JPH11318030A

JPH11318030A - 電圧多重ハイブリッドインバータの制御方式

Info

Publication number: JPH11318030A
Application number: JP10121919A
Authority: JP
Inventors: Fumitoshi Ichikawa; 文俊市川; Satoshi Miyazaki; 聡宮崎; Gakuo Akiyama; 岳夫秋山; Masayoshi Tamura; 公良田村
Original assignee: Meidensha Corp; Tokyo Electric Power Co Inc; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd; Tokyo Electric Power Co Holdings Inc
Priority date: 1998-05-01
Filing date: 1998-05-01
Publication date: 1999-11-16

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電圧制御系の構成が簡単で、かつ電流制
御系に通常インバータの電流制御系が使用できるように
する。【解決手段】電圧多重ハイブリッドインバータは、直
流コンデンサを共通とする大容量インバータ（ＩＮＶ
１）と小容量インバータ（ＩＮＶ２）が連系用トランス
で多重化され、ＩＮＶ１はコンデンサ電圧制御を行い、
ＩＮＶ２は電流制御を行っているので、コンデンサ電圧
が変動すると両方の制御が干渉するので、直流電圧制御
系が複雑になる。この発明は、ＰＬＬ回路１１で連系点
電圧Ｅｏｐの電圧位相ωを検出し、１８０度導通パルス
作成回路１２を介してＩＮＶ１を位相がＥｏｐと一致
し、出力線間電圧実効値が連系点線間電圧実効値Ｖ０と
等しくなるように制御する。この制御は電圧偏差をＰＩ
演算する電圧制御ではないので、コンデンサ電圧が変動
しても電流制御と干渉することはない。したがって電流
制御には通常インバータの電流制御回路（１３〜３２）
が使用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電力系統に連系
して無効電力や高調波を補償する電圧多重ハイブリッド
インバータの制御方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１に示すように、電圧多重ハイブリッ
ド方式インバータ（以下ＩＮＶ３という）は、直流コン
デンサを共通とする大容量インバータ１（以下ＩＮＶ１
という）と小容量インバータＩＮＶ２（以下ＩＮＶ２と
いう）を連系用トランスＴ１，Ｔ２および連系用リアク
トルＬ１を介して電力系統に連系し、連系点ＯＰの電圧
Ｅ_OPおよび負荷電流Ｉ_LOADを検出して、電力系統に流れ
る負荷による高調波電流や無効電流を補償する。

【０００３】図２４に従来ＩＮＶ３の制御系を示す。Ｉ
ＮＶ１は直流電圧指令値演算回路２からの直流電圧指令
値と直流電圧（コンデンサ電圧）Ｅｄｃ０の偏差を直流
電圧制御回路４でＰＩ演算し、その信号と同期検出回路
１で検出した連接点電圧Ｅｏｐの角速度信号ωから作成
されたゲート信号で制御され、電圧偏差がなくなるよう
にコンデンサ電圧を制御している。

【０００４】また、ＩＮＶ２は、負荷電流Ｉ_LOADを取り
込んで補償すべき電流を抽出する補償電流演算回路６か
らの電流指令値とＩＮＶ３の出力電流Ｉ_INVとの偏差を
電流制御回路８でＰＩ演算し、その信号から作成された
ゲート信号で制御され、電流偏差がなくなるように補償
電流を出力する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記図２４の電圧多重
ハイブリッドインバータの制御方式では、ＩＮＶ１がコ
ンデンサ電圧制御を行い、ＩＮＶ２が電流制御を行って
いるが、電流制御を実行してある電流が流れるとその電
流値と系統パラメータに応じてコンデンサ電圧が変動す
る。そして、そのコンデンサ電圧変動はＩＮＶ１で制御
するので、ＩＮＶ２の制御とＩＮＶ１の制御が干渉する
ことになり、直流電圧制御系が複雑になる。

【０００６】また、既に、多重インバータでない通常の
インバータではｄｑ軸変換等を利用した制御系が多数提
案されている。それらの制御系では直流コンデンサ電圧
制御は、コンデンサ電圧の偏差から求めた有効電流指令
値を電流制御することにより実行しているものが多い。

【０００７】従って、従来の電圧多重ハイブリッドイン
バータの制御方式では上記図２４のようにコンデンサ電
圧制御が電流制御と分離しているために、すでに多数提
案されている制御系を利用することができず、再度制御
系を構成し直さなければならない。ハードウェア的に制
御系を構成している場合には、ハードウェア自体変更し
なければならず、コストが増大する。

【０００８】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、直流電圧制御系の
構成が簡単となり、かつ電流制御系に通常インバータの
電流制御系統が使用可能となる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御方式を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】図２に上記図１の電圧ハ
イブリッド方式インバータ（ＩＮＶ３）の単線結線図を
示す。ただし、ＩＮＶ１の連系トランスＴ１は考慮せ
ず、ＩＮＶ２の連系トランスＴ２の巻線比はｎとした。
また、系統電源電圧をＶ_S，連系点上流の上位リアクタ
ンスをＬ_S，連系点電圧をＥ_OP、ＩＮＶ１の出力電圧
（連系トランスＴ１の１次側電圧）をＶ１，ＩＮＶ２の
出力電圧（連系トランスＴ２の２次側電圧）をＶ２，Ｉ
ＮＶ３出力電流をＩ_INVとする。

【００１０】上記単線結線図より、（１）式が得られ
る。

【００１１】

【数１】

【００１２】（１）式をｄｑ変換する。ただし、ｄｑ変
換とその逆変換は次のように定義する。

【００１３】

【数２】

【００１４】このようなｄｑ変換の元では、

【００１５】

【数３】

【００１６】となっている３相信号は、次のように変換
される。

【００１７】

【数４】

【００１８】このｄｑ変換により上記（１）式を変換す
る。ただし、位相の基準点は連系点のＵ相電圧Ｅ_OPUと
し、

【００１９】

【数５】

【００２０】とおく、Ｖ０が連系点ＯＰの線間電圧実効
値である。

【００２１】また、ＩＮＶ１は１８０度導通の１パルス
制御されるから、ＩＮＶ１の出力電圧はコンデンサ電圧
に比例する。従って、コンデンサ電圧をＥ_dc０とし、ま
た、ＩＮＶ１の位相をφとすると、ＩＮＶ１のＵ相出力
電圧はＩＮＶ１の連系トランスの巻線比によって決定さ
れるある定数Ｋを用いて、

【００２２】

【数６】

【００２３】となる。上記（１），（２），（３）式を
ｄｑ変換すると、（４）式となる。

【００２４】

【数７】

【００２５】ここで、ＩＮＶ１をφ＝０、Ｋ・Ｅ_dc０＝
Ｖ０となるように、即ち、ＩＮＶ１は位相φを連系点電
圧と一致させ、また、ＩＮＶ１の出力線間電圧実効値Ｋ
・Ｅ _dc０が連系点線間電圧実効値Ｖ０と等しくなるよう
にコンデンサ電圧Ｅ_dc０を制御する。

【００２６】上記制御をすると、（４）式は（５）式の
ように表される。

【００２７】

【数８】

【００２８】上記（５）式は電圧多重ハイブリッドイン
バータでない通常のインバータの動作特性を表す式と同
等である。

【００２９】ＩＮＶ１をφ＝０（連系点電圧と同位相）
に制御することは容易であり、また、コンデンサ電圧Ｅ
_dc０をＫ・Ｅ_dc０＝Ｖ０と制御するのは（５）式に基づ
いて従来の通常のインバータと同様に有効電流（ｑ軸電
流）を制御することにより実行可能である。

【００３０】従って、上記制御方式でＩＮＶ３（図１）
を制御すると、ＩＮＶ１の制御は連系点電圧に同期させ
るだけでよく、またＩＮＶ２の制御は従来の電流制御と
同様な制御方法を用いることができ、制御系構成が容易
になる。

【００３１】

【発明の実施の形態】実施の形態１図３に実施の形態１にかかる電圧多重ハイブリッドイン
バータ（ＩＮＶ３＝ＩＮＶ１＋ＩＮＶ２）の制御ブロッ
ク図を示す。このＩＮＶ３の制御は上記［課題を解決す
るための手段］に基づき、ＩＮＶ１を位相φ＝０で制御
し、ＩＮＶ２を通常インバータの制御と同様に電流制御
するものである。

【００３２】ＩＮＶ１の制御について、ＰＬＬ回路１１
は連系点電圧Ｅ_opの周期信号を出力し、１８０度導通パ
ルス作成回路１２の同期をとり、連系点電圧Ｅ_opと同期
する１８０度導通パルスをゲート信号としてＩＮＶ１を
出力電圧位相が連系点電圧Ｅ_opの位相と一致し、出力電
圧振幅が連系点電圧Ｅ_OPの基本波成分と一致するように
制御する。

【００３３】ＩＮＶ２の制御について、３相２相変換回
路１３は負荷電流Ｉ_LOADを回転座標上のｄ，ｑ軸電流に
変換し、補償電流演算回路１４でｄ，ｑ軸電流から補償
すべき無効電流（ｄ軸電流）と有効電流（ｑ軸電流）を
演算し抽出する。

【００３４】実効値演算回路１６は連系点電圧Ｅ_opの実
効値を演算し、直流電圧指令値演算回路１７でその実効
値から直流電圧指令値を演算し、直流電圧制御回路１９
は直流電圧の指令値Ｅ_dc０_Refと検出値Ｅ_dcＯの偏差を
ＰＩ演算し、補償電流演算回路１４からのｑ軸電流指令
値に加算器２１で加算する。

【００３５】また、３相２相変換回路１５はＩＮＶ３の
出力電流Ｉ_INVをｄ，ｑ軸電流Ｉｄ_INV，Ｉｑ_INVに変換
し、ｄ軸電流制御回路２４は補償電流演算回路１４から
の電流指令Ｉｄ_Refと電流Ｉｄ_INVとの偏差をＰＩ演算す
る。またｑ軸電流制御回路２５は加算器２１からの電流
指令Ｉｑ_Refと電流Ｉｑ_INVとの偏差をＰＩ演算する。

【００３６】電流制御回路２４，２５から出力される
ｄ，ｑ軸電圧指令は２相３相変換回路３１で３相電圧指
令に変換され、ＰＷＭ制御回路３２を介してＩＮＶ２の
ゲートを制御し、無効電流補償，高調波電流補償を行
う。

【００３７】また、この制御方式で電圧多重ハイブリッ
ドインバータを制御すると、定常状態におけるＩＮＶ１
の容量Ｐ１とＩＮＶ２の容量Ｐ２は、ＩＮＶ１の連系ト
ランスの巻線比をＮ_tr、ＩＮＶ２の連系トランスの巻線
比をｎ、ＩＮＶ３の連系リアクトルをＬ１、コンデンサ
電圧をＥ_dc０、変調率λ、またω＝２π５０として、次
式で表される。

【００３８】

【数９】

【００３９】したがって、ＩＮＶ１とＩＮＶ２の最大補
償容量分担はＩＮＶ１のトランスの巻線比Ｎ_trと、ＩＮ
Ｖ２のトランスの巻線比ｎにより決定することができ、
例えば、ＩＮＶ１にはＧＴＯ素子を用いた大容量で低速
スイッチングの素子を使用し、ＩＮＶ２には小容量で高
速スイッチングの素子を用いることにより、全体とし
て、大容量で高速制御が可能な電圧多重ハイブリッドイ
ンバータを構成することができるようになる。

【００４０】図４〜図７は上記図３の制御回路でＩＮＶ
３（図１）を制御した場合のシミュレーション波形を示
す。図４，図５は無効電流補償と高調波電流補償を行っ
ている時のものであり、図６，図７は無効電流補償も高
調波電流補償も行っていないときのものある。

【００４１】図４〜図７共に、時刻１ｓｅｃで、ＬＲ負
荷と５次高調波電流負荷を投入している。図４，図６は
連系点電圧実効値、図５，図７はＩＮＶ１の出力無効電
力，ＩＮＶ２の出力無効電力，ＩＮＶ１とＩＮＶ２を合
わせた出力無効電力，負荷の無効電力を示している。

【００４２】図４と図６の連系点電圧実効値の波形を見
ると、時刻１ＳｅｃでＬＲ負荷が投入されているので、
補償動作を行っていないときの図６では連系点電圧実効
値が約３．７ｋＶ低下しているが、補償動作を行ってい
るときの図４では負荷投入により約０．４ｋＶ低下する
ものの、無効電流補償動作により定常時では負荷投入前
の連系点電圧と同じ位まで電圧低下が抑制されている。

【００４３】また、補償時のＩＮＶ１とＩＮＶ２の無効
電力分担は、図５をみると、負荷の投入により、定常時
ではＩＮＶ１の無効電力ＱＩｎｖ１は約７ＭＶａｒまで
増大し、ＩＮＶ２の無効電力ＱＩｎｖ２は約０．３ＭＶ
ａｒまで増大している。ＩＮＶ１は大容量インバータで
ＩＮＶ２は小容量インバータであるので、補償電力分担
も適切な割合になっている。

【００４４】実施の形態２上記図３の制御方式では基本波電流の制御も高調波電流
の制御もすべてＩＮＶ２で実行しているため、補償電力
量が増大するとＩＮＶ２の変調率は補償電力量に比例し
て増大する。ＩＮＶ２の変調率が瞬時値で１を超えた場
合には、変調率リミッタが動作し１を超えた分を補償し
ないようになる。基本波電流は変調率リミッタが動作し
ている状況においてもほぼ補償されるが、高調波電流は
変調率リミッタが動作しているときには高調波補償率が
大幅に低下する。

【００４５】実施の形態２は上記高調波補償率が低下し
ないようにしたものである。

【００４６】図８に実施の形態２にかかる電圧多重ハイ
ブリッドインバータの制御系を示す。なお、前記図３に
示したものと同一構成部分は、同一符号を付してその重
複する説明を省略する。

【００４７】図８において、４１は積分制御回路で、電
流制御回路２４から出力されるＩＮＶ２のｄ軸電圧指令
値を積分制御したものをＰＬＬ回路１１により得た系統
連系点電圧の同期信号（位相信号）ωに加算器４２を用
いて加算し、それをＩＮＶ１のゲート信号の位相とす
る。

【００４８】また、４３は積分制御回路で、電流制御回
路２５から出力されるＩＮＶ２のｑ軸電圧指令値を積分
制御したものを直流電圧指令値演算回路１７の出力に乗
算器４４を用いて掛け、それを直流電圧指令値ＥｄｃＯ
_Refとしている。

【００４９】ＩＮＶ２のｄ軸電圧の積分ゲインＫｉｄ，
ｑ軸電圧の積分ゲインＫｉｑはその反応速度がＩＮＶ２
のｄ軸電流，ｑ軸電流のＰＩ制御の応答速度に比べ十分
小さくなるように設定する。

【００５０】上記積分制御回路４１，４３の付加によ
り、定常状態では基本波電流の制御はＩＮＶ１により実
行される。定常状態では、ＩＮＶ２は高調波電流制御の
みを実行するので、ＩＮＶ２の変調率が低下し負荷が増
加した場合でも変調率リミッタにより変調率が制限され
る割合が低減し、高調波電流の補償率が増加する。

【００５１】また、積分制御回路４１，４３の積分ゲイ
ンＫｉｄ，ＫｉｑをＩＮＶ２の電流制御応答の速度に比
べ十分小さく設定したことにより、負荷変動による補償
する基本波電流変動時においても、付け加えた積分制御
による基本波電流制御とＩＮＶ２のＰＩ制御による電流
制御が相互干渉することなく安定に電流制御が実行され
る。

【００５２】図９〜図２０に効果を示すシミュレーショ
ン結果を載せる。図９〜図１１は、系統に１０ＭＶＡ，
力率０．７のＬＲ負荷と、３ＭＶＡの五次高調波電流負
荷が接続されているときの図３の制御方式の補償効果
と、図８の制御方式の補償効果を示す。

【００５３】図９〜図１１の時刻１秒から時刻３秒まで
は図３の制御方式で制御している期間である。無効電流
補償と高調波電流補償を同時に働かせている。時刻３秒
から時刻５秒までは図８の制御方式で制御している期間
である。時刻３秒までは、積分ゲインＫｉｄ，Ｋｉｑを
ともに０にしており、時刻３秒でＫｉｄ＝０．０００
２，Ｋｉｑ＝０．０００２に設定した。図９〜図１１の
記号の示す内容は以下の通りである。

【００５４】ＬＡＭ：変調率リミッタ制限前のＩＮＶ２の変調率ｐｈｉ：ＩＮＶ２のｄ軸電圧指令値をゲインＫｉｄで積
分して得られた値（系統連系点電圧とＩＮＶ１の位相差
になる） CoefEdcRef：ＩＮＶ２のｑ軸電圧指令値をゲインＫｉｑ
で積分して得られた値（ＥｄｃＯ指令値演算ブロックの
出力値に掛けられる値になる）ＥｄｃＯ：コンデンサ電圧ＱＩｎｖ１：ＩＮＶ１の出力する無効電力ＱＩｎｖ２：ＩＮＶ２の出力する無効電力ＱＩｎｖ３：ＱＩｎｖ１とＱＩｎｖ２を足した値ＩｄＩＮＶ：インバータのｄ軸電流出力ＩｑＩＮＶ：インバータのｑ軸電流出力Ｖ０：系統連系点相間電圧実効値また、図１２〜図１４は図９〜図１１の時刻２秒からの
２０ｍ秒、図１５〜図１７は時刻５秒から２０ｍ秒の拡
大波形である。

【００５５】図１２〜図１７の記号の示す内容は以下の
通りである。

【００５６】ＩｕＬＯＡＤ：負荷Ｕ相電流ＩｖＬＯＡＤ：負荷Ｖ相電流ＩｗＬＯＡＤ：負荷Ｗ相電流ＩｕＳＲＣ：系統Ｕ相電流ＩｖＳＲＣ：系統Ｖ相電流ＩｗＳＲＣ：系統Ｗ相電流ＥｕｖＯＰ：系統連系点ＵＶ相間電圧ＥｖｗＯＰ：系統連系点ＶＷ相間電圧ＥｗｕＯＰ：系統連系点ＷＵ相間電圧また、負荷電流，系統電流波形の下の二つの波形は、そ
れぞれのＷ相電流波形をフーリエ変換したものである。
Ｍａｇｎｉｔｕｄｅが各次数の電流の振幅である。

【００５７】図９で、変調率リミッタ前のＩＮＶ２の変
調率ＬＡＭの値を見ると、図３の制御方式で制御してい
る期間（時刻１秒から時刻３秒）では、４を超える値に
なっている。一方、図８の制御方式で制御している期間
（時刻３秒から時刻５秒）では、時刻３秒での積分制御
開始から変調率が減少していき、時刻５秒では１．３位
の変調率になっている。

【００５８】このとき、図１０のＱＩｎｖ３を見ると、
ＩＮＶ１とＩＮＶ２を足したインバータ（ＩＮＶ３）全
体で出力している無効電力の大きさは変化していない。
また、図１１のＶ０を見ると、図８の制御方式での制御
開始時点に若干の連系点電圧低下がみられるが、その後
は図３の制御方式で制御している場合と同等の電圧値に
なっている。このように、図８の制御方式では基本波の
制御については図３の制御方式と同等の制御性能が得ら
れる。

【００５９】また、図１２と図１５に示すように時刻２
秒と時刻５秒では負荷電流は同じであるが、図１３と図
１６を比べると、図８の制御方式により高調波電流の補
償率が大きくなっている。これにより、図１４と図１７
にあるように、図８の制御方式により系統連系点電圧歪
みが減少する。

【００６０】また、図１８〜図２０は図８の制御方式で
制御しているときに、時刻２．５秒までは系統に３ＭＶ
Ａの５次高調波電流負荷のみが接続されていて、時刻
２．５秒で１０ＭＶＡ力率０．７のＬＲ負荷が投入され
たときの応答波形である。無効電流補償と高調波補償を
同時に働かせている。

【００６１】図１９のＱＩｎｖ３を見ると、ＬＲ負荷が
投入されたことにより、インバータの出力する無効電力
が増大している。図２０のＩｄＩＮＶを見ると、無効電
流の応答は速く応答しておりＶ０が示すように、系統連
系点電圧の低下は短時間のうちに補償されている。

【００６２】また、図２０のＩｄＩＮＶの応答に比べ、
図１８のｐｈｉ，ＣｏｅｆＥｄｃＲｅｆの応答が非常
に遅くなるように、Ｋｉｄ，Ｋｉｑを小さく設定してい
るので、ＩＮＶ２のＰＩ制御による電流制御と、図８の
制御方式の積分制御による基本波電流制御が相互干渉す
ることなく安定に制御されている。

【００６３】実施の形態３図２１に実施の形態３にかかる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御ブロック図を示す。この制御ブロック
は、上記図８の補償電流演算回路１４部分をローパスフ
ィルタ５１とゲイン０の回路で構成し、補償電流演算
を、負荷ｄ軸電流はローパスフィルタ５１で行い、負荷
ｑ軸電流はゲイン０回路５２で行う。その他の回路構成
は上記図８のものと変わりがない。

【００６４】この実施の形態３により電流制御を実行す
ると、ＩＮＶ２はローパスフィルタで抽出されたｄ軸電
流成分により制御されるので、ＩＮＶ２により無効電力
が補償される。

【００６５】実施の形態４図２２に実施の形態４にかかる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御ブロック図を示す。この制御ブロック
は、上記図８の補償電流演算回路１４部分をハイパスフ
ィルタ５３，５４で構成し、補償電流演算を、負荷ｄ軸
電流はハイパスフィルタ５３で行い、負荷ｑ軸電流もハ
イパスフィルタ５４で行う。その他回路構成は上記図８
のものと変わりがない。

【００６６】この実施の形態４により電流制御を実行す
ると、ＩＮＶ２により負荷の高調波電流が補償される。

【００６７】実施の形態５図２３に実施の形態５にかかる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御ブロック図を示す。この制御ブロック
は、上記図８の補償電流演算回路１４部分をゲイン１の
回路５５とハイパスフィルタ５６で構成し、補償電流演
算を、負荷ｄ軸電流はゲイン１の回路５５で行い、負荷
ｑ軸電流はハイパスフィルタ５６で行う。その他の回路
構成は上記図８のものと変わりがない。

【００６８】この実施の形態５により電流制御を実行す
ると、ＩＮＶ２により負荷の無効電力と高調波電流が同
時に補償される。

【００６９】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００７０】（１）大容量インバータを連系点電圧位相
と一致するように制御すればよいので、直流電圧制御系
が簡単になる。

【００７１】（２）小容量インバータを通常インバータ
と同様の電流制御系で制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】電圧多重ハイブリッドインバータの構成説明
図。

【図２】電圧多重ハイブリッドインバータの単線結線
図。

【図３】実施の形態１にかかる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御ブロック図。

【図４】実施の形態１に関する電流補償有り時の電圧波
形図。

【図５】実施の形態１に関する電流補償有り時の無効電
力波形図。

【図６】実施の形態１に関する電流補償無し時の電圧波
形図。

【図７】実施の形態１に関する電流補償無し時の無効電
力波形図。

【図８】実施の形態２にかかる電圧多重ハイブリッドイ
ンバータの制御ブロック図。

【図９】実施の形態２のＩＮＶ２の変調率，位相差，積
分値およびコンデンサ電圧を示すグラフ。

【図１０】実施の形態２のインバータ出力無効電力を示
すグラフ。

【図１１】実施の形態２のＩＮＶｄ，ｑ軸電流および連
系点相間電圧実効値を示すグラフ。

【図１２】実施の形態１の負荷電流の波形およびその各
次数の振幅を示すグラフ。

【図１３】実施の形態１の系統電流の波形およびその各
次数の振幅を示すグラフ。

【図１４】実施の形態１の連系点電圧の波形およびその
各次数の振幅を示すグラフ。

【図１５】実施の形態２の負荷電流の波形およびその各
次数の振幅，位相を示すグラフ。

【図１６】実施の形態２の系統電流の波形およびその各
次数の振幅，位相を示すグラフ。

【図１７】実施の形態２の連系点電圧の波形およびその
各次数の振幅，位相を示すグラフ。

【図１８】実施の形態２の負荷変動時のＩＮＶ２の変調
率，Ｋｉｄ，Ｋｉｑ積分値およびコンデンサ電圧を示す
グラフ。

【図１９】実施の形態２の負荷変動時のＩＮＶ１，２，
３のインバータ出力無効電力を示すグラフ。

【図２０】実施の形態２の負荷変動時のＩＮＶｄ軸，ｑ
軸電流指令値および連系点相間電圧実効値を示すグラ
フ。

【図２１】実施の形態３にかかる電圧多重ハイブリッド
インバータの制御ブロック図。

【図２２】実施の形態４にかかる電圧多重ハイブリッド
インバータの制御ブロック図。

【図２３】実施の形態５にかかる電圧多重ハイブリッド
インバータの制御ブロック図。

【図２４】従来例にかかる電圧多重ハイブリッドインバ
ータの制御ブロック図。

【符号の説明】

１１…ＰＬＬ回路１２…１８０度導通パルス作成回路１３，１５…３相２相変換回路１４…補償電流演算回路１６…実効値演算回路１７…直流電圧（コンデンサ電圧）指令値演算回路１９…直流電圧制御回路２４，２５…電流制御回路３１…２相３相変換回路３２…ＰＷＭ制御回路４１，４３…積分制御回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…インバータＩＮＶ３…電圧多重ハイブリッドインバータ（ＩＮＶ１
＋ＩＮＶ２）ＥｄｃＯ…直流電圧（コンデンサ電圧）Ｅｏｐ…連系点電圧Ｖ０…連系点線間電圧実効値Ｉ_SRC…系統電流Ｉ_LOAD…負荷電流Ｉ_INV…ＩＮＶ３出力電流Ｋｉｄ，Ｋｉｑ…積分ゲインＶＳ…系統電源電圧Ｖ１，Ｖ２…ＩＮＶ１，２の出力電圧Ｌ１…ＩＮＶ３の連系リアクタンスＬＳ…上位リアクタンスＴ１，Ｔ２…連系トランスｎ…ＩＮＶ２の連系トランスの巻線比Ｎ_tr…ＩＮＶ１の連系トランスの巻線比 ω…連系点電圧の角速度（位相０の信号）

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【手続補正書】

【提出日】平成１０年５月１１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２２】

【数６】

フロントページの続き (72)発明者秋山岳夫東京都品川区大崎２丁目１番17号株式会社明電舎内 (72)発明者田村公良東京都品川区大崎２丁目１番17号株式会社明電舎内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流側のコンデンサを共通とする大容量
インバータと小容量インバータおよび連系用トランスを
有し、大容量インバータで直流側コンデンサ電圧を制御
し、小容量インバータで電流制御をする電圧多重ハイブ
リッドインバータにおいて、大容量インバータを系統電圧と位相を一致させて制御す
ることで、出力線間電圧実効値が電力系統の連系点線間
電圧実効値と一致するように直流側コンデンサ電圧を制
御し、小容量インバータの制御と大容量インバータの制御が干
渉しないようにしたことを特徴とする電圧多重ハイブリ
ッドインバータの制御方式。
【請求項２】請求項１において、前記大容量インバータの制御系が、連系点電圧位相を検
出するＰＬＬ回路と、この電圧位相信号を受けて連系点
電圧と同位相の１８０°導通パルスを作成する回路から
なることを特徴とする電圧多重ハイブリッドインバータ
の制御方式。
【請求項３】請求項１または２において、前記小容量インバータの制御系が、負荷電流およびインバータ出力電流をそれぞれｄ，ｑ軸
電流に変換する第１，第２の３相２相変換回路と、第１の３相２相変換回路からのｄ，ｑ軸電流から補償す
べき電流を抽出する補償電流演算回路と、前記直流側コンデンサ電圧の指令値と検出値との偏差を
ＰＩ演算するコンデンサ電圧制御回路と、前記補償電流演算回路からのｄ軸電流指令値と前記第２
の３相２相変換回路からのｄ軸電流との偏差をＰＩ演算
しｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電流制御回路と、前記補償電流演算回路からのｑ軸電流と、前記コンデン
サ電圧制御回路の出力電流とを加算したｑ軸電流指令値
と第２の３相２相変換回路からのｑ軸電流との偏差をＰ
Ｉ演算しｑ軸電圧指令を出力するｑ軸電流制御回路と、前記ｄ，ｑ軸電圧指令を３相に変換する２相３相変換回
路を有することを特徴とする電圧多重ハイブリッドイン
バータの制御方式。
【請求項４】請求項３において、前記小容量インバータのｄ軸電圧指令値を所定のゲイン
で積分制御し、その積分値を前記系統連系点電圧位相に
加えた値を大容量インバータを制御する電圧位相にした
ことを特徴とする電圧多重ハイブリッドインバータの制
御方式。
【請求項５】請求項３において、前記小容量インバータのｑ軸電圧指令値を所定のゲイン
で積分制御し、その積分値を前記コンデンサ電圧指令値
に掛けた値を新たにコンデンサ電圧指令値としたことを
特徴とする電圧多重ハイブリッドインバータの制御方
式。
【請求項６】請求項４において、前記ｄ軸電圧指令値を積分制御するゲインの値を前記ｄ
軸電流制御回路の応答速度に比べ十分小さく設定したこ
とを特徴とする電圧多重ハイブリッドインバータの制御
方式。
【請求項７】請求項５において、前記ｑ軸電圧指令値を積分制御するゲインの値を前記ｑ
軸電流制御回路の応答速度に比べ十分小さく設定したこ
とを特徴とする電圧多重ハイブリッドインバータの制御
方式。