JPS5946123B2 - マイクロ波ｉｃ周波数弁別回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマイクロ波周波数弁別回路に関するもので、特
にホモダイン検波方式のマイクロ波周波数弁別回路をマ
イクロ波ＩＣ回路（平面回路）で構成するものに関する
ものである。

マイクロ波周波数弁別回路は基準周波数に対する比較周
波数の周波数変動の絶対値および正負を判別するために
用いられ、車両などの速度を検知するドツプラレータな
どに使用される。

このための（ロ）路方式としては、ヘテロダイン検波方
式とホモダイン検波方式とが知られている。

このうちホモダイン検波方式の周波数弁別回路の基本的
な構成を第１図に示す。

第１図において、１は比較電磁波の入力端子、２．３は
ミキサダイオード、４は基準電磁波の入力端子、５は位
相器、６，７はそれぞれミキサダイオード２，３の出力
端子である。

いま、基準電磁波の角周波数をω４、比較電磁波の角周
波数をω。

とじ、基準電磁波をＥｒ・ｅｘｐ（、ｊωｒｔ）比較電
磁波をＥ。

−ｅＸｐ（ｊω。ｔ）とすると、ミキサーダイオード３
にはＥｒ−ｅＸｐ（ｊωｒｔ）とＥｃ−ｅＸＩ）（ｊω
。

ｔ）が入り、これらが混合されて出力端子７からの差の
成分があられれる。

一方ミキサダイオード２には、Ｅｃｊω。Ｌと位相器５
で（ｎ＋”／２）π（ｎ＝Ｏｔ ｉ、 ２・・・）
だけ以相のおくれだ基準電磁波Ｅｒ−ｅｘｐ（ｊ（ω。

ｔ’（ｎ＋１／２）π）〕が加わり、これらが混合没コ
出力端子６から差の成分があられれる。

したかって出力端子６，７の出力をｅｄ５ 、 ｅｄ７
とすればｅｄ６＝ｋＥｒＥｏ１１ｅｘｐｊ（（ω、−ω
。

ｔ））ｅｄ ７ ＝ｋＥ ｒＥ ６ ” ｅＸｐ Ｃｊ
（（ωｙ （ｚ）ｐ） Ｅ−（ｎ＋ ’／ ２ ）π
）〕 となる。

いま、簡単のためｎ＝ｏとし、ｅｄ ６ ＊ ｅｄ ７
を複素平面上で図示すると、ω１−ω。

〉０．ω、−ω。〈０に従って第２図Ａ、 Ｂのように
なる。

図から明らかなように、ｅｄ６とｅｄ７は位相差が−で
、ω。

一ωン０の場合は反時計方向に回転するベクトルになり
、ω、−ω。

〈０の場合時計方向に回転するベクトルになる。

したがって、 を基準にとりｅｄ６ ｅｄ７を見た場合、ω１−ω。

〉０のときｅｄ５はｅｄ７より９０°位相がすすみ、ω
、−ω。

〈０のとき９０°位相が遅れることになり、結局ｅｄ６
＊ ｅｄｙの位相差が正になるか負になるかを判別する
ことによりω１−ω。

〉０かω１−ω。〈０かを識別でき、この結果、基準電
磁波の周波数に対する比較電磁波の周波数の周波数変動
を検出することができる。

実際にはｅｄ ６ ｇ ｅｄ ７の位相差は周波数が低
いため波形成形したのちディジタル型の位相比較器（セ
ット・リセットフリップフロップ回路あるいは排他的論
理和回路等）で容易に識別可能であり、ω、−ω。

〉０がω、−ω。〈０かの判別が可能である。

また、ｅｄ６あるいはｅｄ７の出力の周波数Δｆ＝１ω
１−ω。

Ｉ は周波数カウンタ等で容易に実測可能であるから、
前述の正負判別（即ちΔｆ＞ＯあるいはΔｆ＜Ｏ）の結
果を用いてω＝ω−＋Δｆでω。

の周波数が決定できる。即ち通常のミキサ回路では周波
数の差の絶対値１ω、−ω。

１ は検出可能であるが、その正負の判別はできない。

一方本発明による前述の手法を併用すると正負の判別が
可能であり、周波数弁別ができることになる。

ところで、このような周波数弁別回路をＩＣ化すること
が近時室なわれているが、本発明は特にマイクロ波領域
における周波数弁別回路に関係するものであるため、マ
イクロ波ＩＣとしての構成が問題となる。

その一例として従来より知られている回路構成を第３図
に示す。

第３図において線路１０〜１１は基準電磁波４を通す線
路即ち基準電磁波線路（主伝送線路）であり、基準電磁
波４は線路１０から１１へ流される。

一方比較電磁波１は入力端子１２より入り、パワーディ
バイダ１３により分割され、一部は基準電磁波線路の１
５と平行に走る線路１４の部分によって基準電磁波と結
合し、ミキサダイオード１６に加えられ、出力端子１７
よりとり出される。

ここで線路」５と線路１４の部分は方向性結合器１８と
呼ばれる。

他の一部は基準電磁波線路の２０と平行に走る線路１９
による方向性結合器２１を通り、基準電磁波と結合し、
ミキサダイオード２２に加えられ、出力端子２３よりと
り出される。

２４．２５はコンデンサである。

この回路構成においては、ミキサダイオード１６．２２
に加える電磁波の位相差を正確にするため、また基準磁
波線路との結合を同一にするため、方向性結合器１８と
２１は同一のタイプのものを用いており、出力回路の向
きはパヮーディバイダ１３に対して対称的でなく、同一
方向に向いている。

ここで方向性結合器１８．２１の相対的な位置は、パワ
ーデイバイダ１３としてパワーディバイダ１３からの出
力が同位相になるタイプのｌ ものを用いるときは、波長にして（−＋−１）λ即４ ち電気長にして（ｎ＋−）π（ｎ＝Ｏｊ １９ ２ｊ
３、・・・・・・）になるような距離ｌの間隔に配置し
、両者間に位相差をもたせる。

第３図における端子１０，１２，１７．２３およびミキ
サダイオード１６．２２はそれぞれ第１図の端子４．
１． ６． ７ｉ−よびミキサダイオード２．３にそれ
ぞれ対応しており、第１図の場合と同一の動作により端
子１７．２３からそれぞれ出力”ｄａ＊ ｅｄ７が得ら
れる。

この両川力から位相検出回路等により位相差とその正負
を検出する。

第３図に示す構成は、同じタイプの方向性結合器を用い
ているため、位相関係が明確にでき、設計が容易である
という利点があるが、検波出力カ一点２８において高周
波線路２９と立体的に交叉すると共に、ミキサダイオー
ド１６がコンデンサ２６、高周波チョーク２４が回路ル
ープ内部に配置しなげればならず、高周波線路２９が接
近する構造となるため、線路間の不要な結合を生じやす
くなり、更に接地（アース）をとるのが困難となり、マ
イクロ波領域での使用には特性上好ましくない。

更にマイクロ波ＩＣとしては特性向上のため周波数弁別
回路を同一基板上に平面的に作製することが好ましい。

本発明は以上のような従来の構成の欠点を解決するため
、方向性の逆な、異なるタイプの方向性結合器を用いて
、パワーディパイダに対してミキサダイオード、出力端
子などを対称に配置、構成したマイクロ波ＩＣ周波数弁
別回路を提供するものである。

以下に本発明を具体的な実施例により詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例の構成を示すものである。

第４図において、３０−３１は基準電磁波線路、３２は
比較電磁波入力端子、３３はパワーデイバイダ、３４．
３６は夫々方向性結合器、３６．３７はミキサダイオー
ド、３８．３９はコンデンサ、４０．４１は高周波チョ
ーク（直流帰路）、４２．４３は出力端子である。

第４図において、端子３０． ３１． ３２． ４２゜
４３はそれぞれ第３図の端子１０． １１． １２゜１
７．２３に対応し、同様にミキサダイオード３６．３７
はミキサダイオード１６．２２に方向性結合器３４．３
５は方向性結合器１８．２１に、パワーディバイダ３３
はパワーデイバイダ１３に、高周波チョーク４０．４１
は高周波チョーク２４゜２５に、コンデンサ３８．３９
はコンデンサ２６゜２７にそれぞれ対応し、同一の動作
をする。

方向性結合器３４．３５は第４図に示すように、電気長
にして７１ ＝ｒｎｒ （ｍ＝ ２＊ ３ｔ ４
ｔ ””” ）の間隔で配する。

なお、方向性結合器３４，３５の内側の間隔１２は電気
長にしてｊ１２−Ｃｋ−’ｒ−−）π（ｋ＝ｏ、 １
． ２．・・・・・・）となる。

一方、パワーデイバイダ３３は同相出力のものを用いる
。

このようにすると、前述した位相弁別が可能となる。

第４図に示す構成に用いた方向性結合器３４゜３５を更
に詳細に示したものが、第５図Ａ、 Ｂである。

第５図Ａにおいて、端子４４を励振すると、電磁波５６
は主伝送線路（基準電磁波線路）４４−４５を伝播する
ほか、端子４６にも伝播し、電磁波５１が表われる。

一方第５図Ｂのタイプのものにおいては、端子４８を励
振すると電磁波５８は端子５０には伝播せず、端子５１
に電磁波５９として表われる。

このような方向性結合器を用いた第４図の構成において
は出力回路４２は高周波線路と交叉せず、しかもミキサ
ダイオード３６、コンデンサ３８、高周波チョーク４０
も回路ループ内部に配置されないため、不要な結合を減
少させることができるとともに、設計の自由度が増し、
整合がとりやすくなり、更に接地（アース）もとりやす
（なる。

これらの点からミキサダイオードよりなる検波回路の特
性が向上し、また検波出力の特性改善も得られる。

なお、第５図Ａに示す方向性結合器の代わりに、第５図
Ｃに示す方向性結合器を用いても特性にかわりはない。

第６図に示す構成は、本発明にかかわるマイクロ波ＩＣ
周波数弁別回路構成の他の実施例である。

３０〜３４．３６〜４３は第４図に示すものと同じであ
る。

第６図に示すものの特徴は、第５図Ａ。Ｃに示したタイ
プの一方の方向性結合器３５のかわりに詳細には第７図
に示すタイプの方向性結合器６０を用いたことにある。

第５図Ａ、 Ｃの方向性結合器を用いるのに比較し、方
向性結合器６０を用いた場合には、パワーデイバイダ３
３からミキサダイオード３６．３７までの伝送線路長が
全（同じとなるため、伝送線路長を正確に決定でき位相
特性が極めてよくなるとともに、ミキサ回路が全く対称
的となり、検波出力のバランスがよくなる。

また、基準電磁波線路（主伝送線路）と出力伝送線路が
平行となるため、線路のひきまわしを少（でき、高周波
損失を低減できる。

第７図に示す方向性結合器においては、端子６１を励振
すると電磁波６５は端子６２に伝わると共に、端子６３
にも電磁波６６が表われる。

各辺６７〜７２の長さは波長をλとするとき夫々λ／４
の長さにする。

また浮遊容量をもたぬようコーナーのうち７３．７４，
７５．７６の４ケ所のみのコーナーの部分を斜めにカッ
トしであることが特徴である。

更に辺７７、 ７８． ７９． ８０の各線路の特性イ
ンピーダンスを２゜、線の巾をＷｏとし、辺６７．７０
，７１．７２の各線路の特性インピーダンスをＺｌ、線
の巾をＷｌ とし、辺６８．６９の各線路の特性インピ
ーダンスをｚ２、線の巾をＷ２ とする。

’ｌ：Ｙ、＝１／Ｚｏｔ Ｙ、＝１／Ｚ、ｔ Ｙ２＝１
／Ｚ２とする。

いま第７図に示す４開口回路を直接解析することは困難
であるので２開口回路に変換して考える。

いま、第７図の端子６１を電圧Ｅで励振することは、第
８図のように端子６１と６２を＋−Ｅで励振（同相励振
）する場合と、６１を十−Ｅ、６２をｍ−Ｅで励振する
場合（逆相励振）の２つに分割して考えることができる
。

回路の応答は２つの場合の応答を加えることにより求め
ることができる。

ところで同相励振の場合は第８図に示す対称面（線路６
７．７１の中間点を結ぶ線）で電圧最大、電流０となり
短絡状態と仮定できるため、回路の解析は第９図に示す
ように回路の左半分を考えれば十分である。

また逆相励振の場合は対称面が開放と仮定するだけで解
析は同じ手法で行いうる。

いま、同相励振（第９図Ａ参照）の場合電圧反射係数な
ｒ＋＋、電圧伝達係数なＴ＋十とし、逆相の場合（第９
図す参照）、Ｆ 、Ｔ −で表子−＋ わすものとする。

このとき各端子６１．６２゜６３．６４に表われる波の
振巾の大きさをＡ１゜Ａ２ｍ Ａ３ｅ Ａ４ とすると
、端子６１をＥで励振する場合、 となる。

また２開口開路のＦ行列の要素をＡ、 Ｂ、 Ｃ。

Ｄであられし、入出力アドミタンスがＹ。

で等しいとき、この回路の電圧反射係数Ｆ、電圧伝達係
数Ｔは、 Ａ＋ＹｏＢ−Ｃ／Ｙｏ−Ｄ ｒ＝□ Ａ ＋ Ｙｏ Ｂ ＋ Ｃ／ Ｙｏ ＋ ＤＴ−□ Ａ＋ＹｏＢ＋Ｃ／Ｙｏ＋Ｄ であられすことができる。

同相励振に対応する２開口回路のＦ行列を（Ｆ升）とす
ると、第９図Ａより また逆相励振のＦ行列（Ｆ＋）は第９図Ｂよりとなる。

以上の結果より１１７”＋＋・１．ｒ十−・Ｔ＋＋・
Ｔ十−が求まり、これより とあられされる。

入出力整合条件はＡ、＝０（端子６１に反射波が生じな
い状態）であるから、（…）・＋（ｈ）・−１ Ｙｏ Ｙ。

したがって Ｙキ＋Ｙ；＝盾 あるいは ２ ｚ２ ２キ＋２≦＝□ １ となる。

この条件をいれると Ｙ、 Ｙ２ Ａ１’＝Ａ４＝Ｏｓ Ａ２＝Ｊ Ｅ・コＡ３＝ｊＥ・−
ＹｏＹ。

が得られる。

３ 一方結合度はにｍ−であり、前述のＡ３に整合条件Ｙ￥
十運−Ｙ３をあてはめると１ 、Ｙ２．Ｚ。

Ｋ＝−Ｊ（−）＝−Ｊ（−） となる。

−ｊは位ｏＺ２ 相が９ｏＯおくれることを示す。

以上から入出力２イＺシ 整８条件９１２・＋２・＝ ２６ ・結＠′ｋｉＺ・′
Ｚ２であられされるこのとき結合度を３ｄｂ以下と小さ
くえらべば１ｚｏＫＩＺ２１となり、整合条件と考え合
せればＺ ２ ＞ Ｚ 、＞ Ｚ ｏとなる。

そこで各線巾はＷ２〈Ｗ２〈Ｗｏ となる。

このようにすることにより方向性結合器としてはよりよ
い特性となる。

これに対し、第５図Ｂに示すタイプの結合器ではＷｌ、
Ｗ２．Ｗｏの関係はＷ２〈Ｗｏ＜Ｗｌとなる。

以上のように本発明は方向性の異なるタイプのちがう２
つの方向性結合器を用い、ミキサダイオードの整合回路
を回路ループ外に設け、ミキサダイオードの整合回路が
パワーディバイダに対し基本的には対称になるように配
置し、該ミキサダイオード整合回路よりの周波数混合出
力線路が、該パワーディバイダよりミキサダイオードに
至る高周波線路と交叉しないように構成されたことを特
徴とするマイクロ波ＩＣ周波数弁別回路であり、更に、
基準電磁波線路力ζ出力結合線路と反対側にλ／４の長
さ角形に張り出し、張りだした外側のコーナーと、基準
電磁波が角形に張りだす場所の外側のコーナーとを斜め
にカットし、また該方向性結合器の各辺の太さが入出力
辺、主伝送辺と出力伝送辺、結合器の順で細くなるよう
に形成された方向性結合器を一方に用いることによりさ
らに位相特性がよ（、検波出力のバランスのよい周波数
弁別回路となるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はホモダイン検波周波数弁別回路の基本的構成を
示す図である。 第２図は第１図の動作説明用のベクトル図、第３図は従
来のホモダイン検波ＩＣ周波数弁別回路の具体的構成を
示す図、第４図は本発明の一実施例におけるマイクロ波
ＩＣ周波数弁別回路の具体的構成を示す結線図、第５図
は方向性結合器を示す図、第６図は本発明のマイクロ波
ＩＣ周波数弁別回路の他の実施例を示す結線図、第７図
は第６図の回路に用いる新しい方向性結合器の具体的構
成例を示す図、第８図および第９図は第７図の方向性結
合器の動作を示す図である。 ３０〜３１・・・・・・基準電磁波線路、３３・・・・
・・パワーディバイダ、３４． ２５． ６０・・・・
・・方向性結合器、３６．３７・・・・・ベキサダイオ
ード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 基準電磁波線路に互いに方向性の異なる２つの方向
   性結合器をその入力端間の間隙ｉ：Ｊ″−ｍπ（ｍ＝２
   ． ３． ４・・・・・・）なる電気長になるように配
   し、前記各方向性結合器に同相出力のパワーデイバイダ
   を介して比較電磁波を印加し、前記各方向性結合器の出
   力端に各々ミキサダイオード回路を前記パワーディバイ
   ダに対し実質的に対称になる位置に接続し、前記各ミキ
   サダイオード回路により基準電磁波と比較電磁波とを混
   合し、その周波数の差を出力としてとり出し、各ミキサ
   ダイオード回路の出力の位相差を検出して比較電磁波の
   周波数変動を検出することを特徴とするマイクロ波ＩＣ
   周波数弁別回路。