JPH11506577A - デジタルフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分を有するデジタルフィルタにおいて、巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分の係数が次のように制御可能である、即ち、固定的零点及び周波数零の際の所定の伝達係数のもとで、更なるフィルタ特性が可制御であるように、制御可能である。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタルフィルタ 本発明は、メインクレームの上位概念によるデジタルフィルタに関する。 周波数変調のラジオ（無線）放送の移動受信に際して、僅かな受信電界強度の 場合、ＮＦ（低周波）−領域にて適応的高さ低下（調整）を実施するのが有利で あることが判明している。このこと自体は、公知の音響設定器を介して行うこと ができる。更に、ＵＫＷ−受信の際、１９ＫＨzパイロット信号の抑圧を可能に するフィルタも公知である。 本発明の課題とするところは、最小のコストしか要しないで、上述の適用例に 適するデジタルフィルタを提供することにある、上記課題は、次のようにして解 決される、即ち、巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ 成分を有するデジタルフィルタにおいて、 巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分の係数が次 のように制御可能である、即ち、固定的零点及び周波数零の際の所定の伝達係数 のもとで、更なるフィルタ特性が可制御であるように、制御可能にするのである 。 本発明のフィルタは、有利に相応に選定された零点 によるパイロット信号の抑圧及び適応的高さ低下（調整）に適する。但し、本発 明のデジタルフィルタの他の適用例も可能である。 巡回（再帰）形及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分を有するデジタルフィル タは、例えば下記文献に記載されている。 Ｓｃｈｏｅｎｆｅｌｄｅｒ、Ｈｅｌｍｕｔ （Ｈｒｓｇ.）:“Ｄｉｇｉｔａｌ ｅ Ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｄｅｒ Ｖｉｄｅｏｔｅｃｈｎｉｋ”、 Ｂｅｒｌｉ ｎ １９８８、第８０〜８２頁。 有利には、本発明によるデジタルフィルタでは、前記係数は１つの制御パラメ ータから計算されるように構成されているのである。それにより、制御パラメー タとフィルタ特性との間で有利な関係性が形成、創成可能である。直線的関係性 は、有利な実施例、形態により、よれば、次のようにして得られる、即ち、非巡 回（非再帰）形フィルタ成分は、係数ＡＯ，Ａ１及びＡ２であり、巡回（再帰） 形フィルタ成分はＢ１及びＢ２を有するようにしたのである。前記係数は、供給 された、制御パラメータから次のように計算される、即ち、 A0＝A2＝Vo・［(1+α・S+β+δ・S²)/(2ー2cosphi₀)］， A1＝-2・A0・cosphi₀、 B1＝α・ｓ＋β、 B2＝δ・ｓ² 、 但し、Voは、周波数０の際の伝達係数であり,α,β,及びδは、定数であり、更 にphi0＝2π・f₀/fsは、f₀を零点の周波数とし、fsをサンプリング周波数とした 場合に成立つ。 本発明のデジタルフィルタを種々の適用例へ適合するための定数の選定は、当 業者には可能である。有利には本発明のデジタルフィルタではα＝2,β＝-0.356 ，δ＝0.90252 及びphi₀＝2.62が成立つようにしたのである。 本発明のデジタルフィルタの発展形態によれば、制御パラメータは、供給され た量から正規化及びＬＰＦフィルタリングにより導出されるように構成されてい るのであり、それにより、所定の限界間でのデジタルフィルタの制御が可能にな る。 上記発展形態の有利な適用例によれば、供給される量は、放送受信機における 受信電界強度に依存するのである。無線トラヒックにおけるパイロット信号の抑 圧のため本発明のデジタルフィルタでは、零点は、１９ＫＨzの際に生じるよう に構成されているのである。 本発明の実施例を複数の図を用いて詳述する。 図１は、本発明のデジタルフィルタのブロック接続図。 図２は図１の本発明のデジタルフィルタにて使用可能な巡回（再帰）形フィル タの接続図。 図３は制御パラメータの種々の値に対する１つの実施例のフィルタ特性カーブ の特性図。 各図中同じ部分では、同じ番号を付してある。実施例及びそれの各部分がブロ ック接続図として示してある。但し、本発明のデジタルフィルタが各ブロックに 相応する個々の回路を用いての実現に限定されるものではない。本発明のデジタ ルフィルタは、特に有利には、高度の集積化（ＩＣ化）回路により実現可能であ る。ここで、適当なプログラミングのもとでブロック接続図中示す処理ステップ を実施、実行するデジタルプロセッサを使用できる。本発明のデジタルフィルタ は、１つの集積化回路内で更なる回路と共に１つの放送送信機の重要部分を構成 し得る。 図１の実施例は、伝達関数Ｈ（z）を有する２次の巡回（再帰）形フィルタ１ を示し、該フィルタは１つの入力側２と、１つの出力側３とを有する。巡回（再 帰）形フィルタ１の係数は、計算回路４を介して制御可能であり、該計算回路に は、制御パラメータｓが供給される。係数ＡＯ，Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２は、制 御パラメータｓの関数として計算される。制御パラメータｓは、供給された量Ｋ から５にて正規化（Ｋ′）及び６にてＬＰＦフィルタリングにより導出される。 本発明のフィルタの有利な適用例では、Ｋは、例えば、そのつど測定される受信 電界強度に対する尺度量である。 図２は、巡回（再帰）形フィルタ成分と非巡回（非再帰）形フィルタ成分とを 有する巡回（再帰）フィルタ１（図１）の実施例を示す。入力側２に供給される 信号は、１１及び１２にて夫々１サンプリング周期だけ遅延される。遅延されて いない入力信号及び１又は２サンプリング周期だけ遅延された入力信号は、１３ ，１４，１５を介して導かれ、前記乗算器には、係数Ａ０，Ａ１，Ａ２が計算ユ ニット４（図１）から供給される。乗算器１３、１４、１５の出力信号は、加算 器16に供給され、該加算器の出力側は、デジタルフィルタの出力側３を成す。そ こに現れる信号は、１７及び１８にて２度１サンプリング周期だけ遅延され、そ して、乗算器１９、２０は、係数である−Ｂ１及び−Ｂ２を受け取る。 遅延器１１、１２及び乗算器１３、１４、１５は、非巡回（非再帰）形フィル タ成分を成し、一方、遅延器１７、１８及び乗算器１９、２０は、巡回（再帰） 形フィルタ成分を成す。通常支配的である巡回（再帰）形フィルタ成分の故に、 その種フィルタは、非巡回（非再帰）形フィルタ成分にも拘わらず巡回（再帰） 形フィルタと称される。 ２次のフィルタの伝達関数Ｈ（z）に対して下記の関係性が成立つ。 Ｈ(z)＝(ａ₀+ａ₁ｚ-¹+ａ₂ｚ-²)/(ｂ₀+ｂ₁ｚ-¹+ｂ₂ｚ-²) 共役複素零点対の特別な場合に対して ａ₀＝１；ｂ₀＝１；ａ₁＝−2・cosphi₀；ａ₂＝１；但し phi₀＝2π・ｆ₀/f₅で ある。 ここにおいて、ｆoは、零点周波数であり、ｆsは、サンプリング周波数である。 直流電圧増幅度Voに正規化された分子−係数に対して、 Ｈ（ｚ＝１）＝！Vo を以て下記の関係式が成立つ。 Ａ０＝Vo・（１＋ｂ₁＋ｂ₂）／(2-2cosphi₀) Ａ１＝Vo・［（１＋ｂ₁＋ｂ₂）/(2-2cosphi₀)］・（−2 cｏsphi₀） Ａ２＝Ａ０ 固定零点のほかに付加的に連続的にマッチング可能なＬＰＦ特性を得るため、 下記の関係性が定立される。 ｂ１＝α・s+β； ｂ₂＝δ・ｓ² 上記関係式内への当該の関係性を代入することにより、前記係数の制御パラメ ータへの依存性の関係が得られる。 A0＝A2＝V0・［1＋α・s+β+δ・ｓ²)/(2-2cosphi₀］， A1＝-2・A0・cophi₀， B1＝α・ｓ＋β， B2＝δ・ｓ² 図３は、周波数ｆ（Ｈｚ）の関数としてのｄＢで表 される伝達係数Ｈ（z）の大きさを表す。周波数０の場合の伝達係数Ｈ（z）の大 きさは、０ｄＢに相応する。零点は、ｆ＝１９ＫＨzの所に位置する。０〜１９ ＫＨzの周波数領域内でフィルタは、ＬＰＦ特性を有する。当該特性位置は、矢 印の方向でｓ＝０〜ｓ＝１の調整セッティングにより連続調整出来、ここで、ｓ ＝０に対してはカーブ２１が成立ち、ｓ＝１に対してはカーブ２２が成立つ。ｓ の幾つかの中間値に対してカーブ２３〜２６が示してある。従って制御パラメー タｓを用いてフィルタを可聴領域の比較的高い周波数の明らかな低下により次の ようなフィルタのところまで調整することができる、即ち、たんにパイロット信 号を抑圧し、１８ＫＨzまでの周波数領域を直線的に伝送するフィルタのところ まで調整することができるのである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９７年３月５日 【補正内容】 本発明は、メインクレームの上位概念によるデジタルフィルタに関する。 周波数変調のラジオ（無線）放送の移動受信に際して、僅かな受信電界強度の 場合。ＮＦ（低周波）−領域にて適応的高さ低下（調整）を実施するのが有利で あることが判明している。このことそれ自体は、公知の音響設定器を介して行う ことができる。更に、ＵＫＷ−受信の際、１９ＫＨzパイロット信号の抑圧を可 能にするフィルタも公知である。 ＤＥ−Ａ−３０ ３４ ５８４には、バンドパスフィルタ−及びバンドエリミネ ーションフィルタ−特性を有する巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再 帰）形フィルタ成分を有するデジタルフィルタが記載されている。ここで、パラ メータなる中心周波数、Ｑ又は特性カーブの増幅度のうちの少なくとも１つが可 変であり、ここで、パラメータとしてのＱ及び可変のフィルタ特性カーブを有す るフィルタの計算のため具体的計算規定が指示、説明されている。 ＵＳ−Ａ−３ ９６７ １０２からは、相互に直列に接続された同じ構成の２つ のフィルタからなるフィルタ装置が公知であり、ここで、第２フィルタの出力信 号パワーが所定値に制御される。このために、第２フィルタの出力信号が、それ の入力信号と比較され、そして、比較信号に依存して両フィルタの係数が調整セ ッティングされる。 本発明の請求の範囲のメインクレームにより規定されたフィルタにより得られ る利点とするところは、放送局より放射伝送される音声ラジオ放送番組の場合、 再生さるべき可聴信号における自動的高さ低下（調整）を最小コストで行い得る ことである。放送受信機にて受信電界強度に依存する信号から正規化及びＬＰＦ フィルタリングにより制御パラメータを導出することにより、所定の限界間での フィルタの制御が可能になる。交通無線におけるパイロット信号の抑圧のため、 本発明のフィルタは、零点が１９ＫＨzのところに位置するように構成されてい る。 本発明のフィルタは有利に相応に選定された零点（位置）によるパイロット信 号の抑圧及び適応的高さ低下（調整）に適する。但し、本発明のデジタルフィル タの他の適用例も可能である。 巡回（再帰）形及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分を有するデジタルフィル タは、例えば下記文献に記載されている。 Ｓｃｈｏｅｎｆｅｌｄｅｒ、Ｈｅｌｍｕｔ （Ｈｒｓｇ.）:“Ｄｉｇｉｔａｌ ｅ Ｆｉｌｔｅｒ ｉｎ ｄｅｒ Ｖｉｄｅｏｔｅｃｈｎｉｋ”、 Ｂｅｒｌｉ ｎ １９８８、第８０〜８２頁。 有利には、本発明によるデジタルフィルタでは、前記係数は１つの制御パラメ ータから計算されるように構成されている。それにより、制御パラメータとフィ ルタ特性との間で有利な関係性が形成、創成可能である。直線的関係性は、有利 な実施例、形態により、次のようにして得られる、即ち、非巡回（非再帰）形フ ィルタ成分は、係数ＡＯ，Ａ１及びＡ２であり、巡回（再帰）形フィルタ成分は Ｂ１及びＢ２を有するようにしたのである。前記係数は、供給された、制御パラ メータｓから次のように計算される、即ち、 A0＝A2＝Vo・［(1+α・S+β+δ・S²)/(2-2cosphi₀)］， A1＝-2・A0・cosphi₀、 B1＝α・ｓ＋β、 B2＝δ・ｓ² 、 但し、Voは、周波数0の際の伝達係数であり,ａ,β,及びδは、定数であり、更に phi₀＝2π・f₀/fsは、f₀を零点の周波数とし、fsをサンプリング周波数とした場 合に成立つ。 本発明のデジタルフィルタを種々の適用例へ適合するための定数の選定は、当 業者には可能である。有利には本発明のデジタルフィルタではα＝2,β＝-0.356 ，δ＝0.90252 及びphi₀＝2.62が成立つようにしたのである。 本発明の実施例を複数の図を用いて詳述する。 図１は、本発明のデジタルフィルタのブロック接続図。 図２は図１の本発明のデジタルフィルタにて有利に使用可能な巡回（再帰）形 フィルタの接続図。 図３は制御パラメータｓの種々の値に対する１つの実施例のフィルタ特性カー ブ。 各図中同じ部分では、同じ番号を付してある。実施例及びそれの各部分がブロ ック接続図として示してある。但し、本発明のデジタルフィルタは、各ブロック に相応する個々の回路を用いての実現に限定されるものではない。本発明のデジ タルフィルタは、特に有利には、高度の集積化（ＩＣ化）回路により実現可能で ある。ここで、適当なプログラミングのもとでブロック接続図中示す処理ステッ プを実施、実行するデジタルプロセッサを使用できる。本発明のデジタルフィル タは、１つの集積化回路内で更なる回路と共に１つの放送送信機の重要部分を構 成し得る。 請求の範囲 １．放送受信機にて高さ再生の制御のため、巡回（再帰）形フィルタ成分及び非 巡回（非再帰）形フィルタ成分を有するデジタルフィルタであって、巡回（再帰 ）形フィルタ成分の係数（Ａ_O，Ａ₁、Ａ₂）及び非巡回（非再帰）形フィルタ成 分の係数（Ｂ₁、Ｂ₂）が次のように制御可能であり、即ち、固定的零点及び所定 の伝達係数（Ｖｏ）のもとで、更なるフィルタ特性が可制御であるように、制御 可能であり、前記係数（Ａ_O，Ａ_1,....., Ｂ₂）は、１つの制御パラメータから 計算されるように構成されている当該のデジタルフィルタにおいて、 周波数0の際の伝達係数（Ｖo）が設定されており、制御パラメータ（ｓ）は 、供給された量（ｋ）から正規化及びＬＰＦフィルタリングにより導出されるよ うに構成されており、前記の供給された量（ｋ）は、放送受信機における受信電 界強度に依存することを特徴とするデジタルフィルタ。 ２．ＬＰＦ特性を有することを特徴とする請求項１記載のデジタルフィルタ。 ３．非巡回（非再帰）形フィルタ成分は、係数ＡＯ，Ａ１Ａ及びＡ２であり、巡 回（再帰）形フィルタ成分は、係数Ｂ１及びＢ２を有し、前記係数は、供給され た、制御パラメータｓから次のように計算され る、即ち、 A0＝A2＝Vo・［(1+α・S+β+δ・S²)/(2-2cosphi₀)］， A1＝-2・A0・cosphi₀、 B1＝α・ｓ＋β、 B2＝δ・ｓ² 、 但し、Voは、周波数０の際の伝達係数であり,α,β,及びδは、定数であり、 更にphi₀＝2π・f₀/fsは、f₀を零点の周波数とし、fsをサンプリング周波数とし た場合に成立つことを特徴とする請求の範囲１又は２記載のデジタルフィルタ。 ４．α＝2,β＝-0.356，δ＝0.90252 及びphi₀＝2.62が成立つことを特徴とする 請求の範囲３記載のデジタルフィルタ。 ５．零点（ｆ_o）は、１９ＫＨzの際に生じるように構成されていることを特徴と する請求の範囲１から４までのうちいずれか１項記載のデジタルフィルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分を有する デジタルフィルタにおいて、 巡回（再帰）形フィルタ成分及び非巡回（非再帰）形フィルタ成分の係数が 次のように制御可能である、即ち、固定的零点及び周波数零の際の所定の伝達係 数のもとで、更なるフィルタ特性が可制御であるように、制御可能であることを 特徴とするデジタルフィルタ。 ２．ＬＰＦ特性を有することを特徴とする請求項１記載のデジタルフィルタ。 ３．前記係数は、１つの制御パラメータから計算されるように構成されているこ とを特徴とする請求の範囲１又は２記載のデジタルフィルタ。 ４．非巡回（非再帰）形フィルタ成分は、係数ＡＯ，Ａ１Ａ及びＡ２であり、巡 回（再帰）形フィルタ成分はＢ１及びＢ２を有し、前記係数は、供給された、制 御パラメータｓから次のように計算される、即ち、 A0＝A2＝Vo・［(1+α・S+β+δ・S²)/(2-2cosphi₀)］， A1＝-2・A0・cosphi₀、 B1＝α・ｓ＋β、 B2＝δ・ｓ² 、 但し、Voは、周波数の際の伝達係数0 であり,α,β,及びδは、定数であり、 更にphi₀＝2π・f₀/fsは、f₀を零点の周波数とし、fsをサンプリング周波数とし た場合に成立つことを特徴とする請求の範囲３記載のデジタルフィルタ。 ５．α＝2,β＝-0.356，δ＝0.90252 及びphi₀＝2.62が成立つことを特徴とする 請求の範囲４記載のデジタルフィルタ。 ６．制御パラメータは、供給された量から正規化及びＬＰＦフィルタリングによ り導出されるように構成されていることを特徴とする請求の範囲３から５までの うちいずれか１項記載のデジタルフィルタ。 ７．供給される量は、放送受信機における受信電界強度に依存することを特徴と する請求の範囲６記載のデジタルフィルタ。 ８．零点は、１９ＫＨzの際に生じるように構成されていることを特徴とする請 求の範囲１から７までのうちいずれか１項記載のデジタルフィルタ。