JPS5927187B2

JPS5927187B2 - 電流形インバ−タの制御装置

Info

Publication number: JPS5927187B2
Application number: JP57099583A
Authority: JP
Inventors: 広内野
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-06-10
Filing date: 1982-06-10
Publication date: 1984-07-04
Also published as: JPS58108974A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、誘導電動機あるいは同期電動機等の運転に使
用される電流形インバータの制御装置に関する。

第１図は、従来構成の電流形インバータにより誘導電動
機を駆動する主回路を示す。

第１図において、直流電源１の出力電流は直流リアクト
ル２により平滑され、インバータ３に印加される。イン
バータ３は、６個のサイリスタＴｈｌ、Ｔｈ２、Ｔｈ３
、Ｔｈ４、Ｔｈ５、Ｔｈ６、６個のダイオードＤ１・
Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６及び６個の転流コンデン
サＣｌ、Ｃ２、Ｃｓ、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６で構成されてお
り、誘導電動機４を、駆動する。第２図は第１図の電流
形インバータ３を従来技術により制御した場合のタイム
チャートである。

時刻ｔｌにおいて、サイリスタＴｈｌに点弧パルスを印
加すると、転流コンデンサＣ５、Ｃｓの電荷によりサイ
リスタＴｈｌがオフし、サイリスタＴｈｌがオンする。
従つて、出力側相電流はＷ相の正電流がＵ相へ転流する
。同様に、時刻を２において、サイリスタＴｈ２に点弧
パルスを与えるとＶ相の負電流がＷ相へ転流する。この
様にして、誘導電動機４には、１２００オン６００オフ
の矩形波電流が供給される。なお、転流時には２つの相
に電流が流れる重なり期間が存在するが、このことを第
１図および第１５図を参照して説明する。

先ず、第１図のＵ相からＷ相へ電流が流れている状態で
、正側ブリッジがＵ相からり相への転流が行なわれる場
合、第１５図の時刻ｔｌでサイリスタＴｈ３をオンする
と、転流コンデンサＣｌおよびＣ５の電圧がサイリスタ
Ｔｈｌをオフする方向に加わり、これによつてサイリス
タＴｈｌがオフになる。

したがつて、直流リアクトル２からの電流はの経路を流
れ、コンデンサＣ１およびＣ，が放電し、時刻Ｔ２でコ
ンデンサＣ１の電圧が零になるまでの期間サイリスタＴ
ｈｌに逆電圧が印加されることになる。なお、時刻Ｔ，
から時刻Ｔ２までの時間はサイリスタＴｈ，のターンオ
フタイムよりも長く選ばれている。また、時刻Ｔ２以降
もコンデンサＣｌ，Ｃ３およびＣ５には直流リアクトル
２からの電流が流れ続けるので、コンデンサＣ１の電圧
が反転して増大し続け、時刻Ｔ３で誘導電動機４のＵ端
子間電圧より高くなると、ダイオードＤ３が順バイアス
されて導通して相に電流が流れ始める。

次いで、時刻Ｔ３以降コンデンサＣ１の電圧が更に増加
すると相電流も増加し、逆にＵ相電流は減少し、時刻Ｔ
４でＵ相電流が零になるとコンデンサＣ１の電圧が最も
大きくなつてＵ相からＶ相への転流を終る。

このように電流形インバータでは、直流リアクトル２に
より平滑された電流が通常は負荷のどれか二つの相に流
れ、転流時のみわずかの重なり期間（第１５図時刻Ｔ３
から時刻Ｔ４までの期間）を経て通電相が切換る。

第２図では説明を簡単にするために相電流を矩形波で示
したものである。

このとき、供給する周波数が誘導電動機４の２次巻線の
時定数に対して低い場合、誘導電動機４は通電相が切換
わつた瞬間にパルス的トルクを発生し、トルクリツプル
が大きくなり平均トルクとして定格値を発生させるため
にはかなり大きいビークトルクを発生させる必要がある
。

このため、機械的振動や騒音を生じ、安定な運転ができ
ない。本発明は、従来のこうした問題点を解決するため
になされたもので、駆動対象（負荷）である誘導電動機
あるいは同期電動機等のトルクリツプルを低減し、これ
らの負荷に安定な微速運転を行わせることのできる電流
形インバータの制御装置を提供することを目的とする。
以下、添附図面を参照して本発明の実施例を説明する。

第３図は電流形インバータにより誘導電動機を露１０？
：―＝゛茹Ｌ−Ｌマ↓白人４）；卜９！ロロ，″１゛）
１亀酉１７ｍ１ま七嬰ｎ）一，４−２；１？―：２声−
ｓ−ヨｌ：：、ハこの制御装置は、大きく分けて、直流
電源部１１と、この直流電源部１１の出力電流を平滑す
る直流リアクトル１２と、この直流リアクトル１２に直
列に接続されて誘導電動機１４のＵ相、相及びＷ相にそ
れぞれ正電流あるいは負電流を供給する電流形インバー
タ１３と、誘導電動機１４のＵ相、相及びＷ相に流れる
電流を検出する電流検出装置１５と、誘導電動機１４側
に供給すべき電流基準信号を台形波状に形成する電流基
準形成回路１６と、電流検出回路１５の出力信号と上記
電流基準信号とを受け、誘導電動機１４に上記台形状の
電流基準信号に比例した電流が加わるように電流形イン
バータ１３のサイリスタＴｈｌ，Ｔｈ２，Ｔｈ３，Ｔｈ
４，Ｔｈ５，Ｔｈ６をオンオフ制御する点孤制御装置１
７とから構成されている。

直流電源部１１において、順変換器２０は三相交流電源
１８の出力を整流するもので、電流検出器２１は交流器
１９を介して電源１８側の電流を検出して検出値に比例
した直流電圧値を出力する。

電流制御装置２３は電流検出器２１の出力信号と電流基
準信号２２との偏差に基き電流制御信号を出力し、位相
制御装置２４に順変換器２０の点孤位相を制御させその
出力電流が電流基準信号２２に比例するように制御する
。電流形インバータ１３は、誘導電動機１４のＵ相、相
及ひＷ相に正電流を供給する３つのサイリスタＴｈｌ，
Ｔｈ３，Ｔｈ５と、負電流を供給する３つのサイリスタ
Ｔｈ２，Ｔｈ４，Ｔｈ６と、サイリスタＴｈｌとＴｈ４
の間に接続された２つのダイオードＤ１とＤ４の直列回
路と、サイリスタＴｈ３とＴｈ６の間に接続された２つ
のダイオードＤ３とＤ６と、サイリスタＴｈ５とＴｈ２
の間に接続された２つのダイオードＤ１とＤ４の直列回
路と、サイリスタＴｈｌとダイオードＤ１の接続点とサ
イリスタＴｈ３とダイオードＤ３の接続点間に設けられ
るコンデンサＣ１と、ダイオードＤ２とサイリスタＴｈ
２の接続点とダイオードＤ４とサイリスタＴｈ４の接続
点間に設けられたコンデンサＣ２と、サイリスタＴｈ３
とダイオードＤ３の接続点とサイリスタＴｈ５とダイオ
ードＤ５の接続点間に設けられたコンデンサＣ３と、ダ
イオードＤ４とサイリスタＴｈ４の接続点とダイオード
Ｄ６とサイリスタＴｈ６の接続点間に設けられたコンデ
ンサＣ４と、サイリスタＴｈｌとダイオードＤ１の接続
点とサイリスタＴｈ５とダイオードＤ，の接続問に設け
られたコンデンサＣ５と、ダイオードＤ２とサイリスタ
Ｔｈ２の接続点とダイオードＤ６とサイリスタＴｈ６の
接続点間に設けられたコンデンサＣ６とから構成される
。

電流検出装置１５は、それぞれ変流器２５ｕ，２５ｖ，
２５ｗを介して誘導電動機１４のＵ相、相、Ｗ相電流を
変流器２５ｕ，２５ｖ，２５ｗを介して検出する３つの
相電流検出器１５ｕ，１５ｖ，１５ｗから構成される。

台形波状の電流基準信号を形成する電流基準形成回路１
６は、運転周波数指令値２６に基き誘導電動機１４の通
電モードを決定する論理回路２７と、台形波発生回路２
８と、３つの乗算器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗとから構成
される。

論理回路２７は、誘導電動機側の電気角０〜６０゜の間
”ビとなる信号Ｓ１を発生する部分と、電気角６０゜〜
１２０゜の間゛１″となる信号Ｓ２を発生する部分と、
電気角１２０１〜１８０信の間゛１゛となる信号Ｓ３を
発生する部分と、電気角１８０〜２４０゜の間“ビとな
る信号Ｓ４を発生する部分と、電気角２４０と〜３００
゜の間“１゛となる信号Ｓ５を発生させる部分と、電気
角３００〜３６０の間“１″となる信号Ｓ６を発生する
部分と、例えば第４図に示す様な部分とから構成される
。

第４図の回路を第５図の信号波形図を参照して説明する
と、電圧周波数変換器３４は、運転周波数指令値の６倍
の周波数を有する周波数信号６ｆを出力し、２進カウン
タ３５はこの信号６ｆを受けて電気角で６０ウ毎時に１
０゛４「゛を繰り返す信号Ｆ１を出力し、３進カウンタ
３６は、電気角で１２００の間゛１″となり電気角２４
００の間頴゛となる信号Ｆ２と、この信号Ｆ２と１２０
゜位相のずれた信号Ｆ３を出力する。論理回路３７は信
号Ｆｌ，Ｆ２，Ｆ３を受けて、それぞれ電気角で１８０
０の間６「゛となり、互いに１２０゜ずつ位相のずれた
３つの信号Ｕ。，ＶＯ，ＷＯを出力する。これらの信号
ＵＯ，Ｏ，ＷＯは第３図の台形波発生回路２８に加えら
れる。台形発生回路２８は例えば第６図の如き構成がと
られる。

第６図はＵ相分のみを示す図で、他の２相も同様に構成
される。図において、運転周波数指令値２６（アナログ
量）は、入力抵抗器３８、帰還抵抗器３９及び演算増幅
器４０からなる極性反転回路と、抵抗器４１とを介して
スイツチング回路４２に印加される一方、抵抗器４８を
介してスイツチング回路４７に印加される。スイツチン
グ回路４２，４７は論理回路２７の出力信号Ｕ。（第７
図Ａ）により開閉制御され、信号Ｕ。が６１″の期間は
スイツチング回路４２が閉成（゛０”の期間では開放）
され、信号Ｕ。が“０″の期間ではスイツチング回路４
７が閉成（６１″の期間で開放）される。スイツチング
回路４２，４７の出力信号は、演算増幅器４３と、コン
デンサ４４と、図示極性で接続された定電圧ダイオード
４５，４６からなる積分回路に加えられる。今、第７図
に示す時刻ｔ１において、スイツチング回路４２が閉成
すると、端子４９の出力信号（即ち台形波発生回路２８
の出力信号）は負の最大値から次第に正方向に変化し、
時刻Ｔ２で定電圧ダイオード４５のツエナ一電圧に達す
ると一定となり、時刻Ｔ３においてスイツチング回路４
７が閉成され、スイツチング回路４２が開放されると、
端子４９の出力信号は正の最大値から次第に負の方向に
変化し、時刻Ｔ４において定電圧ダイオード４６のツエ
ナ一電圧に達すると一定になり、時刻Ｔ５で再び時刻ｔ
１の状態となり、この動作が繰り返される。これにより
、端子４９から第７図Ｂに示す台形波が得られる。上記
説明はＵ相についてであるが、Ｕ相の台形波それぞれ１
２０，２４０位相のずれたＶ相及びＷ相の台形波も同様
に発生される。台形波発生回路２８から出力されるＵ相
、相、Ｗ相用の台形波はそれぞれ乗算器２９ｕ，２９ｖ
，２９ｗの一方の入力端子に加えられる。

乗算器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗの他方の入力端子には電
流基準信号２２が加えられるので、乗算器２９ｕ，２９
ｖ，２９ｗの出力端子には電流基準信号２２に比例した
台形波状電流基準信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが発生する。点
孤制御装置１７は、Ｕ相、相びＷ相の電流検出器１５
ｕ，１５ｖ，１５ｗの出力信号と台形波状電流基準信号
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとの偏差に基く電流制御信号を出力す
る電流制御回路３０ｕ，３０ｖ，３０ｗと、６つのアン
ド回路Ａｌ，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６からなるア
ンド回路群３１と、６つのオア回路０Ｒ１，０Ｒ２，０
Ｒ３，０Ｒ４，０Ｒ５，０Ｒ６からなるオア回路群３２
と、サイリスタＴｈｌ，Ｔｈ２，Ｔｈ３，Ｔｈ４，Ｔｈ
５，Ｔｈ６に対してそれぞれ点孤パルスを出力するパル
ス増幅器３３１，３３２，３３３，３３４，３３５，３
３６からなるパルス増幅部３３とから構成され、誘導電
動機１４側のある相に正電流が供給される電気角の６０
゜の期間、残りの２つの相に負電流を供給する２個のサ
イリスタを電流基準形成回路１６から出力される台形波
状電流基準信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに従つて交互にオンオ
フ制御し、誘導電動機１４側のある相に負電流が供給さ
れる電気角の６０゜の期間、残りの２つの相に正電流を
供給する２個のサイリスタを上記台形波状電流基準信号
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに従つて交互にオンオフ制御し、これ
らのオンオフ制御する相を誘導電導機１４側の電気角相
回転の６０゜毎に切換えていくものである。

第８図は、台形波状電流基準信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと点
孤制御装置１７からサイリスタＴｈｌ，Ｔｈ２，Ｔｈ３
，Ｔｈ４，Ｔｈ５，Ｔｈ６へ出力される点孤信号Ｐｌラ
Ｐ２？Ｐ３？Ｐ４？Ｐ５？Ｐ６との関係を示す。以下、
第８図を参照して点孤制御装置１７の動作を説明する。
今、電気角のＯ〜６００の期間において、論理回路２７
から出力される信号Ｓ１が″１１となると、オア回路０
Ｒ５からパルス増幅器３３５を介してサイリスタＴｈ５
に点孤信号Ｐ５Ｃｌ″）が印加され、Ｗ相に正電流が供
給される。

一方、Ｕ相電流制御回路３０ｕにより相電流検出器１５
ｕの出力信号と台形波状電流基準信号Ｓｕとが比較され
、基準値Ｓｕより実際のＵ相電流が小さいときは、アン
ド回路Ａ１の出力端Ａｌ４の信号がオンとなり、出力端
子Ａｌ６の信号がオフとなる。逆に、基準値Ｓｕより実
際のＵ相電流が大きいときは、アンド回路Ａ１の出力端
子Ａｌ４の信号がオフとなり、出力端子Ａｌ６の信号が
オンとなる。出力端子Ａｌ４の信号はオア回路０Ｒ４及
びパルス増幅器３３４を介してサイリスタＴｈ４に加え
られ、出力端子Ａｌ６の信号はオア回路０Ｒ６及びパル
ス増幅器３３６を介してサイリスタＴｈ６に加えられる
。この様にして、サイリスタＴｈ４，Ｔｈ６の点孤制御
がなされ、Ｕ相電流が台形波状の電流基準信号Ｓｕに追
従するように制御される。この追従動作を実現する構成
として第１３図のものを適用し得る。

この実施例の場合Ｕ相電流制御回路３０Ｕは第１３図に
示す如く積分用コンデンサ１１４を有する演算増幅器１
１１を具え、相電流検出回路１５Ｕの出力信号１ｕ（第
１４図Ｃ）を入力抵抗１１２を通じて受けるとともに、
乗算器２９Ｕの電流基準信号Ｓｕ（第１４図Ｃ）を入力
抵抗１１３を通じて受けてこれらを比較する。かくして
、第１４図Ｄに示す如く相電流検出器１５Ｕの出力１ｕ
の方が乗算器２９Ｕの電流基準信号Ｓｕより大きい間、
演算増幅器１１１が正方向に積分動作し、また、相電流
検出器１５Ｕの信号Ｉｕの方が乗算器２９Ｕの電流基準
信号Ｓｕより小さい間、演算増幅器１１１が負方向に積
分動作する。この演算増幅器１１１の出力Ｑ１はヒステ
リシス回路１１５に与えられ、出力Ｑ１が上限値＋Ｘ又
は下限値−Ｘになる毎に論理レベル「１」又は「０」に
なる論理出力Ｑ２（第１４図Ｅ）をＵ相電流制御回路３
０Ｕの出力として送出する。

このＵ相電流制御回路３０Ｕの出力Ｑ２は論理回路２７
の信号Ｓ１およびＳ２が一方の条件入力として与えられ
るアンド回路Ａ１およびＡ２に他方の条件入力として与
えられ、信号Ｓ１が到来している区間の間、アンド回路
Ａ１から第１４図ＦおよびＧに示す如きサイリスタ制御
出力Ａｌ４およびＡｌ６を送出し、また信号Ｓ２が到来
している区間の間、アンド回路Ａ２からサイリスタ制御
出力Ａ２５およびＡ２ｌを送出する。第１３図の構成に
おいて、第１４図の時点ＴｌｌでＵ相電流検出信号１ｕ
（第１４図Ｃ）が負であるから演算増幅器１１１の出力
Ｑ１は正の方向に変化する（第１４図Ｄ）。

やがて時点Ｔｌ２で出力Ｑ１がヒステリシス回路１１５
の正側動作レベル＋Ｘに到達すると、ヒステリシス回路
１１５の出力Ｑ２が論理「１」になる。このとき、論理
回路２７の信号Ｓ１は論理［１」であるからアンド回路
Ａ１の出力端子Ａｌ４の信号「１」になるに対して出力
端子Ａｌ６の信号が「０」になる。かくして、第３図の
点孤制御装置１７のオア回路群３２のオア回路０Ｒ４お
よび０Ｒ６を介してサイリスタＴｈ４およびＴｈ６に対
してそれぞれオン信号Ｐ４（第１４図Ａ）およびオフ信
号Ｐ６（第１４図Ｂ）が与えられる。

従つて、サイリスタＴｈ６からＴｈ４への転流が行われ
、Ｕ相電流が負になる（第１４図Ｃ）。そこで演算増幅
器１１１の出力Ｑ１が負方向に変化してやがて時点Ｔｌ
３でヒステリシス回路１１５の負側動作レベル−Ｘに到
達する（第１４図Ｄ）。このときヒステリシス回路１１
５の出力Ｑ２が「Ｏ」になり（第１４図Ｅ）、アンド回
路Ａ１の出力端子Ａｌ４の信号［０」になる（第１４図
Ｆ）と同時に出力端子Ａｌ６の信号が「１」になる（第
１４図Ｇ）。かくして、第３図の点孤制御装置１７のオ
ア回路群３２のオア回路０Ｒ４および０Ｒ６を介してサ
イリスタＴｈ４およびＴｈ６に対してそれぞれオフ信号
Ｐ４（第１４図Ａ）およびオン信号Ｐ６（第１４図Ｂ）
が与えられ、従つてサイリスタＴｈ４からサイリスタＴ
ｈ６への転流が行われ、Ｕ相電流がＯになる（第１４図
Ｃ）。

以下同様にして上述の動作が繰返され、これによりＵ相
電流の平均値が乗算器２９Ｕから到来する基準値信号に
追従するように制御される。

以上はＵ相のサイリスタＴｈ４およびＴｈ６の制御につ
いて述べたが、Ｕ相のサイリスタＴｈ５およびＴｈｌも
同様にオンオフ制御できる。さらには、他のＶ相、Ｗ相
のサイリスタについても同様の構成によつて追従制御を
実現できる。なおここで、誘導電動機１４に流れる相電
流が第１４図Ｃに示した如き電流波形になる理由を第１
６図を参照して説明する。

第１６図のＰ１ラＰ２ラＰ３ラＰ４ｌＰ５ラＰ６の波形
は第８図Ｐ１ラＰ２？Ｐ３ラＰ４？Ｐ５？Ｐ６の波形と
全く同一で、Ｉｕ，ｉ，ｉｗは負荷である誘導電動機１
４のＵ相、相、Ｗ相の電流波形である。

第１６図において、先ず、時刻ｔ１ではＰ，とＰ５の信
号が（１）で第３図におけるサイリスタＴｈ４とＴｈ５
とがオンし、負荷のＷ相からＵ相へ電流が流れている。
次に、時刻Ｔ２でＰ４が６、Ｐ５が〔１〕になると、サ
イリスタＴｈ４からサイリスタＴｈ６への転流が行われ
、負荷のＷ相からＶ相へ電流が流れる。続いて、時刻Ｔ
３でＰ４が（１）に、Ｐ６が６になるとサイリスタＴｈ
６からサイリスタＴｈ４への転流が行われ、再び負荷の
Ｗ相から相へ電流が流れる。

また次に、時刻Ｔ４でＰ４が１〕に、Ｐ６が〔１〕にな
ると再ぴサイリスタＴｈ４からサイリスタＴｈ６への転
流が行われ、負荷のＷ相からＶ相へ電流が流れる。

以下、同様にして電流１ｕと電流１ｖとがＰ４，Ｐ６の
信号により交互に切換わり、第１６図に示すような相電
流波形が得られる。

また、時刻Ｔ５以降はＰ６が連続して１になり、Ｐ１と
Ｐ５とが交互に（１）になることにより電流１として負
の電流が流れ、Ｕ相電流１ｕ（５Ｗ相電流Ｉｗとが図示
するように交互に流れる。

このようにして相電流１ｕ，ｉｖ，ｉｗはそれぞれ６０
うの期間パルス幅が徐々に広くなり、次の６０゜の期間
連続し、さらに次の６０くの期間パルス幅が徐々に狭く
なるような電流が流れ、その平均値が指令の台形波に等
しくなるように制御される。次に、電気角６００〜１２
０さの期間において、論理回路２７から出力される信号
Ｓ２が“ビとなると、オア回路０Ｒ６からパルス増幅器
３３６を介してサイリスタＴｈ６に点孤信号Ｐ６Ｃビ）
が印加され、相に負電流が供給される。

一方、Ｕ相電流制御回路３０ｕにより相電流検出器１５
ｕの出力信号と台形波状電流基準信号Ｓｕが比較され、
基準値Ｓｕより実際のＵ相電流が小さいときは、アンド
回路Ａ２の出力端子Ａ２５の信号がオンとなり、出力端
子Ａ２ｌの信号がオフとなる。逆に、基準値Ｓｕより実
際のＵ相電流が大きいときは、アンド回路Ａ２の出力端
子Ａ２５の信号がオフとなり、出力端子Ａ２ｌの信号が
オンとμる。出力端子Ａ２５の信号はオア回路０Ｒ５及
びパルス増幅器３３５を介してサイリスタＴｈ５に印加
され、出力端子Ａ２ｌの信号はオア回路０Ｒ１及びパル
ス増幅器３３１を介してサイリスタＴｈｌに印加される
。この様にして、サイリスタＴｈｌ，Ｔｈ５の点孤制御
がなされ、Ｕ相電流が台形波状の電流基準信号Ｓｕに追
従する様に制御される。次に、電気角の１２００〜１８
０号の期間において、論理回路２７から出力される信号
Ｓ３が１Ｆ゛となるとオア回路０Ｒ，からパルス増幅器
３３１を介してサイリスタＴｈｌに点孤信号ＰｌＣビ）
が印加され、Ｕ相に正電流が供給される。

一方、Ｖ相電流制御回路３０ｖにより相電流検出器１５
の出力信号と台形波状基準信号Ｓｖとが比較され、基準
値Ｓｖより実際のＶ相電流が小さいときは、アンド回路
Ａ３の出力端子Ａ３６の信号がオフとなり、アンド回路
Ａ３の出力端子Ａ３２の信号がオンとなる。出力端子Ａ
３６の信号はオア回路０Ｒ？びパルス増幅器３３６を介
してサイリスタＴｈ６に印加される。この様にして、サ
イリスタＴｈ６，Ｔｈ２の点孤制御がなされ、相電流が
台形波状の電流基準信号Ｓｖに追従する様に制御される
。次に、電気角が１８００〜２４０れの期間において、
論理回路２７から出力される信号Ｓ４が６１″となると
、オア回路０Ｒ２からパルス増幅器３３２を介してサイ
リスタＴｈ２に点孤信号Ｐ２（０１ｎ）が印加され、ｗ
相に負電流が供給される。

一方、相電流制御回路３０ｖにより相電流検出器１５ｖ
の出力信号と台形波状電流基準信号Ｓｖとが比較され、
基準値Ｓｖより実際の相電流が小さいときは、アンド回
路Ａ４の出力端子Ａ４ｌの信号がオンとなり、出力端子
Ａ４３の信号がオフとなる。逆に、基準値Ｓｖより実際
の相電流が大きいときは、アンド回路Ａ４の出力端子Ａ
４ｌの信号がオフとなり、出力端子Ａ４３の信号がオン
となる。出力端子Ａ４ｌの信号はオア回路０Ｒ１及びパ
ルス増幅器３３１を介してサイリスタＴｈｌに加えられ
る。この様にして、サイリスタＴｈｌ，Ｔｈ３の点孤制
御がなされ、相電流が台形波状の電流基準信号Ｓｖに追
従するように制御される。次に、電気角２４０゜〜３０
０るにおいて、論理回路２７から出力される信号Ｓ５が
″ｒ”となると、オア回路０Ｒ３からパルス増幅器３３
３を介してサイリスタＴｈ３に点孤信号Ｐ３Ｃビ）が印
加され、相に正電流が供給される。

一方、Ｗ相電流制御回路３０ｗにより相電流検出器１５
ｗの出力信号と台形波状電流基準信号Ｓｗとが比較され
、基準値Ｓｗより実際のＷ相電流が小さいときは、アン
ド回路Ａ５の出力端子Ａ５２の信号がオンとなり、出力
端子Ａ５４の信号がオフとなる。逆に、基準値Ｓｗより
実際のＷ相電流が大きいときは、アンド回路Ａ５の出力
端子Ａ５２の信号がオフとなり、出力端子Ａ５４の信号
がオンとなる。出力端子Ａ５２の信号はオア回路０Ｒ２
及びパルス増幅器３３２をサイリスタＴｈ２に印加され
、出力端子Ａ５４の信号はオア回路０Ｒ４及びパルス増
幅器３３４を介してサイリスタＴｈ４に印加される。こ
の様にして、サイリスタＴｈ２，Ｔｈ４の点孤制御がな
され、Ｗ相電流が台形波状の電流基準信号Ｓｗに追従す
るように制御される。次に、電気角が３００信〜３６０
０において論理回路２７から出力される信号Ｓ６が゛１
゛となると、オア回路０Ｒ４からパルス増幅器３３４を
介してサイリスタＴｈ４に点孤信号Ｐ４（゛１”）が印
加され、Ｕ相に正電流が供給される。

一方、Ｗ相電流制御回路３０ｗにより相電流検出器１５
ｗの出力信号と台形波状電流基準信号Ｓｗとが比較され
、基準値Ｓｗより実際のＷ相電流が小さいときは、アン
ド回路Ａ６の出力端子Ａ６３の信号がオンとなり、出力
端子Ａ６５の信号がオフとなる。逆に、基準値Ｓｗより
実際のＷ相電流が大きいときは、アンド回路Ａ６の出力
端子Ａ６３の信号がオフとなり、出力端子Ａ６，の信号
がオンとなる。出力端子Ａ６３の信号はオア回路０Ｒ３
及びパルス増幅器３３３を介してサイリスタＴｈ３に印
加され、出力端子Ａ６５の信号はオア回路０Ｒ５及びパ
ルス増幅器３３５を介してサイリスタＴｈ５に加えられ
る。この様にして、サイリスタＴｈ３，Ｔｈ５の点孤制
御がなされ、Ｗ相電流が台形波状の電流基準信号Ｓｗに
追従するように制御される。このように、第３図に示し
た本発明の実施例によれば、誘導電動機に供給される一
次電流が台形波状に制御されるから、回転磁界が連続的
に回転することになり、トルクリツプルが非常に小さく
なる。

従つて、非常に低い速度で運転しても良好な効率が得ら
れ且つ滑かな回転が得られる。また、機械的な振動や騒
音が少く安定に運転できる。なお、第３図の実施例では
誘導電動機を負荷とした場合であるが、負荷として同期
電動機を接続しても、トルクリツプルが少い、効率の良
いしかも安定な運転ができる。また、インバータを構成
する素子としても第９図に示す９１〜９６の様なサイリ
スタチヨツパ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）
又はトランジスタ等を用いることができ、一般的には、
第１０図に示す様に６個の半導体スイツチ１０１，１０
２，１０３，１０４，１０５，１０６で構成できる。

また、第３図の実施例では、電流波形を台形波状に制御
しているが、必ずしも台形波状でなくてもよく、例えば
第１１図に示す様に、負荷側のある相に正の電流を供給
する６０゜の期間（例えばサイリスタＴｈ５がオンする
期間）、残りの２つの相に負電流を供給する２個の半導
体スイツチ（例えばサイリスタＴｈ４，Ｔｈ６）を交互
に等間隔にオンオフ制御し、負荷側のある相に負電流が
供給される６０゜の期間（例えば、サイリスタＴｈ６が
オンする期間）、残りの２つの相に正電流を供給する２
個の半導体スイツチ（例えばサイリスタＴｈｌ，Ｔｈ５
）を交互に等間隔にオンオフ制御し、これらのオンオフ
制御を負荷側電気角相回転の６０゜毎に切換える様に点
孤信号Ｐ１′，Ｐｆ，Ｐ！，Ｐ！，Ｐｌ，ｐｌを出力し
、出力電流を段階的に制御しても、第３図の実施例と同
様の効果が得られる。

この場合、第１２図に示す様な２台の電流値インバータ
ＩＮＶ，，ＩＮ２を並列に接続して、各インバータの出
力電流の位相を６０゜ずらして制御して負荷に供給する
いわゆる多重方式に相当した出力波形が得られる。本発
明の場合、簡単な主回路構成で上記多重方式と同様な効
果が得られ、コスト的に非常に有利である。以上の説明
から明らかなように、本発明は電流基準値と相電流との
差の積分値が一定値に達するごとに、転流動作が行なわ
れるため、出力周波数に応じて変調パルス数が自動的に
切換わり、出力周波数を低くするに従つて変調パルス数
が増加する、そのため、非常に低い周波数まで負荷に流
れる電流の平均値を台形波状に制御できる。

かくして、負荷のトルクリツプルが低減され、振動や騒
音の少ない安定な微速運転をさせることができる。

また、相電流が帰還され、指令値と比較して制御されて
いるから、各種の外乱に対しても相電流の平均値を正確
に制御できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来構成の電流形インバータを示す回路構成図
、第２図は第１図の回路の制御方法を示す波形図、第３
図は本発明の実施例を示す回路構成図、第４図は第３図
の一部の具体的構成例を示すプロツク図、第５図は第４
図の構成例の各部信号を示す波形図、第６図は第３図の
台形波発生回路２８の一相分の構成例を示す回路図、第
７図は第６図の回路動作を示す波形図、第８図は台形波
状電流基準信号と点孤信号との関係を示す波形図、第９
図は本発明の制御対象である電流形インバータの別の構
成例を示す回路構成図、第１０図は本発明の制御対象で
ある電流形インバータを一般的に示すプロツク図、第１
１図は本発明の変形例の動作を説明するための波形図で
第１２図は電流形インバータを２台使用して負荷動作を
制御する多重方式を示すプロツク図、第１３図は第３図
の一部の具体的構成例を示すプロツク図、第１４図は第
１３図の構成例の作用を説明するためのタイムチヤート
、第１５図は第１図の回路の制御方法を詳細に説明する
ための波形図、第１６図は点孤信号と相電流との関係を
示す波形図である。１１・・・・・・直流電源部、１２・・・・・・直流リ
アクトル、１３・・・・・・電流形インバータ、１４・
・・・・・誘導電動機、１５・・・・・・電流検出装置
、１６・・・・・・電流基準形成回路、１７・・・・・
・点孤制御装置、１８・・・・・・三相交流電源、１９
・・・・・・交流器、２１・・・・・・電流検出器、２
３・・・・・・電流制］卸装置、２４・・・・・・位相
制御装置、２５ｕ，２５ｖ，２５ｗ・・・・・・変流器
、２６・・・・・・運転周波数、指令値、２７・・・・
・・論理回路、２８・・・・・・台形波発生回路、２９
ｕ，２９ｖ，２９ｗ・・・・・・乗算器、３０ｕ，３０
ｖ，３０ｗ・・・・・・電流制御装置、３１・・・・・
・アンド回路群、３２・・・・・・オア回路群、３３１
〜３３６・・・・・・パルス増幅器、Ｔｈｌ〜Ｔｈ６・
・・・・・サイリスタ、Ｃ１〜Ｃ６・・・・・・コンデ
ンサ、Ｄ１〜Ｄ６・・・・・・ダイオード、３４・・・
・・・電圧周波数変換器、３５・・・・・・２進カウン
タ、３６・・・・・・３進カウンタ、３７・・・・・・
論理回路、３８，３９，４１，４８・・・・・・抵抗器
、４０，４３・・・・・・演算増幅器、４５，４６・・
・・・・定電圧ダイオード、４２，４７・・・・・・ス
イツチング回路、１１１・・・・・・演算増幅器、１１
２，１１３・・・・・・入力抵抗、１１４・・・・・・
積分用コンデンサ、１１５・・・・・・ヒステリシス回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

１負荷のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に各々正電流を供給する複
数の半導体スイッチ、及び、負荷のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に
各々負電流を供給する複数の半導体スイッチを有する電
流形インバータの制御装置において、運転周波数指令値
に基づき負荷の各相に対応した台形波状の電流基準信号
を出力すると共に、電気角６０°の間論理レベル１にな
り、順次電気角６０°づつ位相がずれた矩形波信号を出
力する電流基準形成回路と、負荷の相電流をそれぞれ検
出する相電流検出器と、前記電流基準形成回路から出力
される台形波状の電流基準信号および前記相電流検出器
の出力を負荷の相毎に比較して、この相電流検出器の出
力が前記台形波状の電流基準信号よりも大きい間正方向
に積分し、この相電流検出器の出力が前記台形波状の電
流基準信号よりも小さい間負方向に積分する演算増幅器
、この演算増幅器の出力が所定の上限値又は下限値にな
る毎に論理レベル１又は０になる信号を出力するヒステ
リシス回路、及び、このヒステリシス回路の出力と前記
電流基準形成回路から出力される矩形波信号とに基づい
て前記半導体スイッチの制御信号を作る論理回路群を含
む点弧制御装置とを具備したことを特徴とする電流形イ
ンバータの制御装置。