JPS60136814A - 誘導性負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、誘導電動機等の誘導性負荷制御装置、特に、
誘導性負荷を電流によって制（財）する場合に好適な誘
導性負荷制御装置に関する。

〔発明の背景〕

誘導電動機の回転数等の制御は、サイリスタ変換器で行
う。この時の回路構成を第１図に示す。

第１図で、サイリスタ変換器１は、複数のサイリスタＩ
Ａ、ＩＢ、ＩＣ，ＬＤより成り、中間接続点間に変流電
源２が印加されている。誘導性負荷３は例えば誘導電動
機よ構成る。サイリスタ変換器１は電力変換機能を持ち
、実際には５！：流電源２を直流に変換する役割を持つ
。

電流制御回路４は電流指令１置Ｉｏ　と電流検出器６で
検出した電流帰還信号Ｉｔとの偏差をとる。

この偏差が零となるように、ゲートパルス発生回路５が
サイリスタ変換器１のサイリスタの点弧制御を行う。

以上の構成の中で電流制御回路４は、上記偏差演算の他
に全体の回路系の各種定数をもとにした補償特性を持た
せる演算即ち補償演算を行う。補償演算は、比例補償、
比例積分補償、比例積分微分補償等の演算がアシ、どれ
を選ぶかは全体の回路糸によって定めている。ここで、
全体の回路系とは、第１図に示した全体を回路系とみな
しておシ、サイリスタ変換器１．自体も後述するように
特定の伝達関数（例えば−次遅れ要素）で表現でき、更
に他の回路素子も同様に何らかの伝達関数で表示可能で
ある。従って、全体の回路系とは、伝達関数で表現しう
る系を指すことになる。特に、どの補償形式にするかは
、サイリスタ変換器１、交流電源２、負荷３によって定
まる特性によシ決まるとみてよい。

所で、第１図のような誘導゛電動機側（財）装置で、電
流制御回路４の補償演算の各定数、例えば、比例積分補
償の場合における比例ゲイン、積分ゲインは、設計時に
サイリスタ変換器の伝達関数の特性によって定めている
。

サイリスタ変換器の伝達関数を一次遅れ要素とみた場合
、該−次遅れ要素のゲイン及び時定数は交流電源の電圧
、誘導負荷３の抵抗及びインダクタンスによって定まる
。従って、回路設計時にゲイン、時定数は一義的に定ま
ることとなる。

然るに、実際の交流電源の電圧及び誘導負荷の抵抗及び
インダクタンスは、設計値通シとは限らず、一般には、
設計値と異なつｆｃ値をとる。更に、誘導負荷３の周囲
温度（例えば誘導電動機を負荷とした場合、抵抗損によ
る発熱）が変化すると、抵抗値が変化し、負荷電流の大
きさによってインダクタンスの値も変化する。

従って、補償演算の各定数を制御対象の特性に応じて最
適値に定めることが望ましい。この観点に立った従来例
に、特囲餡５６−１５５４１８号「％力変換装置のパラ
メータ推定方法」がある。

この従来方法を以下に述べる。

第１図の制御装置での波形図を第２図に示す。

ゲートパルス発生回路５は半サイクル毎に点弧ノくルス
を点弧角ｄＯｓ　αｈα２．α３で発生する。

点弧角α。、α２．・・・・・・ではサイリスタＩＡ。

１Ｄを点弧させ、点弧角α１．α３．・・・・・・では
サイリスタＩＢ、ＩＣを点弧さ゛せる。この時の負荷３
への印加電圧ｅＬは、各点弧ノくルスがくると正極性と
なり、この点弧Ｉ＜ｌレスの前段では負極性となる。更
に、負荷電流ｉは、各点弧／＜　ｌレス毎に１＝１０　
ｒ　ＩＩ　＋　１２　＋・・・・・・となる。且つ連続
的な負荷電流を呈す。同、ｅｏは交流電源電圧である。

かかる波形図で、点弧パルスが発生した時点α０から次
の点弧パルスが発生する時の時点αｌまでの電流値ｌは
、負荷３の抵抗Ｒ、インタークタンスＬ１交流電源２の
波高値Ｅと角周波数ωによって定まる軌跡を描く。従っ
て、負荷電流ｉからサイリスタ変換装置の特性を左右す
るゲインや時定数を推定できることとなる。

今、位相角αで点弧パフレスを与えると、その時の負荷
電流ｉは次式による。

この方程式は、次の点弧ノ（ルスが発生するまでの時間
だけ成立する（同、このＬ及び几は後述する本発明に関
する第６図のブロック中のブロック２３中のＬ及びＲと
同じである）。

ここで、負荷電流の初期値をｉ６　とし、且り点弧角α
＝α０で解くと、負荷電流卜は、・・・・・・・・・（
２） となる。但し、９＋　＝ｔａｎ−’　Ｔ、、Ｔ、、＝ω
Ｌ／ａである。

ｔ：ｔ＋　となる時刻ｔは、１＝＝ｉｏを基準とすると
、 １＝（α１−αＧ＋π）／ω　・旧・・・・・（３）と
なる。（２）式に（３）式を導入すると、・・・・・・
・・・（４） となる。但し、 である。ここで、点弧角α０とα１での電流差Δｉは Δｆ＝ｊ６　１ｌ −１ｓ１１１（α０−ψ）　）　・・・・・・・・・（
６）一方、（２）式を点弧角αｌとα２との間にわたっ
て積分すると、 ＝　１１“ｉｄｔ ＝　ＣＴ、１ｏ（Ｚ　Ａ） ω となる。

（６）、（７）式は、ゲインにと、時定数Ｔを含むＴ。

と金持っておシ一連立方程式を解くことによシ、正規の
ゲイ／にと時定数Ｔとをめることができる。

但し、（６）、　（７）式は複雑であり、式を簡単化し
、以下の式でめることとしている。簡単化の過程は省略
する。

・・・・・・・・・（８） ここで、（ｎ−１）とは（ｎ　１）回目の点弧パルスの
番号、ｎとはｎ回目の点弧パルスの番号を示す。更に、
ａ　（ｎ）、　ｂ　（ｎ）、　ｃ　（ｎ）は、以下とな
る。

ここで、■とは（ｎ−１）とｎとの区間内の積分値、Δ
ｉは（ｎ−１）とｎとの区間内の変化値でｂる。

電動機の運転では、電流が増減する過渡状態と電流がほ
ぼ一定となる定常状態がある。過渡状態においては（８
）、　（９）式の分母が小さくないので演算精度上は問
題はない。然るに、定常状態では、（８）。

（９）式の分母は極めて小さくなシ、演算精度が極めて
悪くなる。

更に、第３図に示す電流連続状態から電流断続状態Ｐに
なる場合、又は第４図に示すその逆の場合には、（８）
　、　（９）式の分母二〇にならないので、演算結果が
大きな誤差を持った値となる。

更に、グレッツ結線では交流側のインダクタンスの影響
で転流重なシ角が発生し、これを無視すれば誤差が大き
くなシ、逆にこれを考慮すれば（８）。

（９）式に相当する式を解くことが極めて困難となる。

以上の従来例は、結論的にみれば、過渡状態におけるパ
ラメータ推定が重要視される用途で、且つ交流側インダ
クタンスの無視できる用途に限定され、これ以外では誤
差が大きく、実際の適用には無理がある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、過渡的でない、いわゆる定常的なパラ
メータ測定に梢贋があシ、運転中にパラメータがほとん
ど変化しない一般的な用途に適用可能な誘導性負荷制御
装置を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明は、定常状態下では回路インダクタンスと電流リ
ップルとがほぼ反比例の関係にあることを利用するもの
で、電流リップルを測定することにより等制約に回路イ
ンピーダンスをめ、然る後サイリスタ変換器の伝達関数
をめ、該伝達関数をもとに補償特性を得る。この補償特
性をもとに点弧パルス制御を行わせる。

先ず、本発明の詳細な説明する。

第５図は、マイクロコンピュータによってゲートパルス
制−を行ってなる電動機制御装置の構成図を示す。この
装置は、機能的には第１図の回路構成と同じであるが、
帰還値を得る変流器６をサイリスク変換器の電源入力側
に設けたこと、電流制御回路５をマイクロコンピュータ
を主体に構成したこと、の２点で相異する。更罠、負荷
として電動機３を想定し、界磁巻線３人を持つものとし
ている。この電動機３は誘導性負荷となる。

電流制御回路４は、整流器１１、ＡＤ変換器１０、マイ
クロプロセッサ６、共通バス７、メモリ８よ構成る。整
流器１１は変流器６からの検出帰還電流の整流を行い、
ＡＤ変換器１Ｏは、整流出力をＡＤ変換する。更に、こ
のＡＤ変換器１０は帰還電流が電流連続限界にあるか否
かの検出を行う機能を持つ。

マイクロプロセッサ６は、メモリ８に蓄えられている処
理内容を共通バス７全通して取出し、その内容に従って
演算や他のプロセス信号の入・出力処理を行う。′延流
制御であれば、予め与えられている電流指令値Ｉｃと質
流器６全通して得る電流帰還値Ｉｆとを比較演算し、所
定の制御ゲインを乗算し、その信号をゲートパルス発生
器５に出力する。

この制御ゲインとは、補償のだめのゲインであシ、比例
補償では比例用の制御ゲインそのもの、比例積分補償で
は例えば−次遅れ要素とする場合ＶＣは一次遅れ要素を
構成する伝達関数とする。この比例積分補償下での一次
遅れ要素は、ゲインと時定数とを定数とする一次遅れ伝
達関数となる。

以下では、補償形式として比例補償とした場合を説明す
る。

ゲートパルス発生器５は、与えられた信号に見合う点弧
角のゲートパルスをサイリスタ変換器１に出力する。そ
の結果、電源トランス２Ａ（電源２に相当とみてよい）
、変換器６、サイリスタ変換器１、電動機３を通して電
流が流れ、その電流がまたＡＤ変換器１Ｏを通して入力
され制御が続行される。最終的には、この電流が電流指
令と等しくなるように制御される。以上の制御において
電流の動き、つまシ応答は、メモリ８内に蓄えられてい
る制御ゲイン、ゲートパルス発生器５とサイリスタ変換
器１のゲインおよび回路の抵抗とインダクタンスで決ま
る。ここで、制御ゲインは、主に回路の抵抗とインダク
タンスによって所定の応答を満足する様に設定するのが
普通である。

第６図は、第５図の等価回路的にみた場合の制御ブロッ
ク図で、前述せる制御ゲインＧｃ（ｓ）の設定過程を説
明する図である。

第６図（ａ）は、２１は制御ゲインＧｃ（ｓ）、２２は
ゲートパルス発生器５とサイリスタ変換器１のゲインＫ
ｐ、２３は回路の抵抗比およびインダクタンスＬ１２４
は電流を電流帰還に変換するゲインＦｃ、２５は電動機
３めトルク係数Ｓφと慣性モーメン）Ｊ、２６は電動機
のトルク係数Ｓφであシ、図中のωは電動機速度、ＥＭ
は電動機の逆起電力、Ｉａは電動機電流である。

第６図（ｂ）は、第６図（ａ）のブロック図において、
電動機の界磁電流をゼロにした状態、つまシＳφ＝０、
あるいは、１．の通電時間が短くかつＪが極めて大きく
てω＝＝０とみなせる短時間の状態での請６図（ａ）の
等価ブロックである。

第６図（Ｃ）は、第６図（ｂ）のブロック図において、
１几１＜＜ＩＬｓ＋　とみなせる状態における等価ブロ
ックである。次にこの条件の成立の可否について述べる
。

一般に回路の電気的時定数Ｌ／Ｒは Ｌ／Ｒ＝０．０２〜０．０４　（９Ｅ１Ｃ）　・−・−
・・・Ｕ）であシ、また、電流制御系の応答を決める遮
断角周波数ωＣは、一般に ωｃ中５００　（ｒ　ａｄ／ｓ　）　−−−−−−、、
、（１２１程度と大きく設定される。また、 １１」し１　二Ｉ　Ｌ８１＝１　：　Ｉ　Ｌ／ａ−８Ｉ
＝１：１Ｌ／Ｒ−ｊω１　・・・・・・・・・（１東で
らるから、これらに前記数値を代入するとＩＲＩ　：　
１ＬｓＩ＝１　二　ｌ（０，０２〜０．０４　）ｘｊ　
ｘｓｏｏ　１＝１：（１０〜２０）　・・・・・・・・
・ａ荀となシ、前述するＩＲＩ＜＜ｌＬＳＩの条件が成
立することが判る。

ここで、第６図の（Ｃ）によれば、制（財）対象はブロ
ック２６の様に回路インダクタンスＬによシ決まること
が判る。

従来の制御装置の制御ゲインの決定は、回路インダクタ
ンスの設計値を用いて制御ゲイｙＧｃ　（ｓ　）を決定
しているが、回路インダクタンスが設計値に対し±３０
〜±５０％の誤差をもっていることが多く、この誤差が
実際の電流制御系の目標応答時間の誤差となる。この誤
差が速反制御系（記述せず）の応答誤差となることは承
知のφ実である。

そこでこの速度制御系の応答誤差をなくするために、電
流制御系の応答を目標応答時間に設定すべく、実機によ
る合わせ作業にて制御ゲインＧｃ　（ｓ　）を決定する
方法もあるが、調整時間に多くの時間がかかる欠点があ
った。

本発明では、電流リップルから等何曲な回路インダクタ
ンスをめ、制御ゲインを得るようにした。

〔発明の実施例〕

回路インダクタンスと電流リップルの関係について説明
する。

第７図は、電流ｉの成形をめるだめの回路図で、ｅＵ−
ｅＶは電源の相電圧、ＬＡは交流側のインダクタンス、
ＲＡは交流側の抵抗、ＬＤは直流側のインダクタンス、
Ｌ（、ｎは直流側の抵抗、ＥＭは電動機の逆起電力であ
る。また、前述するＬおよびＲｆ′１Ｌ＝２Ｌ＾＋Ｌｎ
　、　Ｒ＝　２１１．ｈ　十ａｎである。尚、とのＬ及
びＲは従来ｙｌｌの（１）式のＬ及びＲと同じである。

第８図は、第７図の谷部の波形を示すもので、（ａ）は
点弧角αにおけるサイリスタの理論出力電圧波形で電流
ｉが連続の場合を示す。この理論出力電圧波形は、交流
側インピーダンスの電圧降下を含まないサイリスタ出力
電圧ゆえ実際に観測することは出来ない′。ω）は電流
ｉの波形で、電流連続限界の状態を示す。（Ｃ）はサイ
リスタに印加するゲートパルス波形を示す。第７図の回
路における電流ｉは次式となる。

ここで、α：サイリスタ変換器の点弧角（ｒ　ａ　ｄ／
３）ω＝２πｆ　・・・・・・・・・α７ 他の変数は第７図に示す通りでおる。

ここで、式（１荀と同様にしてＲとωＬの比をめてみる
と、 Ｒ：ωＬ＝１：ωＸＬ／几 ＝１＝２πＸ　５０Ｈｚ　Ｘ　（０，０ｚ〜ｏ、ｏ　４
　）＝　１　二　（６，３〜１２．６）　・・・・・・
・・・（１３昏となる。これより式（７）のψをめると
＝ｔａｎ−’　（６，３〜１２．６　）２．２　２．１ ｍ：　・・・・・・・何１ となる。また ＝（１，０１〜１．００３）ωＬ ζωＬ　・・・・・・・・・（至） となる。また、ｔ　＜＜　Ｌ／几＝０．０２〜０．０４
（棋）においては ！ となる。ここで代用（２ｔ）、　Ｈの簡略式を弐〇江代
入すると、 となシ、電流連続限界の条件、すなわち定常状態江なる
境界条件である〇 を満足させるため、 の条件を弐＠に入れると 式に）におけるｉの最大になる時間ｔは、である。これ
によシ、第８図に示す電流リップルは、 以上よりＬは よ請求めることができる。

以上の説明よシミ流すップルとＬの関係が明確になった
ので、この関係を用いた本発明の一実施例を以下に図を
用いて詳述する。

第９図は、第８図に示す電流波形の状態を維持するため
のマイクロプロセン丈の処理７０−チヤ一卜である。

第９図のフローチャートの起動タイミングは特に規定し
ないが、電流連続判定処理５１の処理上、ゲートパルス
−同期しているのがよい。フローチャートの内容は第９
図の通シであるが、動作は、電流連続判定処理で電流連
続状態がＮｏ（連続でない）の場合はゲートパルス発生
器（ＧＰＧ）入力信号を増加させ電流がより流れるよう
ｒＣし＋５１）、ｔｔ電流連続限界フラグリセットして
おく＋５２．）。まだ、電流連続状態がＹＥＳ　（連続
）の場合は、ゲートパルス発生器（ＧＰＧ）人力信号を
減少させ電流がよυ流れないようにしく５３）、電流連
続限界フラグをセットしておく（５４）。

ここで、５２のＧＰＧ人力信号の微少増加は５１の１！
電流連続定処理の精度向上の点よシ、極力小さくしてお
いた方がよい。５６でＧＰＧ入力侶号信号力し、５７で
ゲートパルスを出力する。ゲートパルス発生器９を全て
ハードで構成する場合は、５７の処理は不要である。冑
、′電流連続近傍、又は電流連続の限界値で測定する場
合には、５２によるＮＯでの微少増加のステップ以外に
、ＹＥＳでの微少減少のステップを附ヵロする必要かめ
る。

このステップは５１と５５との中間に設ける。

第１０図は、第９図の処理において回路に流れている電
流よシインダクタンスＬを計算するための７０−チャー
トで、起動タイミングはゲートパルスに同期させる。７
０−チャートの内容は第１０図の通りでおるが、動作は
、第９図の処理でセットした電流連続限界フラグを判定
し、ＯＦＦの場合は電流の流れ方が足シないので処理を
終了させるがＯＮの場合は、６２で第８図のＩ＋　（通
常１１＃０）を取シ込み、６３で′電気角π／６（ｒａ
ｄ／ｓ）の時限処理（これは式（至）のｔ、に相当する
処理）を行ない、６４で第８図の１２を取込む。

６５では（電流リップル）＝ＩＩ２−Ｉ、１を演算し、
６６で式（ハ）よ請求 弐〇ＶｃはＧＰＧ入力信号、つまり、点弧角αの要素が
衣現されていないのは、区勅機の停止状態（ＥＭ＝Ｏ）
においてはαζπ／２となるからである（式■の条件に
相当する）。

第１１（８）は、第１０図でめたＬの値と、制御系の設
定応答時間よシ制御ゲインをめ、ゲインを設定する７０
−チャートである。起動タイミングｉ’ｔＬＬニア）遅
出後とする。制御ゲインの設定の詳細は後述する。

また、第１２図の７０−チャートは本発明の他の実施例
を示したもので、電流連続限界における電流の平均値よ
シインダクタンスＬをめる方法でおる。これは、式に）
よｐ電流平均値をめると、ωＬ また、Ｌは、 となる。

これよシ、第１２図のフローチャートでＬをめることが
できる。第１２図の動作は、８１で第９図の処理でセッ
トした電流連続限界フラグを判定し、ＯＦＦの場合は処
理を終了させるが、ＯＮの場合は８２で第９図のＩ　Ａ
ｖｇを取込み、８３で式（イ）をめてＬを演算する。演
算したＬよυ第１１図のフローチャートで制（財）ゲイ
ンを決足する。

第１０図の６６でめたＬがタイミングによシ若干バラツ
クことかあるので数回の平均をめる処理を追加した方が
よい場合もある。第１２図の８３も同様である。

インダクタンスＬから制（財）ゲインＧｃを得る計算は
以下となる。

電〆し制御系の伝達特性による応答は、第６図（Ｃ）の
変数名を用いて表現すると、即ち伝達関数で表となる。

この式よ、！ｌ）、ＧＣを逆算すると、となる。ここで
、Ｋｐは電源電圧で決まるサイリスタ変換器１のゲイン
（固定値）、Ｌは式（至）又は（至）でめた値、ＦＣは
電流フィードバックゲインである。伺、式（３１）　、
又は（３２）は電流制御の補償方式を比例で行なった場
合であるが、他の補償方式（例えば積分補償、比例積分
補償等）であっても適用できる。

第１３図は制御ゲインＧｃをもとにゲートパルスの発生
を制御するためのフローチャートである。

この処理は一定周期で繰返される。先ず、１００で寛か
ｔフィードバック値１ｔｆ、取込み、１０１で電流指令
値Ｉｃを取込む。次に偏差（Ｉｃ　Ｉｆ）をめ、この偏
差（Ｉｃ　Ｉｆ）に既にめたゲインＧｃを乗算する（１
０２）。この乗算結果から決まる点弧角のパルスを発生
させるべくケートパルス発生器５を制御する。ゲートパ
ルス発生器５はこの制御に従った点弧角に従い、ゲート
パルスを発生する。

なお、説明は電流連続限界、点弧角α−π／２（ｒ　ａ
　ｄ／Ｂ　）で記述したが、これ以外の条件でもインダ
クタンスＬをめることができる。ただし、　′演算式が
複雑になることがある。

以上、本実施例によれば、回路インダクタンスの大きさ
を気にすることなく、電流側（財）系の制御ゲインを自
動的に設定することができ、調整時の所要時間は大幅に
短縮できることになる。ここで、調整時とは試運転調整
時が代表的であるが、実際の運転区間中にあって周期的
に調整させ、或いは非周期的に調整させる場合も含む。

〔発明の効果〕 本発明によれば、リップルとインダクタンスとの因果関
係よシ実際のインダクタンスをめることができ、このイ
ンダクタンスより補償内８に設定でき、この補償内容か
ら点弧パルス制４に行うことができた。更に、その計算
内容は簡便のため、補償までの時間は大巾に短縮できた
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の誘導性負荷制御装置の構成図、第２図は
各部波形図、第３図、第４図は従来例の欠点の説明図、
第５図はマイクロコンピュータで実現した本発明の誘導
性負荷制御装置の全体構成図、第６図は第５図の装置を
伝達関数を用いて表示したブロック図、第７図は電流波
形をめるための回路図、第８図はその各部の波形図、第
９図は、第８図の電流合流すだめの処理フローチャート
、第１０図は、本発明の一実施例を処理する処理フロー
チャート、第１１図は、制御ゲインをめる処理フローチ
ャート、第１２図は本発明の他の実施例を処理する処理
フローチャート、第１３図は点弧角パルスを得るだめの
処理フローチャートを示す図である。 ２人・・・トランス、１・・・サイリスタ変換器、３・
・・電動機、４・・・電流制御回路、５・・・ゲートパ
ルス発生器、６・・・マイクロプロセッサ、７・・・共
有ハス、８・・・メモリ、１０・・・ＡＤ変換器、１１
・・・整流器。 代理人　弁理士　秋本正実 も２図 ？ｒ、ｔＡ 第３Ｍ 第α図 第６図 （（１１ 槽１図 も９口 第１０図 拓１２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、点弧パルスによって制御を受け誘導性負荷に電流を
   供給するサイリスタ変換器と、指令電流値が外部から取
   込むと共に、サイリスタ変換器を負帰還制御すべく該変
   換器の入力又は出力からの帰還電流値を取込み、上記指
   令電流値と帰還電流値との偏差をめ、該偏差に所定の補
   償特性を持たせる電流制御手段と、該手段の補償特性を
   持った偏差値対応値を取込み、該対応値に応じて上記サ
   イリスタ変臭器への点弧パルスの発生を制御し、サイリ
   スタ変換器に所定の点弧パルスを発生する点弧パルス発
   生手段とよυ成る誘導性負荷制御装置において、 上記誘導性負荷制御装置を等価回路的にみた場合の回路
   インダクタンスＬと回路抵抗ＲとがＬＭの関係にある時
   、サイリスタ変換器の出力電流値とサイリスク変換器の
   点弧角とサイリスタ変換器への電源電圧と該電源電圧の
   周波数よシ回路インダクタンスＬを算出する手段と、上
   記等価回路的にみた場合の上記回路インダクタンスを含
   む伝達特性をもとに上記電流制御手段での補償特性を設
   定する手段と、より成る誘導性負荷制御装置。 ２、上記回路インダクタンスを算出する要素でおる出力
   電流値は、サイリスタ変換器の出力′電流のリップル値
   とする特許請求の範囲第１項記載の誘導性負荷制御装置
   。 ３、上記リップル値は、点弧パルス時点の出力電流値と
   、点弧パルスの約１／２周期後の時点の出力電流との偏
   差よシ算出した値とする特許請求の範囲第２項記載の誘
   導性負荷制御装置。 ４、上記回路インダクタンスを算出する要素である出力
   電流値は、出力電流が断続一連続の限界値又はその近傍
   における出力′−流の平均値とする特許請求の範囲第１
   項記載の誘導性負荷制御装置。