JPS61123248A - 周波数検出装置 - Google Patents
周波数検出装置Info
- Publication number
- JPS61123248A JPS61123248A JP24534084A JP24534084A JPS61123248A JP S61123248 A JPS61123248 A JP S61123248A JP 24534084 A JP24534084 A JP 24534084A JP 24534084 A JP24534084 A JP 24534084A JP S61123248 A JPS61123248 A JP S61123248A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- equation
- multiplication
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数検出装置に関し、特にＣ／Ｎが悪い周波
数信号例えばＰ Ｓ Ｋ （ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ ）信号が伝送されて来た場合、これを復
調する際に適用して好適なものである。
数信号例えばＰ Ｓ Ｋ （ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ ）信号が伝送されて来た場合、これを復
調する際に適用して好適なものである。
従来伝送されて来た周波数信号を復調する際に周波数を
検出する方法として種々の方法が用いられているが、原
理的に受信した周波数信号のＣ／Ｎが悪い場合には、周
波数の検出ができないものが多い。
検出する方法として種々の方法が用いられているが、原
理的に受信した周波数信号のＣ／Ｎが悪い場合には、周
波数の検出ができないものが多い。
しかしＦ Ｆ Ｔ （ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒ
ａｎｓｆｏｒｍ ）、又はＤ Ｆ Ｔ （ｄｔｓｃｒｅ
ｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ）手法は
、連続的な波形を一定時間ごとにサンプリングして得ら
れる時系列信号からその波形のフーリ工変換を求め、か
くして周波数スペクトラム分析することによって周波数
ｔＩｉ域の表現に変換できる・ ので、入力信号のＣ
／Ｎが悪くとも、周波数分解能を狭くとるようにすれば
、入力周波数信号の周波数を検出することが原理的に可
能である。
ａｎｓｆｏｒｍ ）、又はＤ Ｆ Ｔ （ｄｔｓｃｒｅ
ｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ）手法は
、連続的な波形を一定時間ごとにサンプリングして得ら
れる時系列信号からその波形のフーリ工変換を求め、か
くして周波数スペクトラム分析することによって周波数
ｔＩｉ域の表現に変換できる・ ので、入力信号のＣ
／Ｎが悪くとも、周波数分解能を狭くとるようにすれば
、入力周波数信号の周波数を検出することが原理的に可
能である。
しかしこの方法は周波数スペクトラムの分析を行うため
にかなり大型なハードウェア又はソフトウェアが必要で
あり、実用上筒易な構成の周波数検出装置を得ることが
できない問題がある。
にかなり大型なハードウェア又はソフトウェアが必要で
あり、実用上筒易な構成の周波数検出装置を得ることが
できない問題がある。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、キャリア
信号によって搬送されて来た入力周波数信号成分をノイ
ズ成分の影響を受けないような信号に変換することによ
って、Ｃ／ＮがＯ（ｄＢ）以上の場合は勿論、Ｃ／Ｎが
Ｏ（ｄＢ）以下の場合でも入力周波数信号を確実に検出
し得るようにした周波数検出装置を提案しようとするも
のである。
信号によって搬送されて来た入力周波数信号成分をノイ
ズ成分の影響を受けないような信号に変換することによ
って、Ｃ／ＮがＯ（ｄＢ）以上の場合は勿論、Ｃ／Ｎが
Ｏ（ｄＢ）以下の場合でも入力周波数信号を確実に検出
し得るようにした周波数検出装置を提案しようとするも
のである。
かかる問題点を解決するため第１の発明においては、時
点ｔにおける入力周波数信号ＲＶＳを表す第１の複素数
信号１１いＱｌｌＩと、この第１の複素数信号［ＩいＣ
１ｔｅに対して所定の時間Δｔだけ異なる時点における
入力周波数信号ＲＶＳＯ共役復素数を表す第２の複素数
信号■Ｉ□−１）、Ｑ、、、−、）とを乗算する乗算手
段５を有し、この乗算手段５の乗算出力に基づいて入力
周波数信号Δωを検出するようにする。
点ｔにおける入力周波数信号ＲＶＳを表す第１の複素数
信号１１いＱｌｌＩと、この第１の複素数信号［ＩいＣ
１ｔｅに対して所定の時間Δｔだけ異なる時点における
入力周波数信号ＲＶＳＯ共役復素数を表す第２の複素数
信号■Ｉ□−１）、Ｑ、、、−、）とを乗算する乗算手
段５を有し、この乗算手段５の乗算出力に基づいて入力
周波数信号Δωを検出するようにする。
また第２の発明においては乗算手段５０乗算出力に基づ
いて時間Δｔごとに平均値をとる信号処理手段ｌＯを設
け、この信号処理手段ＩＯの処理出力Ｆ、に基づいて入
力周波数信号Δωを検出するようにする。
いて時間Δｔごとに平均値をとる信号処理手段ｌＯを設
け、この信号処理手段ＩＯの処理出力Ｆ、に基づいて入
力周波数信号Δωを検出するようにする。
入力信号ＲＶＳは乗算手段５において共役複素数と乗算
されることによって信号変換される。この変換信号は、
入力周波数信号Δωを含む信号成分子ａｍと、ノイズ成
分を含む信号成分子ａｌｌ、Ｔｓｍ＋、Ｔ、とを含んで
なり、入力信号ＲＶＳのＣ／Ｎが良好な場合には、ノイ
ズ成分を含む信号成分はほぼ０になるので、乗算出力に
は実買上周波数信号成分Δωだけが得られることになる
。
されることによって信号変換される。この変換信号は、
入力周波数信号Δωを含む信号成分子ａｍと、ノイズ成
分を含む信号成分子ａｌｌ、Ｔｓｍ＋、Ｔ、とを含んで
なり、入力信号ＲＶＳのＣ／Ｎが良好な場合には、ノイ
ズ成分を含む信号成分はほぼ０になるので、乗算出力に
は実買上周波数信号成分Δωだけが得られることになる
。
これに対して入力信号のＣ／ＮがＯ（ｄＢ）以下の場合
には、信号変換された乗算出力に基づいて時間Δｔごと
に平均値をとることにより、当該平均値出力の信号成分
は、入力周波数信号Δωを含む信号成分ｙｓｓと、 ノ
イズ成分を含む信号成分子 １１１１１％ ｒ ｓａ、
ｒａｍとでなる。これらの各信号成分の平均値のうち、
ノイズ成分を含む信号成分は実質上はぼ０になり、結局
入力周波数信号Δωがノイズ成分の影響を受けずに検出
できることになる。
には、信号変換された乗算出力に基づいて時間Δｔごと
に平均値をとることにより、当該平均値出力の信号成分
は、入力周波数信号Δωを含む信号成分ｙｓｓと、 ノ
イズ成分を含む信号成分子 １１１１１％ ｒ ｓａ、
ｒａｍとでなる。これらの各信号成分の平均値のうち、
ノイズ成分を含む信号成分は実質上はぼ０になり、結局
入力周波数信号Δωがノイズ成分の影響を受けずに検出
できることになる。
以下図面について本発明による周波数検出装置の一実施
例を詳述する。
例を詳述する。
本発明による周波数検出装置は、周波数入力信号を次の
原理によってノイズ成分の影響を受けない信号に変換す
る。先ず周波数入力信号ＳＬを次式 〇（ωζ ÷ Δω）ｔ 亭φ。） ８％ −Ａｓ のようにベクトルで表す、ここで、ω９はキャリア信号
成分の中心周波数、Δωは周波数オフセットで、Δωは
キャリア信号によって搬送される入力周波数信号となる
。又φ、は初期位相、φｔはランダムノイズ成分の位相
（この位相は一様分布している）、Ａはキャリア信号成
分の振幅、ｎｔはノイズ成分の振幅（これはレーレ−分
布している）である。
原理によってノイズ成分の影響を受けない信号に変換す
る。先ず周波数入力信号ＳＬを次式 〇（ωζ ÷ Δω）ｔ 亭φ。） ８％ −Ａｓ のようにベクトルで表す、ここで、ω９はキャリア信号
成分の中心周波数、Δωは周波数オフセットで、Δωは
キャリア信号によって搬送される入力周波数信号となる
。又φ、は初期位相、φｔはランダムノイズ成分の位相
（この位相は一様分布している）、Ａはキャリア信号成
分の振幅、ｎｔはノイズ成分の振幅（これはレーレ−分
布している）である。
このように伝送されて来る受信信号は、時点を辷おいて
（１）式の第２項で表されるノイズ成分に対して、第１
項で表される信号成分が混在した状態で到来する。そこ
で時点ｔよりΔｔだけ異なる時点、例えば前の時点ｔ−
Δｔにおける受信信号５ｔ−ｔは、 ＳＬ−轟。
（１）式の第２項で表されるノイズ成分に対して、第１
項で表される信号成分が混在した状態で到来する。そこ
で時点ｔよりΔｔだけ異なる時点、例えば前の時点ｔ−
Δｔにおける受信信号５ｔ−ｔは、 ＳＬ−轟。
＋ｆｉｔ−Δｔｅ
・・・・−（２）
で表すことができる。ここでｎ ％−Ａ％はノイズ成分
の振幅、ｎ、１．はノイズ成分の位相である。
の振幅、ｎ、１．はノイズ成分の位相である。
本発明による周波数検出装置は、（１）式及び（２）式
に基づいて、受信信号に対して以下に述べる変換処理を
行う、すなわち（２）式で表される第２の信号成分の共
役複素数Ｓ％−れ＄を（１）式で表される第１の受信信
号に乗夏して、次式Ｓ亀 ・ ５ｔ−ｊｔ傘 ・・・・−（３） の変換式を演算により求める。この演算の結果により得
られる変換式を、 含まれている信号成分子、いＴ１い
Ｔ１いＴ□に整理して表せば、５％ Ｘ ３％−ａ＆” 一γ□十γ、＋Ｔ□＋Ｔ□ ・・・・・・（４）になる
、ここで（４）式の第１ｘＪ１ ｒ ｓｓは、（１）式
の信号成分及び（２）式の信号成分の積でなり、次式 ％式％） のように整理できる。また（４）式の第２項ｒａｍは、
（１）式のノイズ成分及び（２）式のノイズ成分の積で
なり、次式 ％式％） のように整理できる。また（４）式の第３項Ｔ１、は、
（１）式のノイズ成分及び（２）式の信号成分の積でな
り、次式 ％式％ のように整理できる。また（４）式の第４項ｒａｓは、
（１）式の（Ｋ号成分及び（２）式のノイズ成分の積で
なり、次式 ％式％ のように整理できる。
に基づいて、受信信号に対して以下に述べる変換処理を
行う、すなわち（２）式で表される第２の信号成分の共
役複素数Ｓ％−れ＄を（１）式で表される第１の受信信
号に乗夏して、次式Ｓ亀 ・ ５ｔ−ｊｔ傘 ・・・・−（３） の変換式を演算により求める。この演算の結果により得
られる変換式を、 含まれている信号成分子、いＴ１い
Ｔ１いＴ□に整理して表せば、５％ Ｘ ３％−ａ＆” 一γ□十γ、＋Ｔ□＋Ｔ□ ・・・・・・（４）になる
、ここで（４）式の第１ｘＪ１ ｒ ｓｓは、（１）式
の信号成分及び（２）式の信号成分の積でなり、次式 ％式％） のように整理できる。また（４）式の第２項ｒａｍは、
（１）式のノイズ成分及び（２）式のノイズ成分の積で
なり、次式 ％式％） のように整理できる。また（４）式の第３項Ｔ１、は、
（１）式のノイズ成分及び（２）式の信号成分の積でな
り、次式 ％式％ のように整理できる。また（４）式の第４項ｒａｓは、
（１）式の（Ｋ号成分及び（２）式のノイズ成分の積で
なり、次式 ％式％ のように整理できる。
以上の結果から、受信信号のＣ／Ｎが良好な受信状態が
得られれば、（１）式及び（２）式で表される第１及び
第２の受信信号Ｓ％及び５％−４％の信号振幅Ａに対し
てノイズ振幅ｎ１及びｎｔ−４％が無視し得る程度に十
分に小さくなるので、 （４）式の第２項、第３項、
第４項の信号成分子。。
得られれば、（１）式及び（２）式で表される第１及び
第２の受信信号Ｓ％及び５％−４％の信号振幅Ａに対し
てノイズ振幅ｎ１及びｎｔ−４％が無視し得る程度に十
分に小さくなるので、 （４）式の第２項、第３項、
第４項の信号成分子。。
ｒａｍ、ｒ□はほぼ０と考えて良い（（６）式、（７）
式、（９）式）、従って（３）式の乗算式は、実用上次
式 ％式％ のように、（１）式及び（２）式の信号成分の積で表さ
れることになる。
式、（９）式）、従って（３）式の乗算式は、実用上次
式 ％式％ のように、（１）式及び（２）式の信号成分の積で表さ
れることになる。
従って（１１）式の実数部の値を検出することにより、
（１）式の信号振幅Ａを求めることができる。
（１）式の信号振幅Ａを求めることができる。
また（１１）式の虚数部の値を検出することにより、（
１）式の位相（ω１＋Δω）Δ【を求めることができる
。ここでキャリア周波数ω６及び時間Δｔは既知である
ので、伝送されて来た周波数入力信号である周波数オフ
セットΔωを演算により求めろことができる。
１）式の位相（ω１＋Δω）Δ【を求めることができる
。ここでキャリア周波数ω６及び時間Δｔは既知である
ので、伝送されて来た周波数入力信号である周波数オフ
セットΔωを演算により求めろことができる。
このようにしてＦＭ通信のようにＣ／Ｎが良好な受信状
Ｂ （０（ｄＢ３以上）の場合には、受信信号から周波
数信号の周波数Δωを検出することができ、従ってこの
検出結果に基づいてＦＭ復！ｌｌＮ装置を構成すること
ができる。因にＦＭ変調による信号の伝送は、信号成分
の信号レベルが雑音信号成分に対して十分に大きいので
、実用上十分なＣ／Ｎが得られ、従って（３）式の乗算
式から直接（１１）式の変換式を得ることができること
により、直ちに周波数信号Δωを検出することができる
。
Ｂ （０（ｄＢ３以上）の場合には、受信信号から周波
数信号の周波数Δωを検出することができ、従ってこの
検出結果に基づいてＦＭ復！ｌｌＮ装置を構成すること
ができる。因にＦＭ変調による信号の伝送は、信号成分
の信号レベルが雑音信号成分に対して十分に大きいので
、実用上十分なＣ／Ｎが得られ、従って（３）式の乗算
式から直接（１１）式の変換式を得ることができること
により、直ちに周波数信号Δωを検出することができる
。
これに対して、例えばスペクトラム拡散信号を用いたＰ
ＳＫ変調信号を受信する場合には、所定の時間例えば１
秒程度は周波数信号Δω及び信号振幅への値が一定値を
保持するので、以下に述べる変換式を用いることによっ
て受信信号のＣ／Ｎが０ （ｄＢ）以下の場合にも、入
力周波数信号の検出をなし得るように変換できる。
ＳＫ変調信号を受信する場合には、所定の時間例えば１
秒程度は周波数信号Δω及び信号振幅への値が一定値を
保持するので、以下に述べる変換式を用いることによっ
て受信信号のＣ／Ｎが０ （ｄＢ）以下の場合にも、入
力周波数信号の検出をなし得るように変換できる。
すなわちこの場合は、（３）式の乗算結果から得た（４
）式に基づいて次式、 ＭＳｍｒ、、＋ｙ□＋Ｔ□十Ｔ０ − γ ■ ＋ γ 、＾＋ ｒ、、＋ｒ □ ・
・・・−（１２ンのように、時間Δｔごとに平均値ＭＳ
を求める。
）式に基づいて次式、 ＭＳｍｒ、、＋ｙ□＋Ｔ□十Ｔ０ − γ ■ ＋ γ 、＾＋ ｒ、、＋ｒ □ ・
・・・−（１２ンのように、時間Δｔごとに平均値ＭＳ
を求める。
（１２）弐において、次式の条件、
Δ ｔ ≧ □ ・
軸・−（１３）Ｂ が成り立つようにΔｔの値を選定すれば、（１０）式の
第２項下□は ｒａｍ”０ ・−−−−−（１
４）となる、なお（１３）式において、Ｂは制限帯域（
（Ｈｚ） ）を示す。
軸・−（１３）Ｂ が成り立つようにΔｔの値を選定すれば、（１０）式の
第２項下□は ｒａｍ”０ ・−−−−−（１
４）となる、なお（１３）式において、Ｂは制限帯域（
（Ｈｚ） ）を示す。
ここで、信号成分子ａｍ（（６）式）において、ω。Δ
ｔの信号成分は、キャリア周期に対し２πｎ （ｎは整
数）の関係に選定しておくことによって平均値を０にす
ることができる。またφ１及び１％−１％の信号成分は
、Δｔを（１３）式の関係に選定したことにより、−一
及び１％−１％の成分が互いに相関をもっていないこと
により、その平均値はほぼ０になる。この結果、Ｔ□は
ほぼＯになる。
ｔの信号成分は、キャリア周期に対し２πｎ （ｎは整
数）の関係に選定しておくことによって平均値を０にす
ることができる。またφ１及び１％−１％の信号成分は
、Δｔを（１３）式の関係に選定したことにより、−一
及び１％−１％の成分が互いに相関をもっていないこと
により、その平均値はほぼ０になる。この結果、Ｔ□は
ほぼＯになる。
また第３項及び第４項７．９及びｙａｓの値は、Ｔロー
Ｏ・・・・−（１５） ｒａｍ−０・・・・−（１６） となる。
Ｏ・・・・−（１５） ｒａｍ−０・・・・−（１６） となる。
ここで信号成分子□及びγ□（（７）式及び（９）式）
において、ω、を及び（ω、＋Δω） ｔの信号成分は
１／２Ｂより大きい時間Δｔの間隔でサンプリングする
ことにより平均値はＯになる。
において、ω、を及び（ω、＋Δω） ｔの信号成分は
１／２Ｂより大きい時間Δｔの間隔でサンプリングする
ことにより平均値はＯになる。
また（ω、＋Δω）Δｔの信号成分はほぼ２πｎの値に
なることにより、平均値は０になる。またφ、及ヒφＬ
−Ｊｔのノイズ成分はランダムであるのでその平均値は
Ｏになる。
なることにより、平均値は０になる。またφ、及ヒφＬ
−Ｊｔのノイズ成分はランダムであるのでその平均値は
Ｏになる。
またφ、は初期位相であるから平均値には影響を与えな
い、従フて平均値Ｔ、＊及びＴ□は０になる。
い、従フて平均値Ｔ、＊及びＴ□は０になる。
結局、（１３）式の関係に選定されたΔｔごとに（１２
）式の平均値ＭＳを求めて行けば、（１２）式の第１項
ｒｓｓだけが残ることになり、平均値ＭＳは ＭＳｍｒ。
）式の平均値ＭＳを求めて行けば、（１２）式の第１項
ｒｓｓだけが残ることになり、平均値ＭＳは ＭＳｍｒ。
になる。
従って受信信号のＣ／ＮがＯ（ｄＢ）以下の場合には、
（３）式の乗算結果に基づいて得られる（４）式の出力
の平均を求めることによって、実際上（１７）式の変換
式に相当する平均値出力ＭＳが得られることになり、従
ってこの平均値ＭＳ４ｉ−検出すれば、その実数部から
受信信号の信号４１ｉ幅人を検出することができると共
に、虚数部から周波数人力信号成分Δωを検出すること
ができる。かくするにつき、（１７） 、式の変換式に
はノイズ成分が含まれていないことから明らかなように
、Ｃ／間が０ （ｄＢ）以下であってもノイズ成分の影
響を受けないようにできる。 。
（３）式の乗算結果に基づいて得られる（４）式の出力
の平均を求めることによって、実際上（１７）式の変換
式に相当する平均値出力ＭＳが得られることになり、従
ってこの平均値ＭＳ４ｉ−検出すれば、その実数部から
受信信号の信号４１ｉ幅人を検出することができると共
に、虚数部から周波数人力信号成分Δωを検出すること
ができる。かくするにつき、（１７） 、式の変換式に
はノイズ成分が含まれていないことから明らかなように
、Ｃ／間が０ （ｄＢ）以下であってもノイズ成分の影
響を受けないようにできる。 。
周波数検出装置は以上の動作原理を図に示す構成によっ
て実現する０図において、１は全体として周波数検出装
置を示し、受信信号ＲＶＳはサンプリング時間Δｔでサ
ンプリング動作するアナログ−ディジタル変換回路２に
おいてディジタル信号に変換される。ここでサンプリン
グ時間Δｔは周波数帯域がＢ （Ｈｚ）に１限されてい
る受信信号ＲＶＳに対して、上述の（１３）式の条件を
満足するような値に予め選定されている。
て実現する０図において、１は全体として周波数検出装
置を示し、受信信号ＲＶＳはサンプリング時間Δｔでサ
ンプリング動作するアナログ−ディジタル変換回路２に
おいてディジタル信号に変換される。ここでサンプリン
グ時間Δｔは周波数帯域がＢ （Ｈｚ）に１限されてい
る受信信号ＲＶＳに対して、上述の（１３）式の条件を
満足するような値に予め選定されている。
このアナログ−ディジタル変換は（１）式について上述
したように、受信信号ＲＶＳに含まれている信号成分及
びノイズ成分の合成値を、複素平面の実数軸上の値！、
でなる実数部データＲ１゜と、虚数軸の値Ｑ、でなる虚
数部データ！１．とを出力する。かくしてアナログ−デ
ィジタル変換回路２は、受信信号ＲＶＳを（１）式、（
２）式について上述したと同様にしてベクトル表現して
なる実数部データＲ１，及び虚数部データ１１．を第１
の乗算回路３に供給する。
したように、受信信号ＲＶＳに含まれている信号成分及
びノイズ成分の合成値を、複素平面の実数軸上の値！、
でなる実数部データＲ１゜と、虚数軸の値Ｑ、でなる虚
数部データ！１．とを出力する。かくしてアナログ−デ
ィジタル変換回路２は、受信信号ＲＶＳを（１）式、（
２）式について上述したと同様にしてベクトル表現して
なる実数部データＲ１，及び虚数部データ１１．を第１
の乗算回路３に供給する。
第１の乗算回路３は電圧制御型発振器（ＶＣＯ）４から
得られる周波数検出信号Ｆ０□を受ける。
得られる周波数検出信号Ｆ０□を受ける。
ここで周波数検出信号Ｆｅ１ｌ？は（１１）式及び（１
７）式について上述した周波数信号成分Δωに対する減
算入力となるベクトル信号として乗算回路３に供給され
、実数軸の値として次式 ％式％（１８） によって表される値りを、受信信号側のデータＲ０，及
び［、。に乗算すると共に、虚数軸の値として次式 ％式％（１９） によって表される値ＱｌをデータＲ０，及び夏１．に乗
算する。
７）式について上述した周波数信号成分Δωに対する減
算入力となるベクトル信号として乗算回路３に供給され
、実数軸の値として次式 ％式％（１８） によって表される値りを、受信信号側のデータＲ０，及
び［、。に乗算すると共に、虚数軸の値として次式 ％式％（１９） によって表される値ＱｌをデータＲ０，及び夏１．に乗
算する。
乗算回路３はＲＯＭで構成され、受信信号ＲＶＳのデー
タと周波数検出信号Ｆ’ｏｕｔのデータとを受けて、両
者を複素数として乗算した積を表す次式 ％式％（２０） の実数部データＲ□と、次式 ■□＝−１＠ ＱＩ ＋ＩＩ ＱＩ ・−−−−−
（２１）゛で表される虚数部データｔｕｔとでなる掛算
出力を送出する。
タと周波数検出信号Ｆ’ｏｕｔのデータとを受けて、両
者を複素数として乗算した積を表す次式 ％式％（２０） の実数部データＲ□と、次式 ■□＝−１＠ ＱＩ ＋ＩＩ ＱＩ ・−−−−−
（２１）゛で表される虚数部データｔｕｔとでなる掛算
出力を送出する。
この（２０）式及び（２１）式で表される掛算出力は、
受信信号ＲＶＳを表すベクトルを、周波数検出信号Ｆ’
ｏａｔに相当する角度φ、だけ複素数平面上回転させ
たことを意味し、また周波数検出信号Ｆｏａｔをフィー
ドバックして受信信号ＲＶＳと合成することによって、
自動周波数詞Ｗ（ＡＦＣ）ループを構成したことになる
。
受信信号ＲＶＳを表すベクトルを、周波数検出信号Ｆ’
ｏａｔに相当する角度φ、だけ複素数平面上回転させ
たことを意味し、また周波数検出信号Ｆｏａｔをフィー
ドバックして受信信号ＲＶＳと合成することによって、
自動周波数詞Ｗ（ＡＦＣ）ループを構成したことになる
。
第１の乗算回路３の実数部データＲｅｌは、 第２の乗
算回路５に対して直接第１の実数部データ■１おとして
供給すると共に、遅延回路６によって遅延させて第２の
実数部データＩＩ（ｍ−１）として第２の乗算回路５に
供給する。また第１の乗算回路３は、虚数部出力データ
！、１を第１の虚数部データＱｌとして直接第２の乗算
回路５に供給すると共に、遅延回路７を通じて第２の虚
数部データＱＩＵＩ−ｊ）として第２の乗算回路５に供
給する。
算回路５に対して直接第１の実数部データ■１おとして
供給すると共に、遅延回路６によって遅延させて第２の
実数部データＩＩ（ｍ−１）として第２の乗算回路５に
供給する。また第１の乗算回路３は、虚数部出力データ
！、１を第１の虚数部データＱｌとして直接第２の乗算
回路５に供給すると共に、遅延回路７を通じて第２の虚
数部データＱＩＵＩ−ｊ）として第２の乗算回路５に供
給する。
ここで遅延回路６及び７は所定サンプル数の時間（例え
ば１サンプル時間）に相当する遅延量をもち、かくして
（３）式について上述したように。
ば１サンプル時間）に相当する遅延量をもち、かくして
（３）式について上述したように。
時点ｔにおける信号に対して遅延回路６及び７の遅延量
に相当する時間Δｔだけ前の時点における信号の共役複
素数成分を乗算するための入力信号を形成する機能を実
行する。その結果第２の乗算回路５の出力端には、次式 ％式％（２２） で表される実数部データＲａｇと、次式１−ｔ−−Ｉ
ｓｍＱ口に−１） ＋ Ｉ目に−１） ＱＩＩ・・・−
（２３） で表される虚数部データ！、！とが得られ、これらの実
数部データＲ１及び虚数部データ■１がそれぞれ積分回
路８及び９を通じて演算処理回路（ＣＰＵ）１０に供給
される。ここで積分回路８及び９は加算回路及びラッチ
回路で構成され、実数部データＲ□及び虚数部データ■
。□の周波数をＣＰＵｌ０が処理し易い周波数に低減す
るように設けられている。
に相当する時間Δｔだけ前の時点における信号の共役複
素数成分を乗算するための入力信号を形成する機能を実
行する。その結果第２の乗算回路５の出力端には、次式 ％式％（２２） で表される実数部データＲａｇと、次式１−ｔ−−Ｉ
ｓｍＱ口に−１） ＋ Ｉ目に−１） ＱＩＩ・・・−
（２３） で表される虚数部データ！、！とが得られ、これらの実
数部データＲ１及び虚数部データ■１がそれぞれ積分回
路８及び９を通じて演算処理回路（ＣＰＵ）１０に供給
される。ここで積分回路８及び９は加算回路及びラッチ
回路で構成され、実数部データＲ□及び虚数部データ■
。□の周波数をＣＰＵｌ０が処理し易い周波数に低減す
るように設けられている。
ＣＰＵｌ０は、この実施例の場合、供給された実数部デ
ータＲａ３及び虚数部データ１．ｓの平均値をとること
によって（１２）式ないしく１７）式について上述した
機能を実行することによって（１７）式の周波数信号成
分Δωについての実数部及び虚数部データを得ると共に
、このデータをり。−１変換することによって周波数信
号に変換する。
ータＲａ３及び虚数部データ１．ｓの平均値をとること
によって（１２）式ないしく１７）式について上述した
機能を実行することによって（１７）式の周波数信号成
分Δωについての実数部及び虚数部データを得ると共に
、このデータをり。−１変換することによって周波数信
号に変換する。
かくしてＣＰＵｌＯにおいて得られた周波数データＦ、
はＶＣＯ４に与えられ、周波数に対応する周波数検出信
号Ｆｏｕｒに変換されて第１の乗算回路３にフィードバ
ックされる。
はＶＣＯ４に与えられ、周波数に対応する周波数検出信
号Ｆｏｕｒに変換されて第１の乗算回路３にフィードバ
ックされる。
このようにして周波数検出袋ａｔｔは全体としてＡＦＣ
ループを形成し、ＶＣＯ４から得られる周波数検出信号
Ｆ ６１１？を乗算回路３にフィードバックすることに
よって、ＣＰＵｌ０は周波数検出信号Ｆ ｅｌｌ？が受
信信号ＲＶＳの周波数信号Δωの変化に対応して変化す
るように制御し、かくして受信信号ＲＶＳの周波数信号
Δωに追従して周波数が変化する周波数検出信号Ｆ、□
をＶＣＯ４の出力端に得ろことができ、これが周波数検
出装置１の横出出力として送出される。
ループを形成し、ＶＣＯ４から得られる周波数検出信号
Ｆ ６１１？を乗算回路３にフィードバックすることに
よって、ＣＰＵｌ０は周波数検出信号Ｆ ｅｌｌ？が受
信信号ＲＶＳの周波数信号Δωの変化に対応して変化す
るように制御し、かくして受信信号ＲＶＳの周波数信号
Δωに追従して周波数が変化する周波数検出信号Ｆ、□
をＶＣＯ４の出力端に得ろことができ、これが周波数検
出装置１の横出出力として送出される。
図に示す周波数検出装置１によれば、受信信号ＲＶＳの
各信号成分を複素数平面上の実数軸の値及び虚数軸の値
として演算処理を実行することにより、（３）式につい
て上述した乗算式の演算を第２の乗算回路５において実
行した後、ＣＰＵｌ０において（１２）式ないしく１７
）式について上述した平均値をとる演算を実行すること
によって、受信信号ＲＶＳに含まれている周波数信号Δ
ωを表す周波数検出信号Ｆ Ｏｕｔを得ることができる
。
各信号成分を複素数平面上の実数軸の値及び虚数軸の値
として演算処理を実行することにより、（３）式につい
て上述した乗算式の演算を第２の乗算回路５において実
行した後、ＣＰＵｌ０において（１２）式ないしく１７
）式について上述した平均値をとる演算を実行すること
によって、受信信号ＲＶＳに含まれている周波数信号Δ
ωを表す周波数検出信号Ｆ Ｏｕｔを得ることができる
。
かくするにつき、（１２）式ないしく１７）式について
上述したように、サンプル時間Δｔの値を周波数制限幅
の条件を満足するような値に選定したことにより（（１
３）式）、ノイズ成分を含む信号成分を実用上なくすよ
うにした（（１４））式ないしく１５）式）ことにより
、Ｃ／ＮがＯ（ｄＢ）以下の受信信号ＲＶＳを受信して
も、ノイズ成分の影響を受けずに確実に受信した周波数
信号成分だけを検出することができる。従って周波数信
号としてキャリアをＰＳＫ変調してなる信号が到来した
場合に、そのＣ／Ｎが悪い場合にも、確実にＰＳＫ復調
することができる。
上述したように、サンプル時間Δｔの値を周波数制限幅
の条件を満足するような値に選定したことにより（（１
３）式）、ノイズ成分を含む信号成分を実用上なくすよ
うにした（（１４））式ないしく１５）式）ことにより
、Ｃ／ＮがＯ（ｄＢ）以下の受信信号ＲＶＳを受信して
も、ノイズ成分の影響を受けずに確実に受信した周波数
信号成分だけを検出することができる。従って周波数信
号としてキャリアをＰＳＫ変調してなる信号が到来した
場合に、そのＣ／Ｎが悪い場合にも、確実にＰＳＫ復調
することができる。
なお上述の実施例においては、（３）式の乗算式に基づ
いて平均値をとることによって（１７）式の変換式を得
るようにしたが、Ｃ／Ｎが良い受信信号ＲＶＳを受信す
ることができる場合には、ＣＰＵｌ０において平均値を
とる演算を実行せずに、直接（１１）式の変換式を用い
て周波数信号成分Δωを検出するようにしてもよい、こ
の実施例は、Ｃ／Ｎが良好な例えばＦＭ信号を受信復調
する場合に適用して好適である。
いて平均値をとることによって（１７）式の変換式を得
るようにしたが、Ｃ／Ｎが良い受信信号ＲＶＳを受信す
ることができる場合には、ＣＰＵｌ０において平均値を
とる演算を実行せずに、直接（１１）式の変換式を用い
て周波数信号成分Δωを検出するようにしてもよい、こ
の実施例は、Ｃ／Ｎが良好な例えばＦＭ信号を受信復調
する場合に適用して好適である。
また上述の実施例においては、ベクトル信号成分のうち
角度信号成分を処理する構成だけをもつものとして説明
をしたが、ＣＰＵｌ０において（１１）式及び（１７）
式の信号振幅成分Ａの検出を行うように構成すれば、あ
たかも二乗検波器を用いたと同様のエンベロープ検出信
号を得ることができる。そこで本発明による周波数検出
装置をスペクトラム拡散信号を用いた通信における受信
機において、ＰＮ同期をとる際のサーチモードに使うエ
ンベロープ信号を、周波数信号と同時に得ることができ
、かくして全体として簡易な構成のスペルドラム拡散信
号受信機を実現し得る。
角度信号成分を処理する構成だけをもつものとして説明
をしたが、ＣＰＵｌ０において（１１）式及び（１７）
式の信号振幅成分Ａの検出を行うように構成すれば、あ
たかも二乗検波器を用いたと同様のエンベロープ検出信
号を得ることができる。そこで本発明による周波数検出
装置をスペクトラム拡散信号を用いた通信における受信
機において、ＰＮ同期をとる際のサーチモードに使うエ
ンベロープ信号を、周波数信号と同時に得ることができ
、かくして全体として簡易な構成のスペルドラム拡散信
号受信機を実現し得る。
〔発明の効果〕
以上のように本発明によれば、Ｃ／ＮがＯ（ｄＢ）以下
の周波数信号が到来しても、ノイズ成分の影響を受ける
ことなく確実に周波数信号を検出し得る周波数検出装置
を容易に得ることができる。
の周波数信号が到来しても、ノイズ成分の影響を受ける
ことなく確実に周波数信号を検出し得る周波数検出装置
を容易に得ることができる。
またＣ／Ｎが良好な周波数信号を受信する場合には、平
均値をとる機能をもたない節易な構成によって周波数信
号を確実に検出し得る周波数検出装置を実現し得る。
均値をとる機能をもたない節易な構成によって周波数信
号を確実に検出し得る周波数検出装置を実現し得る。
図は本発明による周波数検出装置を示すブロック図であ
る。 ｌ・・・・・・周波数検出装置、２・・・・・・アナロ
グ−ディジタル変損回路、３．５・・・・・・乗算回路
、４・・・・・・ＶＣＯ１６，７・・・・・・遅延回路
、８．９・・・・・・積分回路、１０・・・、・・・Ｃ
ＰＵ、。
る。 ｌ・・・・・・周波数検出装置、２・・・・・・アナロ
グ−ディジタル変損回路、３．５・・・・・・乗算回路
、４・・・・・・ＶＣＯ１６，７・・・・・・遅延回路
、８．９・・・・・・積分回路、１０・・・、・・・Ｃ
ＰＵ、。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力信号をサンプリング時間Δｔでサンプリングす
るサンプリング手段と、時点ｔにおける入力信号を表す
第１の複素数信号及び上記第１の複素数信号に対して上
記時間Δｔだけ異なる時点における上記入力信号の共役
複素数を表す第２の複素数信号の乗算出力を得る乗算手
段とを有し、上記乗算手段の乗算出力に基づいて入力周
波数信号を検出することを特徴とする周波数検出装置。 ２、入力信号をサンプリング時間Δｔでサンプリングす
るサンプリング手段と、時点ｔにおける入力信号を表す
第１の複素数信号及び上記第１の複素数信号に対して所
定の時間Δｔだけ異なる時点における上記入力信号の共
役複素数を表す第２の複素数信号の乗算出力を得る乗算
手段と、上記乗算手段の乗算出力に基づいて上記時間Δ
ｔごとに平均値をとる信号処理手段とを有し、上記信号
処理手段の処理出力に基づいて入力周波数信号を検出す
ることを特徴とする周波数検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59245340A JPH0821963B2 (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 周波数検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59245340A JPH0821963B2 (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 周波数検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61123248A true JPS61123248A (ja) | 1986-06-11 |
| JPH0821963B2 JPH0821963B2 (ja) | 1996-03-04 |
Family
ID=17132209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59245340A Expired - Lifetime JPH0821963B2 (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 周波数検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0821963B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018194558A (ja) * | 2014-07-16 | 2018-12-06 | レイセオン カンパニー | 信号検出方法、信号検出システム、コンピュータプログラム及び記憶媒体 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5283053A (en) * | 1975-12-29 | 1977-07-11 | Trt Telecom Radio Electr | Phase discriminator |
| JPS5440068A (en) * | 1977-09-05 | 1979-03-28 | Nec Corp | Frequency discriminating circuit |
-
1984
- 1984-11-19 JP JP59245340A patent/JPH0821963B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5283053A (en) * | 1975-12-29 | 1977-07-11 | Trt Telecom Radio Electr | Phase discriminator |
| JPS5440068A (en) * | 1977-09-05 | 1979-03-28 | Nec Corp | Frequency discriminating circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018194558A (ja) * | 2014-07-16 | 2018-12-06 | レイセオン カンパニー | 信号検出方法、信号検出システム、コンピュータプログラム及び記憶媒体 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0821963B2 (ja) | 1996-03-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0583313A (ja) | 復調回路 | |
| US5703527A (en) | Frequency modulated signal demodulator circuit and communication terminal equipment | |
| US4809203A (en) | Hybrid analog-digital filter | |
| GB960807A (en) | Improvements in or relating to demodulators for frequency modulated waves | |
| JPS61123248A (ja) | 周波数検出装置 | |
| JP2623931B2 (ja) | 位相同期送受信装置 | |
| US4888787A (en) | Receiver apparatus for spread spectrum communication systems | |
| US6483286B1 (en) | Method and apparatus for measuring the instantaneous frequency of FM signals | |
| JPH0463574B2 (ja) | ||
| JP2526148B2 (ja) | 信号変換装置 | |
| JP2837914B2 (ja) | Ａｆｃ装置 | |
| JPH06217337A (ja) | カラーバースト信号の利得検出方法及びその装置 | |
| JPS5949549B2 (ja) | 信号強度測定方式 | |
| JP2969698B2 (ja) | 直交検波演算器 | |
| JPH0583314A (ja) | 復調回路 | |
| RU1841298C (ru) | Устройство для приема фазоманипулированных сигналов | |
| JPS6089189A (ja) | 復調方法及びその回路 | |
| JPS6120196B2 (ja) | ||
| EP2797225B1 (en) | Method of and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal | |
| JPH06216650A (ja) | 単側波帯信号の位相信号と包絡線信号を抽出するためのディジタル回路 | |
| SU813459A1 (ru) | Аналоговое устройство дл определени СпЕКТРАльНОй плОТНОСТи и ABTOKOP-РЕл циОННОй фуНКции СлучАйНОгОпРОцЕССА | |
| JPH0328101B2 (ja) | ||
| JPH03199987A (ja) | Ｖｏｒ受信機 | |
| JPH04103221A (ja) | 自動周波数制御回路 | |
| JPH0347021B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |