JPH07222438A - 同期整流ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
同期整流ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07222438A JPH07222438A JP6010726A JP1072694A JPH07222438A JP H07222438 A JPH07222438 A JP H07222438A JP 6010726 A JP6010726 A JP 6010726A JP 1072694 A JP1072694 A JP 1072694A JP H07222438 A JPH07222438 A JP H07222438A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】出力平滑用のリアクトル７，コンデンサ８を共
通にし、重負荷モードではＦＥＴ３と４で低損失の同期
整流ＤＣチョッパを構成し、軽負荷モードではＦＥＴ
３，４をオフし、ＦＥＴ５と転流ダイオードで通常のＤ
Ｃチョッパを構成する回路にて、重負荷モードの負荷短
絡時、抵抗１３の負荷電流検出電圧を入力する過電流保
護回路１２４がＦＥＴ３，４を開閉する重負荷制御回路
１２１の電源を切りＦＥＴ３，４をオフするが、その後
の電源復旧を速める。 【構成】重負荷モードでも軽負荷制御回路１２２を生か
しＦＥＴ５を開閉させて置く。但しＦＥＴ４のオン時に
はインタロック回路１２３を介しＦＥＴ５のオン信号を
無効化してＦＥＴ５をオフに保ち電源短絡を防ぐ。負荷
短絡時、負荷電流検出抵抗１３の電圧を入力する軽負荷
制御回路１２２内の過電流垂下回路が働きＦＥＴ５は電
流を絞ったまま動作を続け、負荷復旧と同時に正常動作
に戻る。
通にし、重負荷モードではＦＥＴ３と４で低損失の同期
整流ＤＣチョッパを構成し、軽負荷モードではＦＥＴ
３，４をオフし、ＦＥＴ５と転流ダイオードで通常のＤ
Ｃチョッパを構成する回路にて、重負荷モードの負荷短
絡時、抵抗１３の負荷電流検出電圧を入力する過電流保
護回路１２４がＦＥＴ３，４を開閉する重負荷制御回路
１２１の電源を切りＦＥＴ３，４をオフするが、その後
の電源復旧を速める。 【構成】重負荷モードでも軽負荷制御回路１２２を生か
しＦＥＴ５を開閉させて置く。但しＦＥＴ４のオン時に
はインタロック回路１２３を介しＦＥＴ５のオン信号を
無効化してＦＥＴ５をオフに保ち電源短絡を防ぐ。負荷
短絡時、負荷電流検出抵抗１３の電圧を入力する軽負荷
制御回路１２２内の過電流垂下回路が働きＦＥＴ５は電
流を絞ったまま動作を続け、負荷復旧と同時に正常動作
に戻る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧が変動するＤＣ電源
から定電圧のＤＣ電源を作り出す、いわゆるＤＣチョッ
パと呼ばれるＤＣ−ＤＣコンバータであって、特にＤＣ
出力平滑用のリアクトルとコンデンサを共通にした２つ
のＤＣチョッパ、即ち転流ダイオードと主スイッチ素子
を持つ軽負荷用のＤＣチョッパ、および転流ダイオード
に並列の転流用のスイッチ素子（同期整流素子）と前記
の主スイッチ素子とは別の主スイッチ素子を持ち、この
新たな２つのスイッチ素子を同期して互いに反転側にオ
ン／オフする同期整流式の重負荷用のＤＣチョッパを備
えた同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
から定電圧のＤＣ電源を作り出す、いわゆるＤＣチョッ
パと呼ばれるＤＣ−ＤＣコンバータであって、特にＤＣ
出力平滑用のリアクトルとコンデンサを共通にした２つ
のＤＣチョッパ、即ち転流ダイオードと主スイッチ素子
を持つ軽負荷用のＤＣチョッパ、および転流ダイオード
に並列の転流用のスイッチ素子（同期整流素子）と前記
の主スイッチ素子とは別の主スイッチ素子を持ち、この
新たな２つのスイッチ素子を同期して互いに反転側にオ
ン／オフする同期整流式の重負荷用のＤＣチョッパを備
えた同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】なお、以下各図において同一の符号は同一
もしくは相当部分を示す。
もしくは相当部分を示す。
【０００３】
【従来の技術】図２は従来のこの種の同期整流ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ（ＤＣチョッパ）の構成例を示す。同図に
おいて１は電圧の変動する直流電源、２は電源電圧の脈
動を抑える電解コンデンサ、３は重負荷モード時の主ス
イッチ素子としてのＮチャネルＦＥＴ、４は重負荷モー
ド時の転流ダイオードに代わるスイッチ素子（同期整流
素子という）としてのｎチャネルＦＥＴ、５は軽負荷モ
ード時の主スイッチ素子としてのＰチャネルＦＥＴ、６
は軽負荷モード時に動作する転流ダイオード（フライホ
イルダイオードともいう）、７は出力電流平滑用のリア
クトル、８は出力電圧平滑用の電解コンデンサ、９，１
０は出力電圧検出用の分圧抵抗、１１は負荷である。ま
た１２Ｌは抵抗９，１０を介して出力電圧を検出し、こ
の出力電圧を一定とするように比較的長い定周期でＦＥ
Ｔ５をオン／オフする軽負荷制御部、１２Ｈは同じく出
力電圧を検出しこの出力電圧を一定とするように比較的
短い定周期でＦＥＴ３，４をオン／オフする重負荷制御
部である。
Ｃコンバータ（ＤＣチョッパ）の構成例を示す。同図に
おいて１は電圧の変動する直流電源、２は電源電圧の脈
動を抑える電解コンデンサ、３は重負荷モード時の主ス
イッチ素子としてのＮチャネルＦＥＴ、４は重負荷モー
ド時の転流ダイオードに代わるスイッチ素子（同期整流
素子という）としてのｎチャネルＦＥＴ、５は軽負荷モ
ード時の主スイッチ素子としてのＰチャネルＦＥＴ、６
は軽負荷モード時に動作する転流ダイオード（フライホ
イルダイオードともいう）、７は出力電流平滑用のリア
クトル、８は出力電圧平滑用の電解コンデンサ、９，１
０は出力電圧検出用の分圧抵抗、１１は負荷である。ま
た１２Ｌは抵抗９，１０を介して出力電圧を検出し、こ
の出力電圧を一定とするように比較的長い定周期でＦＥ
Ｔ５をオン／オフする軽負荷制御部、１２Ｈは同じく出
力電圧を検出しこの出力電圧を一定とするように比較的
短い定周期でＦＥＴ３，４をオン／オフする重負荷制御
部である。
【０００４】この例では、重負荷モードとはポータブル
機器などの動作モードをいい、軽負荷モードとは同じく
待機モードをいう。この待機モードではＤＣ出力は液晶
パネルの表示やメモリ保持等の微小負荷のみに供給され
る。そして重負荷モード，軽負荷モードの別は外部で判
別され、図２では外部信号によって軽負荷制御部１２Ｌ
と重負荷制御部１２Ｈの動作が切換えられる。
機器などの動作モードをいい、軽負荷モードとは同じく
待機モードをいう。この待機モードではＤＣ出力は液晶
パネルの表示やメモリ保持等の微小負荷のみに供給され
る。そして重負荷モード，軽負荷モードの別は外部で判
別され、図２では外部信号によって軽負荷制御部１２Ｌ
と重負荷制御部１２Ｈの動作が切換えられる。
【０００５】軽負荷モードでは重負荷制御部１２Ｈの電
源は切られたまま、軽負荷制御部１２Ｌのみが生かされ
る。従ってＦＥＴ３，ＦＥＴ４は常時オフで、ＦＥＴ５
が軽負荷制御部１２Ｌによって所定周期でオン／オフさ
れる。そしてＦＥＴ５のオフ時にはリアクトル７の電流
は転流ダイオード６によって維持される。周知のように
ＦＥＴ５の出力電圧は次式（１）または（１ａ）で表さ
れる。
源は切られたまま、軽負荷制御部１２Ｌのみが生かされ
る。従ってＦＥＴ３，ＦＥＴ４は常時オフで、ＦＥＴ５
が軽負荷制御部１２Ｌによって所定周期でオン／オフさ
れる。そしてＦＥＴ５のオフ時にはリアクトル７の電流
は転流ダイオード６によって維持される。周知のように
ＦＥＴ５の出力電圧は次式（１）または（１ａ）で表さ
れる。
【０００６】
【数１】 出力電圧（平均値）＝（入力電圧）×（オン時間）／（周期）・・・（１） ＝（入力電圧）×（オン比率） ・・・（１ａ） なおこの例では入力電圧は電源１の電圧であり、オン時
間はＦＥＴ５のオン／オフの１周期中におけるオン時間
である。軽負荷制御部１２Ｌは抵抗９，１０を介し負荷
１１の電圧を検出し、この値を所定値に保つようＦＥＴ
５のオン比率を制御する。この例ではＦＥＴ５の開閉周
期は比較的長く，オン比率は比較的小さい。
間はＦＥＴ５のオン／オフの１周期中におけるオン時間
である。軽負荷制御部１２Ｌは抵抗９，１０を介し負荷
１１の電圧を検出し、この値を所定値に保つようＦＥＴ
５のオン比率を制御する。この例ではＦＥＴ５の開閉周
期は比較的長く，オン比率は比較的小さい。
【０００７】一方、重負荷モードでは軽負荷制御部１２
Ｌの電源は切られ、重負荷制御部１２Ｈのみが生かされ
る。従って、ＦＥＴ５は常時オフで、ＦＥＴ３とＦＥＴ
４が所定周期で交互にオン（つまりＦＥＴ３のオン時に
はＦＥＴ４がオフ、ＦＥＴ３のオフ時にはＦＥＴ４がオ
ン）される。つまりＦＥＴ４は転流ダイオード６と並列
になって転流ダイオードの役割を果たす。この理由は転
流ダイオード６の順電圧降下ＶＦが大きく、重負荷時に
はこの損夫が無視できないので、電圧降下の小さいＦＥ
Ｔ４に転流電流を流しＤＣチョッパの効率を高めるため
である。このようにＦＥＴ４はＦＥＴ３のオン／オフに
同期して夫々オン／オフされるのでこのＤＣチョッパは
同期整流式ＤＣチョッパと呼ばれる。
Ｌの電源は切られ、重負荷制御部１２Ｈのみが生かされ
る。従って、ＦＥＴ５は常時オフで、ＦＥＴ３とＦＥＴ
４が所定周期で交互にオン（つまりＦＥＴ３のオン時に
はＦＥＴ４がオフ、ＦＥＴ３のオフ時にはＦＥＴ４がオ
ン）される。つまりＦＥＴ４は転流ダイオード６と並列
になって転流ダイオードの役割を果たす。この理由は転
流ダイオード６の順電圧降下ＶＦが大きく、重負荷時に
はこの損夫が無視できないので、電圧降下の小さいＦＥ
Ｔ４に転流電流を流しＤＣチョッパの効率を高めるため
である。このようにＦＥＴ４はＦＥＴ３のオン／オフに
同期して夫々オン／オフされるのでこのＤＣチョッパは
同期整流式ＤＣチョッパと呼ばれる。
【０００８】この重負荷モードでもＦＥＴ３の出力電圧
は前記（１）式で表される。そして重負荷制御部１２Ｈ
は抵抗９，１０を介し負荷１１の電圧を検出し、この値
を所定値に保つようにＦＥＴ３のオン比率を制御し、こ
のＦＥＴ３に同期してＦＥＴ４をオン／オフする。ここ
でＦＥＴ３がオン、ＦＥＴ４がオフすると、リアクトル
７を介し出力へ電流が流れる。ただしリアクトル７によ
り電流は徐々に増加する。次にＦＥＴ３がオフ、ＦＥＴ
４がオンすると、リアクトル７に蓄えられたエネルギー
は負荷１１とＦＥＴ４を通し流れ、電流は徐々に減少す
る。この例では、重負荷モードではＦＥＴ３，４の開閉
周期に比較的短かく、ＦＥＴ３のオン比率は比較的大き
い。
は前記（１）式で表される。そして重負荷制御部１２Ｈ
は抵抗９，１０を介し負荷１１の電圧を検出し、この値
を所定値に保つようにＦＥＴ３のオン比率を制御し、こ
のＦＥＴ３に同期してＦＥＴ４をオン／オフする。ここ
でＦＥＴ３がオン、ＦＥＴ４がオフすると、リアクトル
７を介し出力へ電流が流れる。ただしリアクトル７によ
り電流は徐々に増加する。次にＦＥＴ３がオフ、ＦＥＴ
４がオンすると、リアクトル７に蓄えられたエネルギー
は負荷１１とＦＥＴ４を通し流れ、電流は徐々に減少す
る。この例では、重負荷モードではＦＥＴ３，４の開閉
周期に比較的短かく、ＦＥＴ３のオン比率は比較的大き
い。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図２の回路
では外部からの信号入力により軽負荷モード時と重負荷
モード時とで制御部１２Ｌと１２Ｈを完全に切り換えて
いるため、重負荷モード時に瞬時の負荷短絡により、短
絡保護が働くと、重負荷制御部１２Ｈの電源が落とさ
れ、次にバックアップのため軽負荷用ＤＣ値を利用しよ
うとしても軽負荷制御部１２Ｌの電源は切られているの
で、負荷短絡が解除されていても、電源を再起動させな
いと出力が出ないため回復に時間が掛かり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの用途によってはこの図２の方式が使用でき
ないことがあった。そこで本発明はこの問題を解消でき
る同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題
とする。
では外部からの信号入力により軽負荷モード時と重負荷
モード時とで制御部１２Ｌと１２Ｈを完全に切り換えて
いるため、重負荷モード時に瞬時の負荷短絡により、短
絡保護が働くと、重負荷制御部１２Ｈの電源が落とさ
れ、次にバックアップのため軽負荷用ＤＣ値を利用しよ
うとしても軽負荷制御部１２Ｌの電源は切られているの
で、負荷短絡が解除されていても、電源を再起動させな
いと出力が出ないため回復に時間が掛かり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの用途によってはこの図２の方式が使用でき
ないことがあった。そこで本発明はこの問題を解消でき
る同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課題
とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、請求項１の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータは、平
滑リアクトル（７など）と負荷（１１など）との直列回
路に直列に、負荷へ給電する極性に設けた第１のスイッ
チ素子（軽負荷用主スイッチ素子５など）を介して直流
電源（１など）を接続し、負荷と並列に平滑コンデンサ
（８など）を接続し、前記平滑リアクトルと負荷との直
列回路に並列に、平滑リアクトルの電流を維持する極性
にダイオード（転流ダイオード６など）を接続し、第１
のスイッチ素子と並列に同じ通電極性に第２のスイッチ
素子（重負荷用主スイッチ素子３など）を接続し、かつ
前記ダイオードと並列に同じ通電極性に第３のスイッチ
素子（重負荷用同期整流素子４など）を接続してなり、
負荷の電圧を検出する手段（抵抗９，１０など）、前記
電圧検出手段によって検出された負荷電圧を所定値に保
つように、第１の所定周期で第１のスイッチ素子をオン
／オフ駆動制御する第１の制御手段（軽負荷制御回路１
２２など）、前記電圧検出手段によって検出された負荷
電圧を所定値に保つように、第２の所定周期で第２およ
び第３のスイッチ素子を、前者をオンするときは後者を
オフに、前者をオフするときは後者をオンに、同期して
オン／オフ駆動制御する第２の制御手段（重負荷制御回
路１２１など）を備えた同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、軽負荷モード，重負荷モードの別を指定する
外部信号に基づいて、軽負荷モードでは第１の制御手段
を作動させ、重負荷モードでは第１および第２の制御手
段を作動させる手段（制御部１２０など）と、第２の制
御手段が第３のスイッチ素子をオンする期間、第１の制
御手段が第１のスイッチ素子をオンする信号を無効化す
る手段（インタロック回路１２３など）とを備えたもの
とする。
めに、請求項１の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータは、平
滑リアクトル（７など）と負荷（１１など）との直列回
路に直列に、負荷へ給電する極性に設けた第１のスイッ
チ素子（軽負荷用主スイッチ素子５など）を介して直流
電源（１など）を接続し、負荷と並列に平滑コンデンサ
（８など）を接続し、前記平滑リアクトルと負荷との直
列回路に並列に、平滑リアクトルの電流を維持する極性
にダイオード（転流ダイオード６など）を接続し、第１
のスイッチ素子と並列に同じ通電極性に第２のスイッチ
素子（重負荷用主スイッチ素子３など）を接続し、かつ
前記ダイオードと並列に同じ通電極性に第３のスイッチ
素子（重負荷用同期整流素子４など）を接続してなり、
負荷の電圧を検出する手段（抵抗９，１０など）、前記
電圧検出手段によって検出された負荷電圧を所定値に保
つように、第１の所定周期で第１のスイッチ素子をオン
／オフ駆動制御する第１の制御手段（軽負荷制御回路１
２２など）、前記電圧検出手段によって検出された負荷
電圧を所定値に保つように、第２の所定周期で第２およ
び第３のスイッチ素子を、前者をオンするときは後者を
オフに、前者をオフするときは後者をオンに、同期して
オン／オフ駆動制御する第２の制御手段（重負荷制御回
路１２１など）を備えた同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、軽負荷モード，重負荷モードの別を指定する
外部信号に基づいて、軽負荷モードでは第１の制御手段
を作動させ、重負荷モードでは第１および第２の制御手
段を作動させる手段（制御部１２０など）と、第２の制
御手段が第３のスイッチ素子をオンする期間、第１の制
御手段が第１のスイッチ素子をオンする信号を無効化す
る手段（インタロック回路１２３など）とを備えたもの
とする。
【００１１】また、請求項２の同期整流ＤＣ−ＤＣコン
バータは、請求項１に記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、負荷の電流を検出する手段（負荷電流検
出抵抗１３など）と、重負荷モードにおいてこの電流検
出手段によって検出された負荷電流が所定値を越えたと
きは少なくとも第２の制御手段から第２，第３のスイッ
チ素子に与えられるオン信号を無効化する手段（過電流
保護回路１２４など）とを備えたものとする。
バータは、請求項１に記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、負荷の電流を検出する手段（負荷電流検
出抵抗１３など）と、重負荷モードにおいてこの電流検
出手段によって検出された負荷電流が所定値を越えたと
きは少なくとも第２の制御手段から第２，第３のスイッ
チ素子に与えられるオン信号を無効化する手段（過電流
保護回路１２４など）とを備えたものとする。
【００１２】また請求項３の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、請求項２記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記オン信号の無効化手段は第２の制御手
段の電源をしゃ断するものであるようにする。また請求
項４の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータでは、請求項２ま
たは３に記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、第１の制御手段は前記負荷電流が所定値を越えたと
きは、第１のスイッチ素子のオン比率を下げ負荷電流を
垂下させる手段（過電流垂下回路など）を備えたもので
あるようにする。
ータでは、請求項２記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記オン信号の無効化手段は第２の制御手
段の電源をしゃ断するものであるようにする。また請求
項４の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータでは、請求項２ま
たは３に記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、第１の制御手段は前記負荷電流が所定値を越えたと
きは、第１のスイッチ素子のオン比率を下げ負荷電流を
垂下させる手段（過電流垂下回路など）を備えたもので
あるようにする。
【００１３】
【作用】重負荷用スイッチング回路の短絡保護は重負荷
制御回路の電源をラッチ動作で落とすのに対して、軽負
荷用スイッチング回路の短絡保護は軽負荷制御回路の電
源を落とさず、この軽負荷制御回路内の過電流垂下回路
で電流を制限する。そして重負荷用スイッチング回路が
動作している時も、軽負荷用スイッチング回路を常にに
動作させておき、但し重負荷用の同期整流素子（つまり
ＦＥＴ４）がオン期間のタイミングには強制的に軽負荷
用の主スイッチ素子（つまりＦＥＴ５）はオフする様に
インタロックをかける。
制御回路の電源をラッチ動作で落とすのに対して、軽負
荷用スイッチング回路の短絡保護は軽負荷制御回路の電
源を落とさず、この軽負荷制御回路内の過電流垂下回路
で電流を制限する。そして重負荷用スイッチング回路が
動作している時も、軽負荷用スイッチング回路を常にに
動作させておき、但し重負荷用の同期整流素子（つまり
ＦＥＴ４）がオン期間のタイミングには強制的に軽負荷
用の主スイッチ素子（つまりＦＥＴ５）はオフする様に
インタロックをかける。
【００１４】これにより重負荷モードの時に負荷が瞬時
ショートを起こして、短絡保護が働いて重負荷用スイッ
チング回路が停止してしまっても、瞬時に軽負荷用の回
路が働きスイッチングを開始するため、バッアップに必
要な電力は供給できる。また、同期整流素子ＦＥＴ４が
オンの時は、軽負荷用主スイッチ素子ＦＥＴ５がオンす
ることがないため、入力−グランド間の短絡電流が流れ
ることがない。
ショートを起こして、短絡保護が働いて重負荷用スイッ
チング回路が停止してしまっても、瞬時に軽負荷用の回
路が働きスイッチングを開始するため、バッアップに必
要な電力は供給できる。また、同期整流素子ＦＥＴ４が
オンの時は、軽負荷用主スイッチ素子ＦＥＴ５がオンす
ることがないため、入力−グランド間の短絡電流が流れ
ることがない。
【００１５】
【実施例】図１は本発明の一実施例としての回路構成を
示し、この図は図２に対応する。図１において１３は負
荷電流検出抵抗、１２０は新たな制御部である。また制
御部１２０内において、１２１はＦＥＴ３，４おオン／
オフを制御する重負荷制御回路、１２２はＦＥＴ５のオ
ン／オフを制御する軽負荷制御回路、１２３は後述のイ
ンタロック回路、１２４は同じく後述の過電流保護回路
である。なお出力電圧検出用分圧抵抗９，１０の検出電
圧は重負荷制御回路１２１および軽負荷制御回路１２２
に入力される。また負荷電流検出抵抗１３の検出電圧は
過電流保護回路１２４および軽負荷制御回路に入力され
る。
示し、この図は図２に対応する。図１において１３は負
荷電流検出抵抗、１２０は新たな制御部である。また制
御部１２０内において、１２１はＦＥＴ３，４おオン／
オフを制御する重負荷制御回路、１２２はＦＥＴ５のオ
ン／オフを制御する軽負荷制御回路、１２３は後述のイ
ンタロック回路、１２４は同じく後述の過電流保護回路
である。なお出力電圧検出用分圧抵抗９，１０の検出電
圧は重負荷制御回路１２１および軽負荷制御回路１２２
に入力される。また負荷電流検出抵抗１３の検出電圧は
過電流保護回路１２４および軽負荷制御回路に入力され
る。
【００１６】軽負荷モードでは重負荷制御回路１２１の
電源は外部信号によって切られ、ＦＥＴ３，４はオンす
る信号が無く、オフに保たれる。他方、軽負荷制御回路
１２２は生かされ、抵抗９，１０によって検出された負
荷１１の電圧を所定値に保つようにＦＥＴ５を所定周波
数でオン／オフ制御する。次に重負荷モードでは外部信
号によって軽負荷制御回路１２２は生かされたまま、し
たがってＦＥＴ５は動作のまま重負荷制御回路１２１の
電源が生かされる。そこで重負荷制御回路１２１は抵抗
９，１０によって検出された負荷電圧を所定値に保つよ
う同期整流方式で、この例ではＦＥＴ５とは異なる所定
周波数でＦＥＴ３，４をオン／オフ制御する。ここでイ
ンタロック回路１２３は重負荷制御回路１２１によるＦ
ＥＴ４のオンのタイミングを検出し、ＦＥＴ４のオン期
間中、軽負荷制御回路１２２からのＦＥＴ５のオン信号
を無効として強制的にＦＥＴ５をオフするようにインタ
ロックを行い、電源短絡を防ぐ。
電源は外部信号によって切られ、ＦＥＴ３，４はオンす
る信号が無く、オフに保たれる。他方、軽負荷制御回路
１２２は生かされ、抵抗９，１０によって検出された負
荷１１の電圧を所定値に保つようにＦＥＴ５を所定周波
数でオン／オフ制御する。次に重負荷モードでは外部信
号によって軽負荷制御回路１２２は生かされたまま、し
たがってＦＥＴ５は動作のまま重負荷制御回路１２１の
電源が生かされる。そこで重負荷制御回路１２１は抵抗
９，１０によって検出された負荷電圧を所定値に保つよ
う同期整流方式で、この例ではＦＥＴ５とは異なる所定
周波数でＦＥＴ３，４をオン／オフ制御する。ここでイ
ンタロック回路１２３は重負荷制御回路１２１によるＦ
ＥＴ４のオンのタイミングを検出し、ＦＥＴ４のオン期
間中、軽負荷制御回路１２２からのＦＥＴ５のオン信号
を無効として強制的にＦＥＴ５をオフするようにインタ
ロックを行い、電源短絡を防ぐ。
【００１７】なおこの重負荷モードでは。ＮチャネルＦ
ＥＴ３のオン時にＰチャネルＦＥＴ５がオフするタイミ
ングと、オンするタイミングとが存在する。後者のタイ
ミングつまりＦＥＴ３，５が共にオンする場合、Ｎチャ
ネルＦＥＴ３のオン抵抗がＰチャネルＦＥＴ５のオン抵
抗より低く、電流はＮチャネルＦＥＴ３を流れるためＦ
ＥＴ５のオン影響は表れない。
ＥＴ３のオン時にＰチャネルＦＥＴ５がオフするタイミ
ングと、オンするタイミングとが存在する。後者のタイ
ミングつまりＦＥＴ３，５が共にオンする場合、Ｎチャ
ネルＦＥＴ３のオン抵抗がＰチャネルＦＥＴ５のオン抵
抗より低く、電流はＮチャネルＦＥＴ３を流れるためＦ
ＥＴ５のオン影響は表れない。
【００１８】この重負荷モードで負荷１１が短絡する
と、制御部１２０内の過電流保護回路１２４は、負荷電
流検出抵抗１３の電圧が所定値を越えたことからこの短
絡を知り、重負荷制御回路１２１の電源を切ってＦＥＴ
３，４をオフする。しかし軽負荷制御回路１２２はその
まま生かされる。但しこのとき軽負荷制御回路１２２に
も負荷電流検出抵抗１３の電圧が入力されているので、
この軽負荷制御回路１２２内の図外の過電流垂下回路が
働き、ＦＥＴ５のオン比率を下げ出力電圧下降（垂下）
させて負荷電流を所定値に制限する。しかし負荷が復帰
すると直ちに軽負荷制御回路１２２は正常時の動作に戻
り、出力電圧を復帰する。
と、制御部１２０内の過電流保護回路１２４は、負荷電
流検出抵抗１３の電圧が所定値を越えたことからこの短
絡を知り、重負荷制御回路１２１の電源を切ってＦＥＴ
３，４をオフする。しかし軽負荷制御回路１２２はその
まま生かされる。但しこのとき軽負荷制御回路１２２に
も負荷電流検出抵抗１３の電圧が入力されているので、
この軽負荷制御回路１２２内の図外の過電流垂下回路が
働き、ＦＥＴ５のオン比率を下げ出力電圧下降（垂下）
させて負荷電流を所定値に制限する。しかし負荷が復帰
すると直ちに軽負荷制御回路１２２は正常時の動作に戻
り、出力電圧を復帰する。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、重負荷モードで同期整
流素子ＦＥＴ４の導通時のみ、軽負荷用主スイッチ素子
ＦＥＴ５をインタロック回路１２３を介し強制的にオフ
するのみで、重負荷モード，軽負荷モードにかからわず
過電流垂下回路を持つ軽負荷制御回路１２２を生かすよ
うにしたので、重負荷モードの負荷短絡時に、過電流保
護回路１２４によって重負荷制御回路１２１の電源が切
られても、負荷回復と共に直ちに軽負荷用の出力電源が
立上がり、バックアップに必要な電力を供給することが
できる。
流素子ＦＥＴ４の導通時のみ、軽負荷用主スイッチ素子
ＦＥＴ５をインタロック回路１２３を介し強制的にオフ
するのみで、重負荷モード，軽負荷モードにかからわず
過電流垂下回路を持つ軽負荷制御回路１２２を生かすよ
うにしたので、重負荷モードの負荷短絡時に、過電流保
護回路１２４によって重負荷制御回路１２１の電源が切
られても、負荷回復と共に直ちに軽負荷用の出力電源が
立上がり、バックアップに必要な電力を供給することが
できる。
【図１】本発明の一実施例としての回路図
【図２】図１に対応する従来の回路図
１ 直流電源 ２ 電解コンデンサ ３ 重負荷用主スイッチ素子（ＮチャネルＦＥＴ） ４ 重負荷用同期整流素子（ｎチャネルＦＥＴ） ５ 軽負荷用主スイッチ素子（ＰチャネルＦＥＴ） ６ 転流ダイオード ７ 平滑リアクトル ８ 平滑コンデンサ ９，１０ 出力電圧検出用分圧抵抗 １１ 負荷 １３ 負荷電流検出抵抗 １２０ 制御部 １２１ 重負荷制御回路 １２２ 軽負荷制御回路 １２３ インタロック回路 １２４ 過電流保護回路
Claims (4)
- 【請求項１】平滑リアクトルと負荷との直列回路に直列
に、負荷へ給電する極性に設けた第１のスイッチ素子を
介して直流電源を接続し、 負荷と並列に平滑コンデンサを接続し、 前記平滑リアクトルと負荷との直列回路に並列に、平滑
リアクトルの電流を維持する極性にダイオードを接続
し、 第１のスイッチ素子と並列に同じ通電極性に第２のスイ
ッチ素子を接続し、かつ前記ダイオードと並列に同じ通
電極性に第３のスイッチ素子を接続してなり、 負荷の電圧を検出する手段、 前記電圧検出手段によって検出された負荷電圧を所定値
に保つように、第１の所定周期で第１のスイッチ素子を
オン／オフ駆動制御する第１の制御手段、 前記電圧検出手段によって検出された負荷電圧を所定値
に保つように、第２の所定周期で第２および第３のスイ
ッチ素子を、前者をオンするときは後者をオフに、前者
をオフするときは後者をオンに、同期してオン／オフ駆
動制御する第２の制御手段を備えた同期整流ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 軽負荷モード，重負荷モードの別を指定する外部信号に
基づいて、軽負荷モードでは第１の制御手段を作動さ
せ、重負荷モードでは第１および第２の制御手段を作動
させる手段と、 第２の制御手段が第３のスイッチ素子をオンする期間、
第１の制御手段が第１のスイッチ素子をオンする信号を
無効化する手段とを備えたことを特徴とする同期整流Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】請求項１に記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、 負荷の電流を検出する手段と、 重負荷モードにおいてこの電流検出手段によって検出さ
れた負荷電流が所定値を越えたときは少なくとも第２の
制御手段から第２，第３のスイッチ素子に与えられるオ
ン信号を無効化する手段とを備えたことを特徴とする同
期整流ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】請求項２記載の同期整流ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記オン信号の無効化手段は第２の制御手段の電源をし
ゃ断するものであることを特徴とする同期整流ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項４】請求項２または３に記載の同期整流ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 第１の制御手段は前記負荷電流が所定値を越えたとき
は、第１のスイッチ素子のオン比率を下げ負荷電流を垂
下させる手段を備えたことを特徴とする同期整流ＤＣ−
ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010726A JPH07222438A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 同期整流ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6010726A JPH07222438A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 同期整流ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222438A true JPH07222438A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=11758303
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6010726A Pending JPH07222438A (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 同期整流ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07222438A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5731731A (en) * | 1995-05-30 | 1998-03-24 | Linear Technology Corporation | High efficiency switching regulator with adaptive drive output circuit |
| US6320359B1 (en) | 2000-02-24 | 2001-11-20 | Fujitsu Limited | DC-DC converter and controller for detecting a malfunction therein |
| WO2001099265A1 (en) * | 2000-06-22 | 2001-12-27 | Intel Corporation | Dual drive buck regulator |
| US6911806B2 (en) | 1995-11-28 | 2005-06-28 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon |
| JP2006296186A (ja) * | 2005-03-18 | 2006-10-26 | Fujitsu Ltd | スイッチングコンバータ |
| JP2008130950A (ja) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Denso Corp | 半導体装置 |
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| US8716995B2 (en) | 2010-11-24 | 2014-05-06 | Rohm Co., Ltd. | Control circuit for switching power supply |
| JP2014131374A (ja) * | 2012-12-28 | 2014-07-10 | Ntt Facilities Inc | 系統接続制御装置 |
| US8912777B2 (en) | 2011-08-18 | 2014-12-16 | Rohm Co., Ltd. | Control circuit and control method for switching power supply, and switching power supply and electronic apparatus using control circuit and control method |
| JP2019083609A (ja) * | 2017-10-30 | 2019-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及びロボット制御装置 |
-
1994
- 1994-02-02 JP JP6010726A patent/JPH07222438A/ja active Pending
Cited By (13)
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