JPH11164550A - 電圧レギュレータ - Google Patents
電圧レギュレータInfo
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- JPH11164550A JPH11164550A JP10272458A JP27245898A JPH11164550A JP H11164550 A JPH11164550 A JP H11164550A JP 10272458 A JP10272458 A JP 10272458A JP 27245898 A JP27245898 A JP 27245898A JP H11164550 A JPH11164550 A JP H11164550A
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- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0045—Converters combining the concepts of switch-mode regulation and linear regulation, e.g. linear pre-regulator to switching converter, linear and switching converter in parallel, same converter or same transistor operating either in linear or switching mode
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 再充電可能バッテリを用いて移動体装置に供
給するステップダウン型電圧コンバータであって、どの
ようなタイプの再充電可能バッテリにも適切に動作する
新しい電圧レギュレータを提供する。 【解決手段】 バッテリ（２）から負荷（Ｑ）に供給す
る電圧（Ｖｏｕｔ）のレギュレータ（１０）において、
第１のスイッチモード電力供給タイプの電圧調整素子
（１１）と、第２のリニアレギュレータタイプの電圧調
整素子（１２）と、バッテリ電圧と出力電圧（Ｖｏｕ
ｔ）との間の電圧差に従って２つの調整素子の一方を選
択する制御手段（１３）とを含む電圧レギュレータであ
る。
給するステップダウン型電圧コンバータであって、どの
ようなタイプの再充電可能バッテリにも適切に動作する
新しい電圧レギュレータを提供する。 【解決手段】 バッテリ（２）から負荷（Ｑ）に供給す
る電圧（Ｖｏｕｔ）のレギュレータ（１０）において、
第１のスイッチモード電力供給タイプの電圧調整素子
（１１）と、第２のリニアレギュレータタイプの電圧調
整素子（１２）と、バッテリ電圧と出力電圧（Ｖｏｕ
ｔ）との間の電圧差に従って２つの調整素子の一方を選
択する制御手段（１３）とを含む電圧レギュレータであ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、所定値の負荷の間
の電圧を維持することによって、負荷に供給するd.c./
d.c. 電圧コンバータの分野に関する。本発明は、より
詳細には、バッテリを用いて移動体装置に供給するステ
ップダウン型コンバータに適する。特に、本発明は、再
充電可能バッテリを移動体電話に供給するのに適する。
の電圧を維持することによって、負荷に供給するd.c./
d.c. 電圧コンバータの分野に関する。本発明は、より
詳細には、バッテリを用いて移動体装置に供給するステ
ップダウン型コンバータに適する。特に、本発明は、再
充電可能バッテリを移動体電話に供給するのに適する。
【０００２】
【従来の技術】d.c./d.c. コンバータは、２つのカテゴ
リに本質的に分けられる。第１のカテゴリはスイッチモ
ード電力供給器を含み、第２のカテゴリはリニアレギュ
レータを含む。
リに本質的に分けられる。第１のカテゴリはスイッチモ
ード電力供給器を含み、第２のカテゴリはリニアレギュ
レータを含む。
【０００３】図１は、スイッチモード電力供給タイプ
（ＳＭＰＳ）の従来のコンバータの一例を表している。
このようなコンバータは、例えば再充電可能バッテリ２
によって提供されたd.c.入力電圧Ｖｂａｔを与えるため
に用いられた２つの端子Ａ及びＢの間に直列に接続され
た、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ及びＮチャネル
ＭＯＳトランジスタＭＮを含む。端子Ｂは回路のグラン
ドを表している。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続
の中間点は、インダクタンスＬの第１の端子に接続され
る。インダクタンスＬの第２の端子は、所定電圧Ｖｏｕ
ｔを負荷Ｑに供給する出力端子Ｓに直接接続される。蓄
電キャパシタＣ、一般に高値のケミカルキャパシタは、
端子Ｓとグランドとの間に接続される。非干渉キャパシ
タＣ’は、更に、通常、インダクタンスＬの第２の端子
とグランドとの間に接続される。それは、通常、低値の
セラミックキャパシタである。インダクタンスＬは、そ
の第１の端子とグランドとの間に接続されたリカバリダ
イオードＤに係合される。パルス幅変調（ＰＷＮ）制御
ブロック１は、所望の所定値で出力電圧Ｖｏｕｔを提供
するためにトランジスタＭＰ及びＭＮを制御する。ブロ
ック１は、端子Ｓとグランドとの間に接続された抵抗Ｒ
１及びＲ２の直列接続の中間点で得られた信号ＦＢを受
信する。ブロック１は、更に、クロック信号（図示な
し）を受信し、キャパシタＣｉｎは、通常、端子Ａ及び
Ｂの間でバッテリと並列に接続される。このようなコン
バータの作用は周知であり、更に説明することはしな
い。
（ＳＭＰＳ）の従来のコンバータの一例を表している。
このようなコンバータは、例えば再充電可能バッテリ２
によって提供されたd.c.入力電圧Ｖｂａｔを与えるため
に用いられた２つの端子Ａ及びＢの間に直列に接続され
た、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ及びＮチャネル
ＭＯＳトランジスタＭＮを含む。端子Ｂは回路のグラン
ドを表している。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続
の中間点は、インダクタンスＬの第１の端子に接続され
る。インダクタンスＬの第２の端子は、所定電圧Ｖｏｕ
ｔを負荷Ｑに供給する出力端子Ｓに直接接続される。蓄
電キャパシタＣ、一般に高値のケミカルキャパシタは、
端子Ｓとグランドとの間に接続される。非干渉キャパシ
タＣ’は、更に、通常、インダクタンスＬの第２の端子
とグランドとの間に接続される。それは、通常、低値の
セラミックキャパシタである。インダクタンスＬは、そ
の第１の端子とグランドとの間に接続されたリカバリダ
イオードＤに係合される。パルス幅変調（ＰＷＮ）制御
ブロック１は、所望の所定値で出力電圧Ｖｏｕｔを提供
するためにトランジスタＭＰ及びＭＮを制御する。ブロ
ック１は、端子Ｓとグランドとの間に接続された抵抗Ｒ
１及びＲ２の直列接続の中間点で得られた信号ＦＢを受
信する。ブロック１は、更に、クロック信号（図示な
し）を受信し、キャパシタＣｉｎは、通常、端子Ａ及び
Ｂの間でバッテリと並列に接続される。このようなコン
バータの作用は周知であり、更に説明することはしな
い。
【０００４】図２は、正電圧リニアレギュレータの従来
のダイアグラムの一例を表している。このようなレギュ
レータは、本質的に、所定の電圧Ｖｏｕｔを負荷Ｑに供
給する電力素子ＭＰを制御する増幅器４を含む。再充電
可能バッテリ２は、レギュレータの入力端子Ａ及びＢの
間に接続されており、端子Ｂは組立体のグランドを形成
する。負荷Ｑは、レギュレータの出力端子Ｓとグランド
との間に接続される。バイポーラトランジスタの使用に
対して、呼称、無駄電圧、即ちレギュレータの端子Ａ及
びＳの間の電圧降下を最小にし、バイポーラトランジス
タのベースに「入る」電流をセーブするために、電力素
子は、通常、例えばＰチャネルのＭＯＳトランジスタか
ら形成される。トランジスタＭＰのソースは、端子Ａに
接続されており、一方、そのドレインは端子Ｓを形成す
る。非干渉キャパシタＣ’は、通常、端子Ｓ及びグラン
ドの間に接続されており、キャパシタＣｉｎは、通常、
再充電可能バッテリ２と並列に端子Ａ及びＢの間に接続
されている。増幅器４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが
与えられる端子Ｒに接続された第１の反転入力を含む。
増幅器４の第２の非反転入力は、反転入力と非反転入力
との間のエラー電圧に従って、トランジスタＭＰのゲー
ト−ソース電圧を変更するためにトランジスタＭＰのゲ
ートに接続されており、従って維持電圧Ｖｏｕｔはリフ
ァレンス電圧Ｖｒｅｆとなる。
のダイアグラムの一例を表している。このようなレギュ
レータは、本質的に、所定の電圧Ｖｏｕｔを負荷Ｑに供
給する電力素子ＭＰを制御する増幅器４を含む。再充電
可能バッテリ２は、レギュレータの入力端子Ａ及びＢの
間に接続されており、端子Ｂは組立体のグランドを形成
する。負荷Ｑは、レギュレータの出力端子Ｓとグランド
との間に接続される。バイポーラトランジスタの使用に
対して、呼称、無駄電圧、即ちレギュレータの端子Ａ及
びＳの間の電圧降下を最小にし、バイポーラトランジス
タのベースに「入る」電流をセーブするために、電力素
子は、通常、例えばＰチャネルのＭＯＳトランジスタか
ら形成される。トランジスタＭＰのソースは、端子Ａに
接続されており、一方、そのドレインは端子Ｓを形成す
る。非干渉キャパシタＣ’は、通常、端子Ｓ及びグラン
ドの間に接続されており、キャパシタＣｉｎは、通常、
再充電可能バッテリ２と並列に端子Ａ及びＢの間に接続
されている。増幅器４は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが
与えられる端子Ｒに接続された第１の反転入力を含む。
増幅器４の第２の非反転入力は、反転入力と非反転入力
との間のエラー電圧に従って、トランジスタＭＰのゲー
ト−ソース電圧を変更するためにトランジスタＭＰのゲ
ートに接続されており、従って維持電圧Ｖｏｕｔはリフ
ァレンス電圧Ｖｒｅｆとなる。
【０００５】スイッチモード電力供給器とリニアレギュ
レータとの間での選択は、用途に依存し、特に用いられ
た再充電可能バッテリのタイプに依存する。
レータとの間での選択は、用途に依存し、特に用いられ
た再充電可能バッテリのタイプに依存する。
【０００６】実際に、再充電可能バッテリの放電の発生
は、それらのタイプによって異なる。例えば、カドミウ
ム−ニッケル（Ｎｉ−Ｃｄ）タイプのバッテリは、急激
に放電する特徴を有しており、即ちそれらが提供する電
圧は、急激に降下する前に実質的に一定に持続する。逆
に、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）タイプのバッテリ
は、なめらかに放電する特徴を有しており、即ちそれら
が提供する電圧は、それらの使用に従って進んで減少す
る。
は、それらのタイプによって異なる。例えば、カドミウ
ム−ニッケル（Ｎｉ−Ｃｄ）タイプのバッテリは、急激
に放電する特徴を有しており、即ちそれらが提供する電
圧は、急激に降下する前に実質的に一定に持続する。逆
に、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）タイプのバッテリ
は、なめらかに放電する特徴を有しており、即ちそれら
が提供する電圧は、それらの使用に従って進んで減少す
る。
【０００７】これは、特に移動電話の特定の用途におい
て妨害する。実際に、このような用途において、いくつ
かの電話（例えば８個）が同一通信チャネルを共有す
る。結果として、所与の電話の電流の必要性は一定では
ない。１０μｓ以下で完全充電モードからほどんどない
モードへ切り換えることが、通常、要求される。バッテ
リ電圧が出力電圧に対して十分に高いならば、この問題
は起こらない。逆に入力電圧が低いならば、電流スロー
プがインダクタンスＬ（図１）にリンクされるために、
この制約を注意することができない。この制約の点で、
スイッチモード電力供給器は、２００ｋＨｚのオーダで
使用周波数よりも十分に高い周波数で動作すべきであ
る。
て妨害する。実際に、このような用途において、いくつ
かの電話（例えば８個）が同一通信チャネルを共有す
る。結果として、所与の電話の電流の必要性は一定では
ない。１０μｓ以下で完全充電モードからほどんどない
モードへ切り換えることが、通常、要求される。バッテ
リ電圧が出力電圧に対して十分に高いならば、この問題
は起こらない。逆に入力電圧が低いならば、電流スロー
プがインダクタンスＬ（図１）にリンクされるために、
この制約を注意することができない。この制約の点で、
スイッチモード電力供給器は、２００ｋＨｚのオーダで
使用周波数よりも十分に高い周波数で動作すべきであ
る。
【０００８】ステップダウン型スイッチモード電力供給
器の別の不都合な点は、リニアレギュレータよりも無駄
電圧が高いことである。実際に、スイッチモード電力供
給器は、２．７ボルトの出力電圧に対して少なくとも３
ボルトの供給電圧を必要とする。
器の別の不都合な点は、リニアレギュレータよりも無駄
電圧が高いことである。実際に、スイッチモード電力供
給器は、２．７ボルトの出力電圧に対して少なくとも３
ボルトの供給電圧を必要とする。
【０００９】更に、移動体電話において、スイッチモー
ド電力供給器は、２つの動作モードを有する。第１の動
作モードは、負荷によって高い電流消費の周期を意味す
る。このモードにおいて、制御パルス列は、固定周波数
を有する。このような動作モードにおいて、スイッチモ
ード電力供給器の内部消費は、１ｍＡのオーダである。
第２の動作モード（通常「スキップモードのＰＦＭ」と
して参照される）は、第１のノードの固定周波数の同期
が続く間に、クロックサイクルがスキップされるという
動作モードである。従って、第２の動作モードにおい
て、パルス幅が変化するだけでなく、周波数も変化す
る。この動作モードは、負荷による低電流サージの周期
を意味し、結果として、１００μＡのオーダで低い内部
電力消費となる。しかしながら、通常、周波数が電話で
用いられる音響帯域内に通常あるために、パルス列の周
波数減少がノイズ問題を生じる。従って、妨害を避ける
ために追加フィルタを用いることが必要となる。
ド電力供給器は、２つの動作モードを有する。第１の動
作モードは、負荷によって高い電流消費の周期を意味す
る。このモードにおいて、制御パルス列は、固定周波数
を有する。このような動作モードにおいて、スイッチモ
ード電力供給器の内部消費は、１ｍＡのオーダである。
第２の動作モード（通常「スキップモードのＰＦＭ」と
して参照される）は、第１のノードの固定周波数の同期
が続く間に、クロックサイクルがスキップされるという
動作モードである。従って、第２の動作モードにおい
て、パルス幅が変化するだけでなく、周波数も変化す
る。この動作モードは、負荷による低電流サージの周期
を意味し、結果として、１００μＡのオーダで低い内部
電力消費となる。しかしながら、通常、周波数が電話で
用いられる音響帯域内に通常あるために、パルス列の周
波数減少がノイズ問題を生じる。従って、妨害を避ける
ために追加フィルタを用いることが必要となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、これは、リニ
アレギュレータ、特にリチウムイオンバッテリの選択に
つながる。しかしながら、リニアレギュレータは別の不
都合な点を有する。
アレギュレータ、特にリチウムイオンバッテリの選択に
つながる。しかしながら、リニアレギュレータは別の不
都合な点を有する。
【００１１】不都合な点は、このようなレギュレータの
効率が入力電圧に反比例することである。従って、リチ
ウムイオンバッテリについて、バッテリが完全に充電さ
れたときに、非常に不十分な効率しか得られない。更
に、リニアレギュレータの電力消費が負荷によって消費
されるどのような電流も実質的に一定にするために、こ
の消費は、レギュレータがそれに提供される最大電流に
つながり、低電流サージ周期で特に高くなる。
効率が入力電圧に反比例することである。従って、リチ
ウムイオンバッテリについて、バッテリが完全に充電さ
れたときに、非常に不十分な効率しか得られない。更
に、リニアレギュレータの電力消費が負荷によって消費
されるどのような電流も実質的に一定にするために、こ
の消費は、レギュレータがそれに提供される最大電流に
つながり、低電流サージ周期で特に高くなる。
【００１２】高く且つレギュレータ出力電圧から離れ過
ぎない通常の電圧を有するニッケル−カドミウムバッテ
リについて、急激に降下したときその時間までバッテリ
の電圧の減少が傾斜から零になるために、リニアレギュ
レータが通常用いられる。
ぎない通常の電圧を有するニッケル−カドミウムバッテ
リについて、急激に降下したときその時間までバッテリ
の電圧の減少が傾斜から零になるために、リニアレギュ
レータが通常用いられる。
【００１３】本発明は、それに供給する再充電可能バッ
テリのどのようなタイプにも適切に動作する新しい電圧
レギュレータを提供することによって、従来の電圧レギ
ュレータの不都合な点を克服することを目的とする。
テリのどのようなタイプにも適切に動作する新しい電圧
レギュレータを提供することによって、従来の電圧レギ
ュレータの不都合な点を克服することを目的とする。
【００１４】本発明はまた、スイッチモード電力供給シ
ステムに対して、調整がそれより下に保証されることの
ない動作入力電圧スレッショルドを（効率的に低くする
ことによって）改善するこのようなレギュレータを提供
することを目的とする。
ステムに対して、調整がそれより下に保証されることの
ない動作入力電圧スレッショルドを（効率的に低くする
ことによって）改善するこのようなレギュレータを提供
することを目的とする。
【００１５】本発明はまた、どのような動作モード及び
／又はバッテリ電圧レベルにも、負荷に電圧供給の効率
を最適化することを目的とする。
／又はバッテリ電圧レベルにも、負荷に電圧供給の効率
を最適化することを目的とする。
【００１６】本発明は、更に、完全充電周期から低充電
周期へ急速に切り換えるレギュレータを有することを目
的とする。
周期へ急速に切り換えるレギュレータを有することを目
的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、同一電
圧調整回路の中で、スイッチモード電力供給器システム
とリニアレギュレーションシステムと係合を可能にする
ことである。本発明の別の特徴は、少なくとも再充電可
能バッテリの間で利用できる電圧に従って、好ましくは
負荷によって消費された電流に従って、スイッチモード
電力供給動作及びリニアレギュレータ動作の間で選択を
可能にすることである。
圧調整回路の中で、スイッチモード電力供給器システム
とリニアレギュレーションシステムと係合を可能にする
ことである。本発明の別の特徴は、少なくとも再充電可
能バッテリの間で利用できる電圧に従って、好ましくは
負荷によって消費された電流に従って、スイッチモード
電力供給動作及びリニアレギュレータ動作の間で選択を
可能にすることである。
【００１８】より詳細には、本発明は、バッテリから負
荷に供給する電圧のレギュレータにおいて、第１のスイ
ッチモード電力供給タイプの電圧調整素子と、第２のリ
ニアレギュレータタイプの電圧調整素子と、バッテリ電
圧と出力電圧との間の電圧差に従って２つの調整素子の
一方を選択する制御手段とを含む電圧レギュレータを提
供する。
荷に供給する電圧のレギュレータにおいて、第１のスイ
ッチモード電力供給タイプの電圧調整素子と、第２のリ
ニアレギュレータタイプの電圧調整素子と、バッテリ電
圧と出力電圧との間の電圧差に従って２つの調整素子の
一方を選択する制御手段とを含む電圧レギュレータを提
供する。
【００１９】本発明の一実施形態によれば、電圧差が第
１の所定のスレッショルド値よりも低いとき、リニア調
整素子が選択される。
１の所定のスレッショルド値よりも低いとき、リニア調
整素子が選択される。
【００２０】本発明の一実施形態によれば、制御手段
は、負荷によってサージされた電流に従って調整素子の
一方を選択する。
は、負荷によってサージされた電流に従って調整素子の
一方を選択する。
【００２１】本発明の一実施形態によれば、負荷によっ
てサージされた電流が第２の所定のスレッショルド値よ
りも高いとき、スイッチモード電力供給素子が選択され
る。
てサージされた電流が第２の所定のスレッショルド値よ
りも高いとき、スイッチモード電力供給素子が選択され
る。
【００２２】本発明の一実施形態によれば、電圧差が第
１のスレッショルド値よりも高く、且つ負荷によってサ
ージされた電流が第２のスレッショルド値よりも高いと
き、すぐにスイッチモード電力供給素子が選択される。
１のスレッショルド値よりも高く、且つ負荷によってサ
ージされた電流が第２のスレッショルド値よりも高いと
き、すぐにスイッチモード電力供給素子が選択される。
【００２３】本発明の一実施形態によれば、バッテリ電
圧を受信する２つの端子間に直列に据え付けられた２つ
のＭＯＳトランジスタと、パルス幅変調によるトランジ
スタの制御の回路と、第１のトランジスタのリニア制御
の回路と、制御回路の選択の回路とを含む。
圧を受信する２つの端子間に直列に据え付けられた２つ
のＭＯＳトランジスタと、パルス幅変調によるトランジ
スタの制御の回路と、第１のトランジスタのリニア制御
の回路と、制御回路の選択の回路とを含む。
【００２４】本発明の一実施形態によれば、第１のＭＯ
Ｓトランジスタのゲートに送られる、制御回路のそれぞ
れの出力信号が３状態増幅器から出力される。
Ｓトランジスタのゲートに送られる、制御回路のそれぞ
れの出力信号が３状態増幅器から出力される。
【００２５】本発明の一実施形態によれば、非調整動作
モードを含んでおり、第１のトランジスタがサチュレー
トされる。
モードを含んでおり、第１のトランジスタがサチュレー
トされる。
【００２６】本発明の一実施形態によれば、移動体電話
に供給しており、該移動体電話のスタンバイ状態の信号
指示の受信の端子を含む。
に供給しており、該移動体電話のスタンバイ状態の信号
指示の受信の端子を含む。
【００２７】
【発明の実施の形態】本発明の前述した目的、特徴及び
効果が、添付図面を参照する特別の実施形態の限定しな
い記載の中で、詳細に説明される。
効果が、添付図面を参照する特別の実施形態の限定しな
い記載の中で、詳細に説明される。
【００２８】同一素子は、異なる図面においても同一参
照番号で参照されている。明確には、本発明での理解に
必要な素子のみが、図面に表されており且つ以下に説明
されている。
照番号で参照されている。明確には、本発明での理解に
必要な素子のみが、図面に表されており且つ以下に説明
されている。
【００２９】図３は、本発明による電圧調整回路１０の
一実施形態を表している。この回路は、再充電可能バッ
テリ２の正端子に接続される端子Ｖｄｄとグランド端子
ＧＮＤとの間で直列に接続された、ＰチャネルＭＯＳト
ランジスタＭＰとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮと
を含む。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続の中間点
は、回路の出力端子ＯＵＴを形成する。調整回路１０
（ＭＡＣ）は、出力トランジスタを制御する２つのブロ
ック１１及び１２を含む。第１のブロック１１は、スイ
ッチモード電力供給（ＳＭＰＳ）モードのトランジスタ
ＭＰ及びＭＮを制御する手段である。第２のブロック１
２は、低無駄電圧（ＬＤＯ）でリニアレギュレータモー
ドのトランジスタＭＰを制御する手段である。ブロック
１１及び１２は、回路１０の動作モードを選択する回路
１３（ＣＯＮＴＲＯＬ）によって制御される。回路１０
の出力端子ＯＵＴは、負荷供給電圧Ｖｏｕｔを提供する
端子Ｓに、インダクタンスＬを介して接続される。前述
したように、キャパシタＣｉｎは、再充電可能バッテリ
２と並列に配置されており、蓄電キャパシタＣ及び非干
渉キャパシタＣ’は、端子Ｓとグランドとの間に並列に
接続される。
一実施形態を表している。この回路は、再充電可能バッ
テリ２の正端子に接続される端子Ｖｄｄとグランド端子
ＧＮＤとの間で直列に接続された、ＰチャネルＭＯＳト
ランジスタＭＰとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮと
を含む。トランジスタＭＰ及びＭＮの直列接続の中間点
は、回路の出力端子ＯＵＴを形成する。調整回路１０
（ＭＡＣ）は、出力トランジスタを制御する２つのブロ
ック１１及び１２を含む。第１のブロック１１は、スイ
ッチモード電力供給（ＳＭＰＳ）モードのトランジスタ
ＭＰ及びＭＮを制御する手段である。第２のブロック１
２は、低無駄電圧（ＬＤＯ）でリニアレギュレータモー
ドのトランジスタＭＰを制御する手段である。ブロック
１１及び１２は、回路１０の動作モードを選択する回路
１３（ＣＯＮＴＲＯＬ）によって制御される。回路１０
の出力端子ＯＵＴは、負荷供給電圧Ｖｏｕｔを提供する
端子Ｓに、インダクタンスＬを介して接続される。前述
したように、キャパシタＣｉｎは、再充電可能バッテリ
２と並列に配置されており、蓄電キャパシタＣ及び非干
渉キャパシタＣ’は、端子Ｓとグランドとの間に並列に
接続される。
【００３０】本発明の特徴は、トランジスタＭＰの高ゲ
ートキャパシタンスの結果、応答時間を最小にすること
によって回路１０の動作モードの選択を可能にするため
に、高インピーダンスの出力状態を制御可能なそれぞれ
の回路１４及び１５が、ブロック１１及び１２の出力で
提供されていることである。
ートキャパシタンスの結果、応答時間を最小にすること
によって回路１０の動作モードの選択を可能にするため
に、高インピーダンスの出力状態を制御可能なそれぞれ
の回路１４及び１５が、ブロック１１及び１２の出力で
提供されていることである。
【００３１】従来、回路１１は、トランジスタＭＰ及び
ＭＮのゲートを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御ブ
ロック１’を含む。ブロック１’の第１の出力１６は、
トランジスタＭＰのゲートに、回路１４の３状態増幅器
（図示なし）を介して接続される。ブロック１’の第２
の出力１７は、トランジスタＭＮのゲートに、回路１４
のスイッチ（好ましくは、３状態増幅器、図示なし）を
介して接続される。回路１４は、回路１３によって提供
された信号１８により制御される。ブロック１’は、従
来、出力電圧を測定する端子Ｓに接続された、回路１０
の入力端子ＦＢＴから得られた信号ＦＢによって制御さ
れる。望むなら、出力電圧のこの測定は、抵抗分割ブリ
ッジを介して、図１に表されているようにすることがで
きる。ブロック１’もまた、クロック信号（図示なし）
を受信する。
ＭＮのゲートを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御ブ
ロック１’を含む。ブロック１’の第１の出力１６は、
トランジスタＭＰのゲートに、回路１４の３状態増幅器
（図示なし）を介して接続される。ブロック１’の第２
の出力１７は、トランジスタＭＮのゲートに、回路１４
のスイッチ（好ましくは、３状態増幅器、図示なし）を
介して接続される。回路１４は、回路１３によって提供
された信号１８により制御される。ブロック１’は、従
来、出力電圧を測定する端子Ｓに接続された、回路１０
の入力端子ＦＢＴから得られた信号ＦＢによって制御さ
れる。望むなら、出力電圧のこの測定は、抵抗分割ブリ
ッジを介して、図１に表されているようにすることがで
きる。ブロック１’もまた、クロック信号（図示なし）
を受信する。
【００３２】本発明によれば、ブロック１’は、しかし
ながら、信号動作モード、即ち固定周波数でのパルス幅
変調を有する。実際に、本発明によれば、可変周波数動
作モードは必要でない。
ながら、信号動作モード、即ち固定周波数でのパルス幅
変調を有する。実際に、本発明によれば、可変周波数動
作モードは必要でない。
【００３３】リニア調整回路１２は、従来、リファレン
ス電圧Ｖｒｅｆに対してトランジスタＭＰのドレインの
電圧を増幅するエラー増幅器４を含む。エラー増幅器４
の反転入力は電圧Ｖｒｅｆを受信しており、非反転入力
は端子ＯＵＴから得られた信号ＦＢ１を受信する。エラ
ー増幅器の出力は、トランジスタＭＰのゲートに、回路
１５（例えば３状態増幅器）を介して接続される。回路
１５は、通常の制御ブロック１３によって提供された信
号１９によって制御される。
ス電圧Ｖｒｅｆに対してトランジスタＭＰのドレインの
電圧を増幅するエラー増幅器４を含む。エラー増幅器４
の反転入力は電圧Ｖｒｅｆを受信しており、非反転入力
は端子ＯＵＴから得られた信号ＦＢ１を受信する。エラ
ー増幅器の出力は、トランジスタＭＰのゲートに、回路
１５（例えば３状態増幅器）を介して接続される。回路
１５は、通常の制御ブロック１３によって提供された信
号１９によって制御される。
【００３４】本発明によれば、レギュレータがスイッチ
モード電力供給器として動作しなければならないとき、
回路１４のスイッチ又は３状態増幅器は導通しており、
増幅器１５の出力Ｐ’は高インピーダンス状態に置かれ
る。従って、機能的な視点から、全ては回路１２が存在
しないように生じる。スイッチモード電力供給器におい
て、本発明によるレギュレータの動作は、機能的な視点
から完全に従来のものである。
モード電力供給器として動作しなければならないとき、
回路１４のスイッチ又は３状態増幅器は導通しており、
増幅器１５の出力Ｐ’は高インピーダンス状態に置かれ
る。従って、機能的な視点から、全ては回路１２が存在
しないように生じる。スイッチモード電力供給器におい
て、本発明によるレギュレータの動作は、機能的な視点
から完全に従来のものである。
【００３５】調整回路１０がリニアレギュレータとして
動作しなければならないとき、回路１４の第１の出力Ｐ
は高インピーダンス状態に置かれ、その第２の出力Ｎは
低状態、即ちグランドにされる。３状態増幅器１５は、
信号１９によって導電状態におかれる。従って、機能的
な視点から、全てが回路１１及びトランジスタＭＮが存
在しないように生じる。ここでインダクタンスＬに係合
したリカバリダイオードは、例えばトランジスタＭＮの
固有ダイオードＤ’によって形成される。このダイオー
ドは、しかしながら、スイッチモード電力供給動作に互
換性がある。
動作しなければならないとき、回路１４の第１の出力Ｐ
は高インピーダンス状態に置かれ、その第２の出力Ｎは
低状態、即ちグランドにされる。３状態増幅器１５は、
信号１９によって導電状態におかれる。従って、機能的
な視点から、全てが回路１１及びトランジスタＭＮが存
在しないように生じる。ここでインダクタンスＬに係合
したリカバリダイオードは、例えばトランジスタＭＮの
固有ダイオードＤ’によって形成される。このダイオー
ドは、しかしながら、スイッチモード電力供給動作に互
換性がある。
【００３６】しかしながら、従来のリニアレギュレータ
の安定性は、通常、キャパシタＣ’（図２）の使用を必
要とする。このキャパシタは、スイッチモードのレギュ
レータの動作に互換性がない。従って、本発明によれ
ば、内部補償キャパシタＣｃは、リニアレギュレータと
しての動作の安定性を保証するために使用される。この
補償のタイプは、前述された機能指示に基づいて、当業
者の能力の中にある。
の安定性は、通常、キャパシタＣ’（図２）の使用を必
要とする。このキャパシタは、スイッチモードのレギュ
レータの動作に互換性がない。従って、本発明によれ
ば、内部補償キャパシタＣｃは、リニアレギュレータと
しての動作の安定性を保証するために使用される。この
補償のタイプは、前述された機能指示に基づいて、当業
者の能力の中にある。
【００３７】リニアレギュレーションにおいて、インダ
クタンスＬの存在は低等価直列抵抗を有するように提供
され妨害しないことに注目すべきである。
クタンスＬの存在は低等価直列抵抗を有するように提供
され妨害しないことに注目すべきである。
【００３８】回路１４及び１５によってなされたスイッ
チングに対する３状態増幅器の使用の利点は、電力消費
が信号スイッチの使用に対して最小にされていることで
ある。実際に、信号スイッチは、グランドに接続される
か、又はスイッチをそれに接続するＭＯＳトランジスタ
のゲートの制御の正電圧に接続される、低抵抗を挿入す
る。このようなＭＯＳトランジスタのゲートへの接続
は、ＭＯＳトランジスタのゲートとグランドとの間で等
価的な迷容量の高い充電及び放電電流を生じる。更に、
信号スイッチによって挿入された低直列抵抗は、数百ｋ
Ｈｚのオーダでスイッチモード電力供給器の動作周波数
に対して受信できない制御信号で遅延を生じる。
チングに対する３状態増幅器の使用の利点は、電力消費
が信号スイッチの使用に対して最小にされていることで
ある。実際に、信号スイッチは、グランドに接続される
か、又はスイッチをそれに接続するＭＯＳトランジスタ
のゲートの制御の正電圧に接続される、低抵抗を挿入す
る。このようなＭＯＳトランジスタのゲートへの接続
は、ＭＯＳトランジスタのゲートとグランドとの間で等
価的な迷容量の高い充電及び放電電流を生じる。更に、
信号スイッチによって挿入された低直列抵抗は、数百ｋ
Ｈｚのオーダでスイッチモード電力供給器の動作周波数
に対して受信できない制御信号で遅延を生じる。
【００３９】本発明による回路１０の動作モードの選択
制御は、図４から図６に関連して以下に説明される。
制御は、図４から図６に関連して以下に説明される。
【００４０】図４は、負荷によって消費された電流Ｉｌ
ｏａｄと電圧差Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔとによって選択され
た動作モードを説明する。
ｏａｄと電圧差Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔとによって選択され
た動作モードを説明する。
【００４１】負荷によって消費された電流が所定のスレ
ッショルド値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータはリニ
アレギュレータ（ＬＤＯ）として動作する。同時に、電
流Ｉｌｏａｄが値Ｉ０よりも高く、且つ差Ｖｂａｔ−Ｖ
ｏｕｔが所定のスレッショルド値Ｖ０よりも高いとき、
レギュレータはスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）
として動作する。レギュレータの入力Ｖｄｄと出力Ｖｏ
ｕｔとの間の電圧差が電圧Ｖ０よりも低いとき、レギュ
レータ１０は、例えば負荷（ＬＤＯ）によって消費され
る電流の全範囲（０−Ｉｍａｘ）を越えるリニアレギュ
レータとして動作する。
ッショルド値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータはリニ
アレギュレータ（ＬＤＯ）として動作する。同時に、電
流Ｉｌｏａｄが値Ｉ０よりも高く、且つ差Ｖｂａｔ−Ｖ
ｏｕｔが所定のスレッショルド値Ｖ０よりも高いとき、
レギュレータはスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）
として動作する。レギュレータの入力Ｖｄｄと出力Ｖｏ
ｕｔとの間の電圧差が電圧Ｖ０よりも低いとき、レギュ
レータ１０は、例えば負荷（ＬＤＯ）によって消費され
る電流の全範囲（０−Ｉｍａｘ）を越えるリニアレギュ
レータとして動作する。
【００４２】スレッショルド値に対する電流及び電圧の
測定器は、調整回路１０に内在するか又は外在すること
ができる。これら測定器が回路に内在する一実施形態に
おいて、この回路は、負荷によって消費された電流の測
定の手段を提供する。直列抵抗は、例えばこの測定に対
して用いられ得る。しかしながら、このトンランジスタ
を交差するイメージを抽出するためにトランジスタＭＰ
と並列に接続されたＭＯＳトランジスタを用いることが
好ましい。従って、レギュレータの無駄電圧の増加が避
けられる。負荷によって消費された電流の測定に基づい
て、測定値は、レギュレータの動作モードを選択する回
路に内在するスレッショルド値と比較される。
測定器は、調整回路１０に内在するか又は外在すること
ができる。これら測定器が回路に内在する一実施形態に
おいて、この回路は、負荷によって消費された電流の測
定の手段を提供する。直列抵抗は、例えばこの測定に対
して用いられ得る。しかしながら、このトンランジスタ
を交差するイメージを抽出するためにトランジスタＭＰ
と並列に接続されたＭＯＳトランジスタを用いることが
好ましい。従って、レギュレータの無駄電圧の増加が避
けられる。負荷によって消費された電流の測定に基づい
て、測定値は、レギュレータの動作モードを選択する回
路に内在するスレッショルド値と比較される。
【００４３】同時に、端子Ｖｄｄ及びＶｏｕｔの間の電
圧差の測定の手段は、値Ｖ０のこの電圧差と比較して、
従って回路を切り替えることを提供することができる。
圧差の測定の手段は、値Ｖ０のこの電圧差と比較して、
従って回路を切り替えることを提供することができる。
【００４４】本発明の一実施形態、特に移動体電話につ
いて、しかしながら、本発明によるレギュレータを制御
する負荷の中で利用可能な信号を用いるのが好ましい。
特に、従来の移動体電話において、バッテリの充電状態
は、再充電を必要とすることをユーザに注意を与えるた
めに公知である。
いて、しかしながら、本発明によるレギュレータを制御
する負荷の中で利用可能な信号を用いるのが好ましい。
特に、従来の移動体電話において、バッテリの充電状態
は、再充電を必要とすることをユーザに注意を与えるた
めに公知である。
【００４５】この実施形態によれば、本発明の電圧レギ
ュレータは、スイッチモード電圧供給動作に加えて、３
つの可能な動作モードを有する。
ュレータは、スイッチモード電圧供給動作に加えて、３
つの可能な動作モードを有する。
【００４６】出力端子Ｓが電圧Ｖｏｕｔのステップダウ
ンポストレギュレータの入力に、又はこのタイプのポス
トレギュレータ（図示なし）の入力にだけ接続されてい
るならば、第１の動作モード（ＴＨＲＵ）を用いること
ができる。トランジスタＭＰは、永久にターンオンさ
れ、オン状態（Ｒｄｓｏｎ）の低直列抵抗を単に表して
いる。トランジスタＭＰがサチュレートされたこのよう
な動作モード（ＴＨＲＵ）は、例えば、スレッショルド
値Ｖ０に対するバッテリの変化状態を指示する信号ＴＵ
を用いて可能にされる。例えば２．７ボルトの出力電圧
に対して、バッテリの間の電圧が３ボルトよりも低いと
き、信号ＴＵが低状態になる。この「強制」動作モード
がオプションであることに注意すべきである。
ンポストレギュレータの入力に、又はこのタイプのポス
トレギュレータ（図示なし）の入力にだけ接続されてい
るならば、第１の動作モード（ＴＨＲＵ）を用いること
ができる。トランジスタＭＰは、永久にターンオンさ
れ、オン状態（Ｒｄｓｏｎ）の低直列抵抗を単に表して
いる。トランジスタＭＰがサチュレートされたこのよう
な動作モード（ＴＨＲＵ）は、例えば、スレッショルド
値Ｖ０に対するバッテリの変化状態を指示する信号ＴＵ
を用いて可能にされる。例えば２．７ボルトの出力電圧
に対して、バッテリの間の電圧が３ボルトよりも低いと
き、信号ＴＵが低状態になる。この「強制」動作モード
がオプションであることに注意すべきである。
【００４７】第２の動作モード（ＳＬＥＥＰ）は、負荷
によって消費された電流がスレッショルド値Ｉ０よりも
大きくなるリニアレギュレータ動作モードに対応する。
しかしながら、図３によって説明された好ましい実施形
態において、低電流動作モードは、通信していない移動
体電話のスタンバイモードに対応する。従って、このモ
ードは、電話制御回路によって公知である。次に、回路
１０は、移動体電話のスタンバイへの設定に指示する２
状態信号を受信する端子ＳＭを含む。
によって消費された電流がスレッショルド値Ｉ０よりも
大きくなるリニアレギュレータ動作モードに対応する。
しかしながら、図３によって説明された好ましい実施形
態において、低電流動作モードは、通信していない移動
体電話のスタンバイモードに対応する。従って、このモ
ードは、電話制御回路によって公知である。次に、回路
１０は、移動体電話のスタンバイへの設定に指示する２
状態信号を受信する端子ＳＭを含む。
【００４８】３つの動作モード（ＬＤＯ）は、入力電圧
が（スレッショルドＶ０よりも）低い場合に対応する。
この場合、リニアレギュレータは、どのような出力電流
Ｉｌｏａｄでも、非常に効率が良くなる。電圧Ｖｂａｔ
が移動体電話の制御回路の公知のスレッショルド値より
も低いとき、この動作モードは、例えば、端子ＳＭに提
供された信号の状態切換によって前述のモード（ＳＬＥ
ＥＰ）で可能となる。
が（スレッショルドＶ０よりも）低い場合に対応する。
この場合、リニアレギュレータは、どのような出力電流
Ｉｌｏａｄでも、非常に効率が良くなる。電圧Ｖｂａｔ
が移動体電話の制御回路の公知のスレッショルド値より
も低いとき、この動作モードは、例えば、端子ＳＭに提
供された信号の状態切換によって前述のモード（ＳＬＥ
ＥＰ）で可能となる。
【００４９】これら異なる動作モードＳＬＥＥＰ（ＬＤ
Ｏ）及びＬＤＯ／ＴＨＲＵは、同時に、Ｖｂａｔ−Ｖｏ
ｕｔ＜Ｖ０及びＩｌｏａｄ＜Ｉ０のとき、ユーザの意思
で組み合わすことができることに注目すべきである。例
えば、モードＴＨＲＵは、この特別の動作領域のモード
ＳＬＥＥＰの方が好ましい。選択は、用途に従って適す
る回路１３によって行われる。
Ｏ）及びＬＤＯ／ＴＨＲＵは、同時に、Ｖｂａｔ−Ｖｏ
ｕｔ＜Ｖ０及びＩｌｏａｄ＜Ｉ０のとき、ユーザの意思
で組み合わすことができることに注目すべきである。例
えば、モードＴＨＲＵは、この特別の動作領域のモード
ＳＬＥＥＰの方が好ましい。選択は、用途に従って適す
る回路１３によって行われる。
【００５０】電圧Ｖｂａｔ−Ｖｏｕｔ及び／又は電流Ｉ
ｌｏａｄがそれぞれ値Ｖ０とＩ０よりも低いとき、少な
くとも最後の２つの動作モードを組み合わせ、即ちリニ
アレギュレータとして動作する、本発明による電圧レギ
ュレータは、従来のレギュレータに対していくつかの利
点を有する。
ｌｏａｄがそれぞれ値Ｖ０とＩ０よりも低いとき、少な
くとも最後の２つの動作モードを組み合わせ、即ちリニ
アレギュレータとして動作する、本発明による電圧レギ
ュレータは、従来のレギュレータに対していくつかの利
点を有する。
【００５１】本発明の利点は、電圧レギュレータの全て
の動作が、用いられたバッテリのタイプに独立している
ことである。
の動作が、用いられたバッテリのタイプに独立している
ことである。
【００５２】本発明の他の利点は、レギュレータ電力補
償を最小化するか又は少なくとも減少し、同時にそれら
のスタンバイ周期中の低無駄電圧を保証することであ
る。
償を最小化するか又は少なくとも減少し、同時にそれら
のスタンバイ周期中の低無駄電圧を保証することであ
る。
【００５３】本発明の他の利点は、第１の動作モードが
省略される場合に、スタンバイ周期中のレギュレータ電
圧消費を最小化するか又は少なくとも減少する、低電流
に対して大きくされたリニアレギュレータの使用を可能
にすることである。
省略される場合に、スタンバイ周期中のレギュレータ電
圧消費を最小化するか又は少なくとも減少する、低電流
に対して大きくされたリニアレギュレータの使用を可能
にすることである。
【００５４】本発明の他の利点は、第３の動作モードが
提供される場合に、２つの再充電周期の間でバッテリの
使用中の可能性を増加することである。
提供される場合に、２つの再充電周期の間でバッテリの
使用中の可能性を増加することである。
【００５５】図５は、負荷によって消費された電流Ｉｌ
ｏａｄに従って、本発明のレギュレータによって消費さ
れた電流Ｉｄの特性を表している。負荷によって消費さ
れた電流が値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータによっ
て消費された電流は、リニアレギュレータによって設定
された低値になる。電流Ｉｌｏａｄが値Ｉ０よりも高い
とき、レギュレータによって消費された電流は、スイッ
チモード電力供給器によって設定された一定の最大値を
有する。
ｏａｄに従って、本発明のレギュレータによって消費さ
れた電流Ｉｄの特性を表している。負荷によって消費さ
れた電流が値Ｉ０よりも低いとき、レギュレータによっ
て消費された電流は、リニアレギュレータによって設定
された低値になる。電流Ｉｌｏａｄが値Ｉ０よりも高い
とき、レギュレータによって消費された電流は、スイッ
チモード電力供給器によって設定された一定の最大値を
有する。
【００５６】図６は、２つの再充電周期の間で使用中
（ＢＴＬ）に関して、本発明によるレギュレータを用い
てリチウムイオンタイプのバッテリの動作を説明する。
電圧Ｖｏｕｔが２．７ボルトに設定され、回路１１が正
確に動作するために３ボルトの電圧Ｖｄｄを必要とする
と仮定する。従って、値Ｖ０は３ボルトに設定される。
図６は、負荷のスタンバイ周期を考慮しない。
（ＢＴＬ）に関して、本発明によるレギュレータを用い
てリチウムイオンタイプのバッテリの動作を説明する。
電圧Ｖｏｕｔが２．７ボルトに設定され、回路１１が正
確に動作するために３ボルトの電圧Ｖｄｄを必要とする
と仮定する。従って、値Ｖ０は３ボルトに設定される。
図６は、負荷のスタンバイ周期を考慮しない。
【００５７】電圧Ｖｂａｔが３ボルトよりも高く且つ電
流ＩｌｏａｄがＩ０よりも高い限り、レギュレータＩ０
がスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）として動作す
る。電圧Ｖｂａｔが３ボルトよりも低いとき、リニアレ
ギュレータ動作が引継ぎ、電圧がＭＯＳトランジスタＭ
Ｐの直列電圧降下に対応する限界値（例えば２．８ボル
ト）に達するまで、負荷に適切な供給を可能にする。従
って、リチウムイオンバッテリが３ボルト電圧を提供す
ることが可能なその間に、本発明は、１０％のオーダ
で、レギュレータが負荷に適切に供給するその間の時間
によって増加する。一度、電圧Ｖｂａｔがリニアモード
調整スレッショルド（例えば２．８ボルト）に近い値に
達し、負荷が、本発明によれば未だ供給される。その一
方で、従来のスイッチモード電力供給回路（図１）にお
いて、トランジスタＭＰがもはやバイアスできないため
にその供給を停止する。電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｂａｔ
の形状に続き、トランジスタＭＰの直列電圧降下をマイ
ナスにする。
流ＩｌｏａｄがＩ０よりも高い限り、レギュレータＩ０
がスイッチモード電力供給器（ＳＭＰＳ）として動作す
る。電圧Ｖｂａｔが３ボルトよりも低いとき、リニアレ
ギュレータ動作が引継ぎ、電圧がＭＯＳトランジスタＭ
Ｐの直列電圧降下に対応する限界値（例えば２．８ボル
ト）に達するまで、負荷に適切な供給を可能にする。従
って、リチウムイオンバッテリが３ボルト電圧を提供す
ることが可能なその間に、本発明は、１０％のオーダ
で、レギュレータが負荷に適切に供給するその間の時間
によって増加する。一度、電圧Ｖｂａｔがリニアモード
調整スレッショルド（例えば２．８ボルト）に近い値に
達し、負荷が、本発明によれば未だ供給される。その一
方で、従来のスイッチモード電力供給回路（図１）にお
いて、トランジスタＭＰがもはやバイアスできないため
にその供給を停止する。電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｂａｔ
の形状に続き、トランジスタＭＰの直列電圧降下をマイ
ナスにする。
【００５８】図６に表された例において、レギュレータ
がスイッチモード電力供給器として動作するときに９０
％よりも高い効率が得られ、レギュレータがリニアモー
ドで動作するときに９０％から９６％の間の効率が得ら
れる。
がスイッチモード電力供給器として動作するときに９０
％よりも高い効率が得られ、レギュレータがリニアモー
ドで動作するときに９０％から９６％の間の効率が得ら
れる。
【００５９】本発明の利点は、バッテリのどのようなタ
イプも可能にする、スイッチモード電力供給器及びリニ
アレギュレータのそれぞれの動作を最適にし又は少なく
とも改善することである。
イプも可能にする、スイッチモード電力供給器及びリニ
アレギュレータのそれぞれの動作を最適にし又は少なく
とも改善することである。
【００６０】好ましくは、スレッショルド値Ｉ０は負荷
に従って設定される。ここで、負荷によってサージされ
た電流の外部測定の新しい効果が表され、それは、ユー
ザが所望するこのパラメータを変更することができると
いうことである。従って、本発明の好ましい実施形態に
よる電圧レギュレータは、負荷に従って完全に変更可能
となる。
に従って設定される。ここで、負荷によってサージされ
た電流の外部測定の新しい効果が表され、それは、ユー
ザが所望するこのパラメータを変更することができると
いうことである。従って、本発明の好ましい実施形態に
よる電圧レギュレータは、負荷に従って完全に変更可能
となる。
【００６１】本発明の他の利点は、移動体電話のための
従来のスイッチモード電力供給器の可変周波数で動作に
つながるどのようなフィルタリングの必要性も減少し又
は除去することである。
従来のスイッチモード電力供給器の可変周波数で動作に
つながるどのようなフィルタリングの必要性も減少し又
は除去することである。
【００６２】負荷によって消費された電流が非常にリニ
アにできる場合に、スレッショルド値Ｉ０は、２つの動
作モードの間でレギュレータの効率を最適にするように
選択される。
アにできる場合に、スレッショルド値Ｉ０は、２つの動
作モードの間でレギュレータの効率を最適にするように
選択される。
【００６３】移動体電話のための電圧レギュレータに適
用される、実施形態の特別の例として、異なる素子に対
して以下の値が選択できる。 ・Ｃｉｎは１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・Ｃは低等価直列抵抗を有する２２μＦのセラミックキ
ャパシタである。 ・Ｃ’は１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・０．３オームの等価直列抵抗を有するＬ＝１０μＦ
用される、実施形態の特別の例として、異なる素子に対
して以下の値が選択できる。 ・Ｃｉｎは１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・Ｃは低等価直列抵抗を有する２２μＦのセラミックキ
ャパシタである。 ・Ｃ’は１００ｎＦのセラミックキャパシタである。 ・０．３オームの等価直列抵抗を有するＬ＝１０μＦ
【００６４】もちろん、本発明は、当業者に容易にでき
るであろう種々の変更、修正及び改善ができる。特に、
本発明による電圧レギュレータの実際のインプリメンテ
ーションは、前述の機能的指示に基づいて当業者の能力
の中にある。更に、本発明は、正電圧レギュレータに関
連して説明されており、負電圧レギュレータに適合して
おり、説明された実施形態にもたらされる修正は、当業
者の能力の中にある。
るであろう種々の変更、修正及び改善ができる。特に、
本発明による電圧レギュレータの実際のインプリメンテ
ーションは、前述の機能的指示に基づいて当業者の能力
の中にある。更に、本発明は、正電圧レギュレータに関
連して説明されており、負電圧レギュレータに適合して
おり、説明された実施形態にもたらされる修正は、当業
者の能力の中にある。
【００６５】このような変更、修正及び改善は、この開
示の部分でしようとするものであり、本発明の技術的思
想及び見地の中でしようとするものである。従って、前
述の説明は、単に例としてのみであり、限定するもので
はない。本発明は、特許請求の範囲及びそれらの等価物
に規定されたものにのみ限定される。
示の部分でしようとするものであり、本発明の技術的思
想及び見地の中でしようとするものである。従って、前
述の説明は、単に例としてのみであり、限定するもので
はない。本発明は、特許請求の範囲及びそれらの等価物
に規定されたものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】スイッチモード電力供給タイプ（ＳＭＰＳ）の
従来のコンバータの回路図である。
従来のコンバータの回路図である。
【図２】従来の正電圧リニアレギュレータの回路図であ
る。
る。
【図３】本発明による電圧レギュレータの一実施形態を
表す回路図である。
表す回路図である。
【図４】図３のレギュレータによる、負荷によって消費
された電流と電圧差との関係を表すグラフである。
された電流と電圧差との関係を表すグラフである。
【図５】図３のレギュレータによる、負荷によって消費
された電流に対する電流消費特性を表すグラフである。
された電流に対する電流消費特性を表すグラフである。
【図６】図３のレギュレータによる、リチウムイオン型
バッテリの動作を説明するグラフである。
バッテリの動作を説明するグラフである。
１ パルス幅変調（ＰＷＭ）制御ブロック ２ 再充電可能バッテリ ３ 中間点 ４ 増幅器 １０ レギュレータ １１ 第１のスイッチモード電力供給タイプの電圧調整
素子、リニア調整素子 １２ 第２のリニアレギュレータタイプの電圧調整素子 １３ 制御手段 １４、１５ ３状態増幅器 １６、１７ ブロック１’の出力 １８、１９ 制御ブロック１３によって提供される信号
素子、リニア調整素子 １２ 第２のリニアレギュレータタイプの電圧調整素子 １３ 制御手段 １４、１５ ３状態増幅器 １６、１７ ブロック１’の出力 １８、１９ 制御ブロック１３によって提供される信号
Claims (9)
- 【請求項１】 バッテリ（２）から負荷（Ｑ）に供給す
る電圧（Ｖｏｕｔ）のレギュレータ（１０）において、 第１のスイッチモード電力供給タイプの電圧調整素子
（１１）と、 第２のリニアレギュレータタイプの電圧調整素子（１
２）と、 前記バッテリ電圧と前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）との間の
電圧差に従って前記２つの調整素子の一方を選択する制
御手段（１３）とを含むことを特徴とする電圧レギュレ
ータ。 - 【請求項２】 前記電圧差が第１の所定のスレッショル
ド値（Ｖ０）よりも低いとき、前記リニア調整素子（１
２）が選択されることを特徴とする請求項１に記載の電
圧レギュレータ。 - 【請求項３】 前記制御手段（１３）は、前記負荷によ
ってサージされた電流に従って前記調整素子（１１、１
２）の一方を選択することを特徴とする請求項１又は２
に記載の電圧レギュレータ。 - 【請求項４】 前記負荷（Ｑ）によってサージされた前
記電流が第２の所定のスレッショルド値よりも高いと
き、前記スイッチモード電力供給素子（１１）が選択さ
れることを特徴とする請求項３に記載の電圧レギュレー
タ。 - 【請求項５】 前記電圧差が前記第１のスレッショルド
値（Ｖ０）よりも高く、且つ前記負荷によってサージさ
れた前記電流が前記第２のスレッショルド値（Ｉ０）よ
りも高いとき、すぐに前記スイッチモード電力供給素子
（１１）が選択されることを特徴とする請求項２又は４
に記載の電圧レギュレータ。 - 【請求項６】 前記バッテリ電圧（Ｖｂａｔ）を受信す
る２つの端子（Ｖｄｄ、ＧＮＤ）間に直列に据え付けら
れた２つのＭＯＳトランジスタ（ＭＰ、ＭＮ）と、 パルス幅変調によるトランジスタの制御の回路（１１）
と、 前記第１のトランジスタ（ＭＰ）のリニア制御の回路
（１２）と、 前記制御回路の選択の回路（１３）とを含むことを特徴
とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電圧レギ
ュレータ。 - 【請求項７】 前記第１のＭＯＳトランジスタ（ＭＰ）
のゲートに送られる、前記制御回路（１１、１２）のそ
れぞれの出力信号（Ｐ、Ｐ´）が３状態増幅器（１４、
１５）から出力されることを特徴とする請求項６に記載
の電圧レギュレータ。 - 【請求項８】 非調整動作モード（ＴＨＲＵ）を含んで
おり、前記第１のトランジスタ（ＭＰ）がサチュレート
されることを特徴とする請求項６又は７に記載の電圧レ
ギュレータ。 - 【請求項９】 移動体電話に供給しており、該移動体電
話のスタンバイ状態の信号指示の受信の端子（ＳＭ）を
含むことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に
記載の電圧レギュレータ。
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