JPH07327056A

JPH07327056A - 周波数変調装置

Info

Publication number: JPH07327056A
Application number: JP6118866A
Authority: JP
Inventors: Shinji Sumiyama; 信二角山; Atsushi Iwata; 穆岩田
Original assignee: N T T LEASE KK
Current assignee: N T T LEASE KK
Priority date: 1994-05-31
Filing date: 1994-05-31
Publication date: 1995-12-12

Abstract

(57)【要約】【目的】情報を帯域圧縮し、搬送波周波数帯域あたり
の情報伝送ビットレートを向上させる手段を簡単でＬＳ
Ｉ化に適した回路により実現する。【構成】アナログ信号または低速パルス信号をパルス
密度変調信号に変換する。このパルス密度変調信号によ
り周波数変調を行う。【効果】小型化、経済化、低電力化が実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は無線通信に利用する。本
発明は、単一のあるいは多重化されたアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換して行う通信、もしくは入力ディジ
タル信号をさらに高速のディジタル信号に変換して行う
通信に利用する。本発明は装置の簡単化、小型化および
低電力化に利用する。本発明は集積回路を用いる装置に
利用するに適する。

【０００２】

【従来の技術】現在主流となっている携帯電話の伝送回
路には、主にアナログ周波数変調方式が採用されてい
る。これは、送信する音声その他のアナログ信号をその
ままアナログ回路によりフィルタリングし、搬送波を変
調して送信するものである。図１９にこの従来例装置を
第一の従来例装置として示す。

【０００３】一方、ディジタル技術による伝送回路があ
る。ディジタル方式の携帯電話では音声をリニアＰＣＭ
(Pulse Code Modulation) 信号にアナログ・ディジタル
変換（以下、ＡＤ変換という）した後、ディジタル処理
でビットレートを圧縮して位相変調を施して送信する。
図２０にこの従来例装置を第二の従来例装置として示
す。ＡＤ変換には種々の方式があるが、ΔΣＡＤ変換器
（入力信号をパルス密度変調信号に変換する変換器）は
ＬＳＩ化に適した方式として広く知られている。量子化
は１ビットの低分解能で量子化するが、通常のサンプリ
ング周波数が信号帯域の２倍であるのに比べ、１００倍
以上高い周波数でサンプリングし（オーバサンプリン
グ）、かつ量子化ループの積分器の周波数特性により量
子化雑音を信号帯域より高周波にノイズシェービングす
ることにより信号帯域での６０ｄＢ以上の高いＳＮ比を
実現している。ΔΣＡＤ変換器の出力はパルス密度変調
（ＰＤＭ：Pluse Density Modulation) 信号であり、１
ビット単位のパルス列（ビットストリーム）である。

【０００４】また、他のディジタル方式として、ディジ
タルコードレス電話では音声をＡＤＰＣＭ(Adaptive De
lta Pulse Code Modulation)方式のＡＤ変換器で３２kb
psのディジタルＰＣＭ信号に変換した後、ＱＰＳＫ方式
でキャリアに変調をかけて送信する方式がしられてい
る。これを図２１にこの第三の従来例装置として示す。
この第三の従来例装置は、第二の従来例装置に比較して
回路が簡単でＬＳＩの規模も小さく、電力、コストの面
で有利である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】第一の従来例装置は、
すでに成熟したアナログ無線技術を用いているが、この
アナログ技術は回路をＬＳＩ化するのに適さない。この
回路ではしばしば容量の大きいコンデンサやコイルが必
要となる。回路をディジタルシグナルプロセッサ（以
下、ＤＳＰという）およびソフトウエアで実現すること
ができない。すなわち、最近進歩の著しいＬＳＩ技術に
よる装置の小型化、低電力化、経済化に向かない。さら
に、アナログ回路は安定性や精度を確保するのが難しい
ので、量産設計としては余裕を設けておくことが必要で
あり、伝送効率や耐雑音性を向上させるには限界があ
る。また、複雑な処理を実現することが難しいので、秘
話性を高めることにも限界がある。

【０００６】第二の従来例装置は、高周波の雑音を多く
含むのでこれをディジタルフィルタで除去すると同時に
通常のＰＣＭ信号に変換する必要がある。このディジタ
ルフィルタには大規模な論理回路が必要である。さらに
このＰＣＭ信号をＤＳＰを用いて６４kbpsから８kbpsに
ビットレートを圧縮してＱＰＳＫ方式でキャリアに変調
をかけて送信するものが知られているが、ディジタル処
理による帯域圧縮には周波数領域と時間領域の処理を併
用した高度なアルゴリズムが必要である。これを実行す
るには極めて高い処理能力と大容量のメモリを持ったＤ
ＳＰが必要とされる。最新のＶＬＳＩ技術で実現可能で
はあるが、消費電力やコストの面で十分とはいえない。

【０００７】第三の従来例装置は変調信号の帯域が広い
ため変調された送信信号のスペクトルの拡がりが大き
く、電波の帯域を効率的に利用した通信ができない。

【０００８】これら従来例装置では、変調信号入力は音
声入力を想定したものであって、ディジタル信号、画像
信号、音声信号、その他が複合多重されたマルチメディ
ア信号とするにはかなり高速のクロック信号周波数ある
いは搬送波周波数を設定しなければならない。

【０００９】これら従来例装置では、無線通信網を形成
するにはそれに見合う周波数割当てを得る必要がある。
近年、スペクトラム拡散通信が研究され、送信信号のス
ペクトラムをきわめて広い周波数に分布させて、送信出
力を微弱電波とすることにより周波数割当てを得る必要
がない通信方式が実現できるようになった。

【００１０】本発明は、このような背景に行われたもの
であって、携帯電話、無線ＬＡＮ（ローカル・エリア・
ネットワーク）などのマルチメディア信号に適する無線
通信用の周波数変調装置を提供することを目的とする。
本発明は、情報を帯域圧縮して電波の有効利用をはかる
周波数変調装置を提供することを目的とする。本発明は
ＬＳＩ化に適した回路により実現し、小型化、経済化、
低電力化を可能とする周波数変調装置を提供することを
目的とする。本発明は、ディジタル・シグナル・プロセ
ッサ（ＤＳＰ）およびソフトウエアにより回路を実現す
ることができる周波数変調装置を提供することを目的と
する。さらに本発明は、無線周波数割当てを不要とする
スペクトラム拡散通信に適する周波数変調装置を提供す
ることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明はＰＤＭ信号をい
ったんＰＣＭ信号に変換することなく、そのまま帯域圧
縮して周波数変調器の変調入力に与えることを特徴とす
る。すなわち、本発明は送信すべき入力信号をパルス密
度変調信号に変換するＰＤＭ変調器と、このパルス密度
変調信号のパルス毎に論理値が転換する二値信号を発生
するエンコーダとを備え、この二値信号を周波数変調器
の入力とすることを特徴とする周波数変調装置である。

【００１２】前記ＰＤＭ変調器は、その出力パルス幅を
１クロック周期に制限する手段を有することが望まし
い。

【００１３】前記エンコーダの出力二値信号が前記周波
数変調器に供給される通路に低域濾波器が挿入されるこ
とが望ましい。

【００１４】前記低域濾波器は、１次積分回路であるこ
とが望ましい。

【００１５】前記周波数変調器は、周波数ホッピング形
スペクトラム拡散通信用の変調器であることが望まし
い。

【００１６】前記低域濾波器は、ホッピングされた周波
数が相互に干渉しない程度の制限帯域幅を有することが
望ましい。

【００１７】前記周波数変調器は、前記二値信号により
スペクトラム拡散通信用送信信号を発生する程度に高い
変調指数を有することが望ましい。

【００１８】

【作用】送信すべき入力信号はアナログ信号またはディ
ジタル信号である。この入力信号をパルス密度変調信号
に変換する。このパルス密度変調信号を周波数変調入力
とするが、このときパルス密度変調信号のパルス毎に論
理値が転換する二値信号を発生するエンコーダにより２
分周する。これを周波数変調入力とする。これにより、
冗長度が小さい周波数変調された送信信号を得る。

【００１９】パルス密度変調信号のパルス幅を一定値に
成形することにより、エンコーダが簡単化される。

【００２０】パルス密度変調信号を低域濾波器に通すこ
とにより、周波数変調された送信信号の余分な帯域を制
限することができる。周波数の高い成分ほど振幅が小さ
くなるので高周波の雑音が抑圧されＳＮ比が確保され
る。さらに、変調信号の帯域を制限することができる。
この低域濾波器を１次積分回路とすることにより周波数
変調入力として最も理想的な波形を得ることができる。

【００２１】本発明の回路では、回路を通過する信号は
ディジタル信号またはアナログ信号であっても一定の振
幅を往復する限られた波形の信号である。したがって、
簡単な回路によりＬＳＩ化でき、回路を小型化、経済
化、低電力化することができる。

【００２２】本発明の回路では、周波数変調器の変調指
数を大きくする、すなわち深い変調を施すことにより、
そのままスペクトラム拡散通信用の周波数変調信号を生
成することができる。疑似雑音（ＰＮ）発生回路を不要
とするスペクトラム拡散通信用の周波数変調装置が得ら
れる。

【００２３】また、本発明の回路では変調信号の周波数
帯域が限定されているから周波数ホッピングを行っても
ホッピング周波数間の相互干渉を小さくすることができ
る。

【００２４】

【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。

【００２５】本発明は、送信すべき入力信号をパルス密
度変調信号に変換するＰＤＭ変調器としてのΔΣＡＤ変
換器１と、このパルス密度変調信号のパルス毎に論理値
が転換する二値信号を発生するエンコーダ４とを備え、
この二値信号を周波数変調器２の入力とすることを特徴
とする周波数変調装置である。

【００２６】ΔΣＡＤ変換器１は出力のパルス幅を一定
に成形する手段を有している。

【００２７】エンコーダ４の出力二値信号が周波数変調
器２に供給される通路に低域濾波器５が挿入されてい
る。

【００２８】次に、本発明実施例の動作を説明する。本
発明実施例装置の動作上の特徴はΔΣＡＤ変換器１の出
力するＰＤＭ信号（ビットストリーム）をＰＣＭ信号に
変換しないで、そのまま帯域圧縮して周波数変調器２に
入力するところにある。

【００２９】ΔΣＡＤ変換器１の出力パルス幅はサンプ
リング周期の一周期分（１Ｔ：Ｔ＝１／ｆｓ：ｆｓはフ
ルスケール）に制限され、制限以前のＰＤＭ信号のパル
ス幅はｎＴ（ｎは整数）であるが、パルス幅が１Ｔに制
限されていれば、トリガフリップフロップなどで簡単に
差動エンコードが可能になる。

【００３０】図２に各部の波形を示す。図３には各部の
周波数スペクトルの概略を示す。図２は各部の波形を示
す図である。図３は各部の周波数スペクトルの概略を示
す図である。図２（ａ）に示すように、ΔΣＡＤ変換器
１によりサンプリング周期１Ｔに制限されたパルス密度
変調信号が生成される。図２（ｂ）に示す差動エンコー
ド出力信号の帯域はサンプリング周波数の１／４（ｆｓ
／４）に制限されている。この処理により信号の情報を
失わないで高周波の雑音を抑圧することができる。図２
（ｃ）に示すように、この差動エンコードされた１ビッ
トのディジタル信号（ビットストリーム）を低域濾波器
５により帯域制限する。

【００３１】図３に示すように、低域濾波器５により周
波数の高い成分ほど振幅が小さくなるので高周波の雑音
がさらに抑圧される。これにより、信号のＳＮ比を確保
するとともに、変調信号の帯域を制限することができ
る。実験によれば、帯域をサンプリング周波数の１／８
程度にしても、伝送の品質は十分に確保できる。

【００３２】この差動エンコードされたビットストリー
ム信号をそのまま（ＰＣＭ信号に変換しないで）低域濾
波器５をとおして周波数変調器２に入力し、その変調出
力を送信部３により送信する。ＦＭ変調波の電力スペク
トルを図４に示す。図４はＦＭ変調波の電力スペクトル
を示す図である。図４（ａ）に示すように、通常の方形
波パルスでＦＭ変調すると、変調されたＦＭ信号のスペ
クトルには基本波帯域に対応したメインロープの外にサ
イドロープが生じる。このために広い伝送帯域が必要で
ある。

【００３３】本発明では、図４（ｂ）に示すように、送
信するパルスを低域濾波器５で帯域制限することにより
高調波の高周波成分の振幅を減少させて、周波数変調に
おける周波数偏移を減少させる。その結果、そのサイド
ローブは低周波の主スペクトルの中に収まるのでサイド
ローブのないＦＭ変調波を得ることができる。これは、
ＧＭＳＫ(Gaussian filtered Minimum Shiftkeying) や
ＴＦＭ(Tamed FM)と等価なものとなる。したがって、隣
のチャネルの信号への干渉、洩話をなくすることができ
る。また、チャネル当たりの電波の占有帯域幅（あるい
はチャネル間隔）を縮小させることができる。

【００３４】特にスプレッドスペクトラム方式には複数
のチャネルの周波数にホッピングする方式があるが、こ
の方式に適用すると効果的なチャネル配置が可能にな
る。周波数変調波の帯域はｆｓ／４以下に制限されてい
るので、スプレッドスペクトラム変調におけるホッピン
グ周波数はチャネルを効率的に設定することができる。
周波数変調波の帯域３２ｋＨｚであれば電波の帯域１Ｍ
Ｈｚのとき、６４ｋＨｚ間隔に１５個の周波数チャネル
を配置することができる。

【００３５】本発明ではΔΣＡＤ変換器１によって得ら
れるＰＤＭ信号のもつランダムな雑音成分を利用してＦ
Ｍ変調された信号のスペクトルを拡散させることができ
る。通常のスプレッドスペクトラム方式では専用の回路
を設けて擬似ランダム雑音（ＰＮ）を発生させてこれを
信号に重畳してスペクトルを広げているので回路規模が
増加するが、本発明ではこれと等価なスペクトル拡散処
理を、特別の回路の追加なしに簡単に実現できる。拡散
の程度はＦＭ変調指数を上昇させるほどスペクトルが広
がることになる。

【００３６】次に、本発明実施例装置の送信信号を受信
する回路の構成例を図５に示す。図５は受信回路の構成
例のブロック構成図である。まず周波数変調信号をＦＭ
検波器５０により検波し、それを低域濾波器５と逆の周
波数特性をもつ逆フィルタ５１で等価したのち、比較器
５２でパルス再生し、差動デコーダ５３により差動デコ
ードすることにより、送信したＰＤＭ信号を再生するこ
とができる。このＰＤＭ信号は簡単な低域濾波器５５で
アナログ信号に変換できる。

【００３７】次に、図６および図７を参照してサンプリ
ング回路６を含むΔΣＡＤ変換器１を説明する。図６は
ΔΣＡＤ変換器１のブロック構成図である。図７はΔΣ
ＡＤ変換器１の特性を示す図である。入力信号をコンデ
ンサを通過させて直流成分を除き、オフセット電圧（−
０．５Ｖ）を加えることにより積分器のダイナミックレ
ンジの下半分を使うように設定する。まず、積分器１０
の時定数がきわめて小さい（すなわち積分作用がない）
と考えると、積分器１１は入力信号を積分することによ
り出力積分電圧が比較器１２の比較値に達すると、出力
に信号を送出する。

【００３８】この出力信号はＤ形フリップフロップ１３
に入力すると、サンプリングクロック信号に同期してパ
ルス“１”を送出する。このパルスは加算器にフィード
バックされて積分器１１の入力が遮断される。これによ
り積分器１１の出力は消滅する。すなわち、この動作に
より比較器１２にその前のクロック信号のタイミングか
ら今回のクロック信号のタイミングまで持続する１個の
パルスが出力に送出されたことになる。つまり１個のパ
ルスの持続時間はクロック信号の周期に等しい。

【００３９】ここで、入力信号のレベルが高いとこの動
作はひんぱんに繰り返される。入力信号のレベルが低い
とこの動作は間欠的である。つまり出力には一定パルス
幅のパルス密度変調信号が送出されることになる。

【００４０】そこで積分器１０の時定数が大きいと、積
分器１１とともに２段積分回路を構成し、周波数特性が
高くなるにしたがって１２ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する
ことになる。この構成により入力信号に対する反応が高
速化する。

【００４１】図７はこの特性を説明するものであって、
入力信号のレベルが高いときには、パルスがひんぱん
に、つまり最大デューティ５０％のパルス密度変調信号
が送出される。入力信号レベルが低いときには、最小デ
ューティ１０％のパルス密度変調信号が送出されるよう
に回路定数を設定しておく。その中間ではその中間のデ
ューティのパルス密度変調信号が送出される。

【００４２】図８は上記説明の回路の具体的な構成図で
ある。Ｄ形フリップフロップ１３の出力は破線で囲む回
路２０に構成された一対のトランジスタスイッチのゲー
ト入力に接続される。この一対のトランジスタスイッチ
は一方がＰ形で他方がＮ形である。したがって、一方が
閉成状態のときに他方は開放状態である。一方のドレイ
ンには負電位が印加され、他方のドレインには正電位が
印加されている。しかも、それぞれのソース電極に接続
された抵抗器ＲＮおよびＲＰはその抵抗値が等しくな
い。したがって、上述のバイアス電圧に相当する電圧を
常に印加し、さらにＤ形フリップフロップからの負帰還
パルスを積分器１１の入力に与えている。図９は上記説
明の回路の別の具体的な構成図である。この回路は図８
で説明した回路の抵抗器の部分をスイッチド・キャパシ
タにより実現したものである。すなわち、抵抗器により
制限されて供給される電流と同等の電流をキャパシタに
よりその接続されている時間を制御することによって与
えるように構成したものである。キャパシタＣＰおよび
ＣＮはここではアンバランスに設定されると、スイッチ
タイミングを共通にして、図８の例で抵抗器ＲＰおよび
ＲＮをアンバランスとしたと同等の作用がある。図９の
回路は、スイッチ回路すなわち電界効果トランジスタ
と、小容量のコンデンサで実現することができるから、
集積回路で構成するにきわめて好適である。抵抗器がな
いから発熱することがなく、集積度を高くすることがで
きる。

【００４３】次に、エンコーダ４を図１０および図１１
を参照して説明する。図１０はエンコーダ４のブロック
構成図とその入出力信号波形を示す図である。図１１は
エンコーダ４による信号帯域圧縮を示す図である。図１
０（ａ）に示すエンコーダ４にパルス幅１ＴのＰＤＭ信
号が入力されると、図１０（ｂ）に示すように、入力信
号の立ち下がりに同期した出力が得られる。ここでは、
立ち下がりに同期させたが、立ち上がりに同期させるこ
ともできる。

【００４４】図１１に示すように、ＰＤＭ信号デューテ
ィが５０％のとき帯域はｆｓ／４、デューティが２５％
のとき帯域はｆｓ／８、デューティがさらに小さいとき
には帯域はさらに小さくなるように制御することにより
信号帯域を圧縮することができる。

【００４５】次に、図１２および図１３を参照して低域
濾波器５を説明する。図１２は１次積分器の構成図であ
る。図１３は低域濾波器５の周波数特性とＦＭ変調波の
スペクトルとを示す図である。低域濾波器５には図１２
に示すようなアナログの１次積分器を用いるのが効果的
である。図１２（ａ）はＲＣ形の１次積分器であり、図
１２（ｂ）はオペアンプ形の１次積分器である。図１３
に積分器の周波数特性と変調波のスペクトルの関係を示
す。高周波成分を除去することによりこのようなサイド
ローブのないスペクトルが得られる。

【００４６】次に、図１４ないし図１６を参照して実験
結果を説明する。図１４はΔΣＡＤ変換器１にサンプリ
ング周波数１２８ｋＨｚを用い、低域濾波器５にＲＣ２
段の回路を用いた場合の具体的な実験データを示す図で
ある。図１５は低域濾波器５の出力のスペクトルの実測
値を示す図である。図１６はＦＭ変調指数を適当に設定
してスペクトル拡散させたＦＭ変調信号のスペクトルを
示す図である。図１４（ａ）はΔΣＡＤ変換器１の出力
波形、図１４（ｂ）はエンコーダ４の出力波形、図１４
（ｃ）は低域濾波器５の出力波形の実測値である。図１
４（ａ）に示すように、ΔΣＡＤ変換器１の出力波形は
Ｔ＝１／ｆｓになっていることがわかる。図１４（ｂ）
に示すように、エンコーダ４の出力波形はΔΣＡＤ変換
器１の出力波形の立ち下がりに同期して出力されている
ことがわかる。図１５に示すように、主要スペクトルが
３２ｋＨｚ（ｆｓ／４）に制限されていることがわか
る。図１６からスペクトルが４００ｋＨｚ程度に広げら
れていることがわかる。これらのデータは本発明の動作
特性と、その実用性を証明するものである。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば携
帯電話、無線ＬＡＮ（ローカル・エリア・ネットワー
ク）などのマルチメディア信号に適する無線通信用の周
波数変調装置を実現することができる。本発明によれ
ば、実質的に情報を帯域圧縮して電波の有効利用をはか
る周波数変調装置を実現することができる。本発明によ
ればＬＳＩ化に適した回路により実現し、小型化、経済
化、低電力化を可能とする周波数変調装置を実現するこ
とができる。本発明によれば、ディジタル・シグナル・
プロセッサ（ＤＳＰ）およびソフトウエアにより回路を
実現することができる周波数変調装置を実現することが
できる。さらに本発明によれば、無線周波数割当てを不
要とするスペクトラム拡散通信に適する周波数変調装置
を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。

【図２】各部の波形を示す図。

【図３】各部の周波数スペクトルの概略を示す図。

【図４】ＦＭ変調波の電力スペクトルを示す図。

【図５】受信回路の構成例のブロック構成図。

【図６】パルス幅制限機能を有するΔΣＡＤ変換器１の
ブロック構成図。

【図７】ΔΣＡＤ変換器のアナログ信号入力と出力ＰＤ
Ｍ信号の波形を示す図。

【図８】その他のパルス幅制限機能を有するΔΣＡＤ変
換器の構成例を示すブロック構成図。

【図９】その他のパルス幅制限機能を有するΔΣＡＤ変
換器の構成例を示すブロック構成図。

【図１０】エンコーダのブロック構成図とその入出力信
号波形を示す図。

【図１１】エンコーダによる信号帯域圧縮を示す図。

【図１２】１次積分器の構成図。

【図１３】低域濾波器の周波数特性とＦＭ変調波のスペ
クトルとを示す図。

【図１４】具体的な実験データを示す図。

【図１５】低域濾波器の出力のスペクトルの実測値を示
す図。

【図１６】ＦＭ変調指数を適当に設定してスペクトル拡
散させたＦＭ変調信号のスペクトルを示す図。

【図１７】第一の従来例装置のブロック構成図。

【図１８】第二の従来例装置のブロック構成図。

【図１９】第三の従来例装置のブロック構成図。

【符号の説明】

１ ΔΣＡＤ変換器２周波数変調器３送信部４エンコーダ５、５５低域濾波器１０、１１積分器１２、５２比較器２０回路２１スイッチトキャパシタ積分器５０ＦＭ検波器５１逆フィルタ５３差動デコーダ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信すべき入力信号をパルス密度変調信
号に変換するＰＤＭ変調器と、このパルス密度変調信号
のパルス毎に論理値が転換する二値信号を発生するエン
コーダとを備え、この二値信号を周波数変調器の入力と
することを特徴とする周波数変調装置。
【請求項２】前記ＰＤＭ変調器は、その出力パルス幅
を１クロック周期に制限する手段を有する請求項１記載
の周波数変調装置。
【請求項３】前記エンコーダの出力二値信号が前記周
波数変調器に供給される通路に低域濾波器が挿入された
請求項１または２に記載の周波数変調装置。
【請求項４】前記低域濾波器は、１次積分回路である
請求項３記載の周波数変調装置。
【請求項５】前記周波数変調器は、周波数ホッピング
形スペクトラム拡散通信用の変調器である請求項１ない
し４のいずれかに記載の周波数変調装置。
【請求項６】前記低域濾波器は、ホッピングされた周
波数が相互に干渉しない程度の制限帯域幅を有する請求
項５記載の周波数変調装置。
【請求項７】前記周波数変調器は、前記二値信号によ
りスペクトラム拡散通信用送信信号を発生する程度に高
い変調指数を有する請求項１ないし４のいずれかに記載
の周波数変調装置。