号Ｓ1，Ｓ2の極性は正
となり、インバータの出力電圧指令と偶数次調波との位
相差αは０となる。従って、中性点電流の直流成分Ａ0'
はsinφに比例し、その極性は正となる。これにより、
直流入力コンデンサの電圧変動を抑制する方向に直流成
分Ａ0'が流れる。
【００８４】図１４は第３発明の第２実施例であり、第
１実施例におけるsin(６θ)テーブル１３をsin(２θ)テ
ーブル１９に変えた点以外は第１実施例と同様である。
偶数次調波を２次調波とした理由は前述のとおりであ
る。なお、図中、２０６は制御回路を示す。
１実施例におけるsin(６θ)テーブル１３をsin(２θ)テ
ーブル１９に変えた点以外は第１実施例と同様である。
偶数次調波を２次調波とした理由は前述のとおりであ
る。なお、図中、２０６は制御回路を示す。
【００８５】次に、図１５は第４発明の第１実施例であ
り、図１の実施例においてコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2を
検出する代わりに中性点電流ｉNを検出し、制御回路２
０７内の極性反転器２７によりその極性を反転したもの
を信号Ｓ1としている。また、図１６は第４発明の第２
実施例であり、第１実施例におけるsin(６θ)テーブル
１３をsin(２θ)テーブル１９に変えた点以外は第１実
施例と同様である。図中、２０８は制御回路を示す。な
お、これらの実施例の動作は基本的に第１発明の実施例
等と同一であるため、説明を省略する。
り、図１の実施例においてコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2を
検出する代わりに中性点電流ｉNを検出し、制御回路２
０７内の極性反転器２７によりその極性を反転したもの
を信号Ｓ1としている。また、図１６は第４発明の第２
実施例であり、第１実施例におけるsin(６θ)テーブル
１３をsin(２θ)テーブル１９に変えた点以外は第１実
施例と同様である。図中、２０８は制御回路を示す。な
お、これらの実施例の動作は基本的に第１発明の実施例
等と同一であるため、説明を省略する。
【００８６】図１７は第５発明の第１実施例であり、図
７の実施例においてコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2を検出す
る代わりに中性点電流ｉNを検出し、制御回路２０９内
の極性反転器２７，２８によりその極性を反転したもの
を信号Ｓ1，Ｓ3とするものである。また、図１８は第５
発明の第２実施例であり、第１実施例におけるsin(６
θ)テーブル１３をsin(２θ)テーブル１９に変えた点以
外は第１実施例と同様である。図中、２１０は制御回路
を示す。なお、これらの実施例についてもその動作は基
本的に第２発明の実施例等と同一であるため、説明を省
略する。
７の実施例においてコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2を検出す
る代わりに中性点電流ｉNを検出し、制御回路２０９内
の極性反転器２７，２８によりその極性を反転したもの
を信号Ｓ1，Ｓ3とするものである。また、図１８は第５
発明の第２実施例であり、第１実施例におけるsin(６
θ)テーブル１３をsin(２θ)テーブル１９に変えた点以
外は第１実施例と同様である。図中、２１０は制御回路
を示す。なお、これらの実施例についてもその動作は基
本的に第２発明の実施例等と同一であるため、説明を省
略する。
【００８７】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、完全
無負荷時や軽負荷時にもコンデンサ電圧の不平衡を有効
に抑制して回路素子への過大な電圧印加を防止すること
ができる。また、コンデンサ電圧の平衡化制御にあた
り、力率＝０付近での制御極性の切り換えをなくしたこ
とにより、従来のようにコンデンサ電圧の不平衡をかえ
って助長するような不都合もない。
無負荷時や軽負荷時にもコンデンサ電圧の不平衡を有効
に抑制して回路素子への過大な電圧印加を防止すること
ができる。また、コンデンサ電圧の平衡化制御にあた
り、力率＝０付近での制御極性の切り換えをなくしたこ
とにより、従来のようにコンデンサ電圧の不平衡をかえ
って助長するような不都合もない。
【図１】第１発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】第１発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】第１発明の第３実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】第１発明の第４実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】第１発明の第５実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】第１発明の第６実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】第２発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】第２発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】第２発明の第３実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１０】第２発明の第４実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１１】第２発明の第５実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１２】第２発明の第６実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１３】第３発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１４】第３発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１５】第４発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１６】第４発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１７】第５発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１８】第５発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１９】本発明の解析に用いたＰＷＭの説明図であ
る。
る。
【図２０】第３発明における電圧指令と偶数次調波との
位相差を示す図である。
位相差を示す図である。
【図２１】第１及び第４発明における中性点電流の直流
成分を示す図である。
成分を示す図である。
【図２２】第２及び第５発明における中性点電流の直流
成分を示す図である。
成分を示す図である。
【図２３】３レベルインバータの基本回路図である。
【図２４】従来技術としてのコンデンサ電圧平衡化制御
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図２５】図２４の制御回路により制御される３レベル
インバータの回路図である。
インバータの回路図である。
１１，１５R，１５S，１５T，１８R，１８S，１８T，２
０ 加算器 １４R，１４S，１４T 乗算器 １２，２１ 調節器 １３ sin(６θ)テーブル １６，２５ 力率角演算手段 １７ 位相角演算手段 １９ sin(２θ)テーブル ２２，２４，２６ 切替スイッチ ２３，２７，２８ 極性反転器 ２０１，２０２，２０３，２０４，２０５，２０６，２
０７，２０８，２０９， ２１０ 制御回路
０ 加算器 １４R，１４S，１４T 乗算器 １２，２１ 調節器 １３ sin(６θ)テーブル １６，２５ 力率角演算手段 １７ 位相角演算手段 １９ sin(２θ)テーブル ２２，２４，２６ 切替スイッチ ２３，２７，２８ 極性反転器 ２０１，２０２，２０３，２０４，２０５，２０６，２
０７，２０８，２０９， ２１０ 制御回路
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する手段と、 前記中性点の電位変動に基づいて前記偶数次調波の大き
さを決定する手段と、 インバータの出力力率に応じて各相出力電圧指令と前記
偶数次調波との位相差を変化させる手段と、 を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御回
路。 - 【請求項２】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する第１のバランス制御手段と、 前記中性点の電位変動に基づいて前記偶数次調波の大き
さを決定する手段と、 インバータの各相出力電圧指令に直流成分を加算する第
２のバランス制御手段と、 前記中性点の電位変動に基づいて前記直流成分の大きさ
を決定する手段と、 インバータの出力力率に応じて第１または第２のバラン
ス制御手段の何れか一方を選択する手段と、 を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御回
路。 - 【請求項３】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する手段と、 前記中性点を流れる電流に基づいて前記偶数次調波の大
きさを決定する手段と、 を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御回
路。 - 【請求項４】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する手段と、 前記中性点を流れる電流に基づいて前記偶数次調波の大
きさを決定する手段と、 インバータの出力力率に応じて各相出力電圧指令と前記
偶数次調波との位相差を変化させる手段と、 を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御回
路。 - 【請求項５】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する第１のバランス制御手段と、 前記中性点を流れる電流に基づいて前記偶数次調波の大
きさを決定する手段と、 インバータの各相出力電圧指令に直流成分を加算する第
２のバランス制御手段と、 前記中性点を流れる電流に基づいて前記直流成分の大き
さを決定する手段と、 インバータの出力力率に応じて第１または第２のバラン
ス制御手段の何れか一方を選択する手段と、 を備えたことを特徴とする３レベルインバータの制御回
路。
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| JP30483893A JP3248321B2 (ja) | 1993-11-10 | 1993-11-10 | ３レベルインバータの制御回路 |
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