JPS61145906A - 連続的に位相変調又は周波数変調された信号のためのデジタル復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、信号復調装置に係り、特に、連続的に位相又
は周波数変調された信号をデジタル技術によって復調す
るような復調装置に係る。

従来の技術 位相又は周波数変調された信号を復調する技術において
は、アナログ又はデジタルで表わされた２つの信号の比
として得られる特定の大きさについてのアークタンジェ
ントを決定することが典型的に要求されるにのような技
術の一例がウェブ（Ｗｅｂｂ）氏の米国特許第４．Ｃ）
９０，１４５号に開示されている。

ウェブ氏の特許には、受信した入力データがタイミング
装置の制御のもとてアナログ／デジタル直角位相サンプ
リング装置によってサンプリングされて一連のデジタル
サンプルを形成し、これが直角位相デジタル信号で乗算
されるような復調装置が開示されている。このプロセス
により、入力信号のコサイン及びサイン成分を各々表わ
す一対の直角位相電圧サンプルＥｌ（ｔ）及びＥ２（ｔ
）が発生される。よく知られているように、その後。

比Ｅｌ（ｔ）／Ｅ２（ｔ）のアークタンジェントを決定
することにより、入力信号の変調角が得られる。

発明が解決しようとする問題点 更に、ウェブ氏の特許には、変調位相角を決定するデジ
タル回路が開示されており、特に、１つの実施例におい
ては、比及びアークタンジェントの計算を行なう除算回
路が説明されている。除算は１時間のかへる演算である
ことが知られている。ウェブ氏の特許では、デジタル除
算器を設けることによって速度の問題を解消するように
試みられているが、このような除算器は、除算を行なう
ための対数表を記憶するのにＲＯＭ　（リードオンリメ
モリ）の使用を必要とする。更に、ウェブ氏の復調装置
では、計算された比のアークタンジェントを決定するた
めのルック・アップ手順に更に別のＲＯＭを使用するこ
とが必要とされる。

アークタンジェント表だけでは、実際の角度を識別でき
ず、４５°の範囲内の角度しか識別できないので、その
角度が存在する特定のオクタントを計算し、これによっ
て最終的に変調角を決定するためには、更に別の回路が
要求される。

然し乍ら、これだけでは変調周波数を得ることができな
い、従って、当該信号が周波数変調されている場合、公
知技術では、変調周波数を決定するために微分装置を設
けることが必要とされる。

よく知られているように、微分装置は、過渡的なノイズ
信号により著しいエラーを受け易い。

デツカ（Ｄｅｋｋｅｒ）氏等の米国特許第４，３１７゜
２１０号にも、同様に、アークタンジェント計算器及び
微分装置を必要とするような復調装置が開示されている
。

以上のことから、周波数復調に対する公知の解決策は、
低速で、扱いに＜＜、エラーを受け易く、複雑な除算回
路を使用しなければならないと共に、変調周波数を得る
ためにはルック・アップテーブル技術及び微分プロセス
を組み込む必要がある。

ロッシャ（Ｌｏｓｈｅｒ）氏の米国特許第３，０４５゜
１８０号に開示されたようなアナログ式の復調装置も公
知である。ロッシャ氏の特許では、同相と直角位相の信
号サンプルが得られ、直角座標から極座標への変換が必
要とされる。然し乍ら、このような復調装置では、成分
の裕度変化や温度ドリフトの問題等を受け易いことから
精度の低下を招く。

従って、除算及びアークタンジェントの計算を排除し、
アークタンジェントを決定するための一テーブル・ルッ
クアップ手順の必要性をなくし、変調角及び直角位相を
直接指示するような出力を発生し、且つ、微分の必要な
く変調周波数を決定するような効果的なデジタル位相復
調装置が要望されることが明らかである。

問題点を解決するための手段 本発明の目的は、上記した公知の欠点を解消するような
改良されたデジタル式の位相及び周波数復調装置を提供
することである。

この目的及び他の目的によれば１本発明の１つの特徴は
１位相変調又は周波数変調された受信信号をサンプリン
グして、そのサンプルを供給するサンプリング手段と、
上記受信４１号のサンプルを受け取り、受信した変調信
号の変調位相角についての第１推定値を表わす信号を発
生するデジタル回路推定手段と、このデジタル回路推定
手段が、サンプル差を決定しそしてこの差とサンプルの
積を加算及び減算することによって、上記受信信号の変
調位相角の第１推定値を表わす上記信号を発生できるよ
うに、上記サンプリング手段に対して実質的に一定の入
力振幅を維持する手段とを備えたデジタル復調装置を提
供することである。

サンプリング回路への入力信号を実質的に一定に維持す
る上記手段は、ＡＧＣ（自動利得制御）回路を備えてい
る。このＡＧＣ回路は、上記受信信号に対して動作して
上記サンプリング回路にこれを与える前にその利得を制
御する利得制御増幅器を備えている。上記受信信号の振
幅は、上記サンプルから再構成され、この再構成された
信号は、基準値と比較され、その偏差信号が発生される
。

上記再構成された信号と基準値との差を減少するように
上記増幅器の利得を制御する制御回路が使用される。

更に、本装置は、より詳細には、直角位相サンプリング
装置を含む復調装置であり、デジタル推定回路は、更に
、同相又は直角位相サンプルの一方を他方のサンプル差
で乗算したクロス乗積を得るように作動する。

サンプリング回路への入力信号の変化によって生じたエ
ラーを修正するように振幅エラー修正が与えられ、更に
、第１次の近似エラーによる出力のエラーを修正するよ
うにプロセス修正が与えられる。推定値を得ると共に、
これを振幅及び近似エラーに対して修正するために、サ
ンプル及び種々の信号の特定の和、差及び積を得る回路
が設けられる。得られた推定値は、変調周波数を識別し
、推定値の積分によって変調角が得られるのが好ましい
。

本発明の別の特徴によれば、上記プロセス修正手段が、 次式に基づいて係ＩＬｐｃを計算する係数計算手段と、 種々のサンプル時間ｋにおける入力信号を表わす振幅値
Ａｋを一定の基準Ａｏと比較し、次式で表わされるサン
プル時間ｋにおけるエラー（Ｆｔ号を発生する振幅比較
手段と、 ε　＝Ａ　８−Ａ２ ｋ　　　　ｋ、。

次式で表わされるプロセス修正項ｐを計算するための修
正係数手段と、 ｐ　＝［１−（１−ε　Ａ　”）Ｘ　ｐ　ｃ　Ｘ　２／
Ａ　”］ｋｏ　　　　　　　　　　　　　　　。

上記計算手段の第１推定出力ｆｋにｐを乗算し、上記第
１推定値の第１次のエラーを補償するための乗算手段と
を備えたようなデジタル復調装置が提供される。

本発明の上記及び他の目的、特徴並びに効果は、添付図
面を参照した本発明の最良の態様の詳細な説明から明ら
かとなろう。

実施例 第１図には、典型的な公知の位相及び周波数復調装置が
示されている。特に、入力信号５（ｔ）の変調周波数ｆ
（ｔ）を表わす出力信号を発生するために、公知の復調
装置は、サンプル装置１０を用いている。このサンプル
装置は、入ってくる信号ｓ　（ｔ）をその入力において
受け取り、一連の出力サンプル５ｋ（ｔ）を除算位相推
定装置１２へ供給する。

この位相推定装置は、入力信号５（ｔ）の変調位相角の
タンジェントを表わす信号のアークタンージェントを導
出するように働く、タンジェントは、入力信号のサイン
及びコサイン成分を表わす２つの信号の比として得られ
るので、公知の位相推定装置は、除算回路を用いて除算
プロセスを実行しなければならない、変調位相角のタン
ジェントを表わす比が得られると、公知の復調装置では
、更に、テーブル・ルックアップ手順を実施することが
要求される。最後に、変調周波数を得るために、位相推
定結果を微分装置１４において微分することが要求され
る。

本発明による周波数又は位相復調装置が第２図に一般的
に示されており、これは、公知技術の欠陥が解消された
ことが明らかである。第２図に示すように１本発明の装
置は、入力ライン２２を経て入力信号５（ｔ）を受信し
、この信号は、利得制御増幅器２４へ送られる。これに
よって得られる利得制御された信号ｇ（ｔ）は、直角位
相サンプリング装置２６へ供給される。この直角位相サ
ンプリング装置は、以下で詳細に述べるように、利得制
御された信号ｇ（ｔ）の同相及び直角位相威容Ｉｋ及び
Ｑｋを表わす一連の出力を発生する。これら一連の信号
は、変調周波数推定装置２８へ入力され、この装置は、
本発明によれば、テーブル・ルックアップも除算手順も
実行する必要がない。

むしろ、本発明の周波数推定装置は、乗算及び加算又は
減算を必要とするだけであり、安価で信頼性の高い高速
の部品を使用することができる。

便利なことに、周波数推定装置２８の出力は、その出力
を更に微分する必要なく変調周波数を直接指示する。以
下の説明から明らかとなるように。

周波数推定装置２８は、入力信号の変調振幅及び位相角
を表わす出力も発生する。

更に、周波数推定装置は一信号ｇ（ｔ）の振幅の固定値
からの偏差を表わす出力信号をライン２９を経て利得制
御増幅器２４へ発生する。この信号は、ＡＧＣ（自動利
得制御）ループにおいて使用され、信号ｇ（ｔ）の振幅
を実質的に一定値に維持するように増幅器２４の利得を
制御する。

本発明による第２図の構成の主たる部品が第３図及び第
４図に詳細に示されており、第３図及び第４図には、各
々、直角位相サンプリング装置及び周波数推定装置が示
されている６ 直角位相サンプリング回路は１種々の形式のものが知ら
れており、本発明では、これらを使用することができる
。第３図の構成から明らかなように、入力信号ｇ（ｔ）
は、増幅器３２を通り、アナログ／デジタルサンプリン
グコンバータ３４の入力へ送られ、このコンバータは、
ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）サンプリング率より高い
率で信号をサンプリングし、この信号をデジタルワード
ｇｋに定量化する。デジタル周一波数推定装置１２８に
よって処理されるのは、これらのデジタルワードである
。デジタル信号ｇｋは、デジタル乗算器３６ａ及び３６
ｂによって各々同相成分及び直角位相成分に変換される
。これらの乗算器は、各々１周波数ｗｒの基準信号のサ
イン及びコサイン成分を用いて、この基準信号のサンプ
ルで、サンプリングされたデータを乗算する。このよう
なサンプリング技術は、例えば、１９６６年、ニューヨ
ークのマグロ−ヒルブックカンパニー（ＭｃＧｒａｖ　
）ＩｉｌｌＢｏｏｋ　Ｃｏｍｐａｎｙ）で出版されたビ
テラビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）の「コヒレント通信の原理（
Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ　ｏｆ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｃｏ
ｍ＋ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）Ｊに説明されている。

時間と共に変化する振幅ａ（ｔ）及び時間と共に変化す
る位相角０（ｔ）で変調されたキャリア周波数ｗｅを表
わす入力信号ｇ（し）は、次式で書き表わされる。

ｇ（ｔ）”ａ（ｔ）ｃｏｓ［ｗｅｔ＋（ｔ）］但し、Ｏ
（む）＝ｆ（ｔ）ｄｔである。

信号ｇ（ｔ）が時間ｔｋ＝ｋＴにサンプリングされる場
合には（ｋ＝０．１、・・ｋ、・・）。

次のような一連の信号サンプルが得られる。

ｇ（ｋ）＝ａ（ｋ）　　ｃｏｓ［ｗｃｋＴ＋ｏｋコ　　
　　　（１）この式１で表わされた一連のシーケンスは
、第３図の乗算器３６ａ及び３６ｂに入力として与えら
れる。乗算器によって行なわれる乗算によって得られる
同相及び直角位相成分は、各々、Ｉ　＝（１／２）ａ（
ｋ）　ｃｏｓ［ΔｗｋΔＴ十θｋ］　　　　　（２）Ｑ
　＝（１／２）ａ（ｋ）　ｓｉｎ［ΔｗｋΔＴ十θｋ］
　　　　　（３）と、和の周波数ｗｃ＋ｗｒにおける追
加項となる。

式２及び３において、項Ｗは、差ｗｃ−ｗｒを表おして
いる。

これより高い和の周波数における追加項は、デジタルロ
ーパスフィルタ３８ａ及び３８ｂによって除去され、フ
ィルタの出力信号Ｉｋ及びＱｋは、式２及び３によって
正確に表わされる。

式２及び３のアーギュメントの瞬時位相は、であること
が明らかであり、周波数は、次式によって推定される。

数学的に簡単化するため、Ｔ＝１を用いるが、いかなる
値を用いてもよい。従って、式５及び式４から、次のよ
うになる。

基準キャリア周波数が入ってくるキャリア周波数に厳密
に同調されてＷ＝Ｏであると仮定すれば、数学的な恒等
式６を用いると、次のようになる。

更に操作を行ない、同相及び直角位相成分が次式で表わ
される第に番目のサンプルｇ（ｋ）の振幅ａ（ｋ）に関
連していることを確認すると。

第に番目のサンプルに対し変調周波数が次のように表わ
される。

は、１つのサンプル周期にわたる同相及び直角位相サン
プルの変化を表わすサンプル差である。

アーギュメントの値が小さい場合には、アークタンジェ
ント関数は、本質的にそのアーギュメントに等しい。従
って、アーギュメントが小さい場合には、アークタンジ
ェント関数ではなくアーギュメント自体にｆｋを関連さ
せることによって、式９に対して非常に良好な近似を得
ることができる。直角位相サンプリング装置への入力信
号の振幅を実質的に一定に維持することにより、式９の
分子のファクタであるサンプル偏差は、分母のフくなる
ことに注意されたい、従って、アーギュメントの値が充
分小さい場合には１式９は、次のようになる。

質的に一定に保つことにより、サンプルの差が信号振幅
に対して非常に小さくされ１式１０の分母ファクタの第
２項が１と比べたときに非常に小さくなる。

ファクタ（１＋ｘ）を含む分母の数学的な整級数は１次
のように表わされる。

（１＋ｘ）　””　＝１−ｘ　　　　　　　　　　（１
１）但し、これはＸの値が１に比べて充分小さい場合で
ある。従って、信号振幅を実質的に一定に保つことによ
り、式１１を拡張したものを式１０の分母に次のように
適用することができる。

一定値からの信号振幅の偏差の尺度として、次のように
項を定める。

ε　＝Ａ　　”−Ａ”　　　　　　　　　　　（１３）
ｋ　　　ｋ、０ 但し、Ａｏは、成る固定の基準値である。式１３に基づ
いて周波数推定装置１２８で発生された偏差信号は、本
発明では、ＡＧＣ回路を制御するのに使用されて、サン
プリング装置への入力信号を実質的に一定に維持し、ひ
いては、ここに記載する簡単な近似を使用できるように
する。

以上の説明から１周波数推定装置への入カレー。

ベルを実質的に一定に維持することにより、式１％式％ 更に、一定振幅Ａｏ”に対して偏差信号の値が小さい場
合には、式１４の２つのファクタの各々を式１１の助け
によって簡単化することができ、従って、定数をＣとす
れば。

式１５の結果から、第に番目のサンプルに対する変調周
波数の推定値が与えられ、これは、適当な制約のもとで
、除算やテーブルルック・アップ手順を必要とせずに、
簡単な和、差及・び積によって得ることができる。これ
らの制約は、サンプリング装置２６への入力信号を比較
的一定のレベルに維持することによって合致され、これ
は、前記したＡＧＣ回路又は他の適当な手段によって行
なうことができる。更に７．変調周波数を表わす直接的
な出力が与えられるので、計算された変調角を微分する
必要なく１式１５の結果を特に周波数変調及び復調シス
テムに適用することができる。

式１５の種々の項から明らかなように、この式の最初の
行の第１フアクタは、式９の最初に記載されたものであ
り、これは、変調周波数を近似するのに使用される重要
なファクタである。従って１本発明によれば、同相サン
プル及び直角位相サンプルの差のクロス乗積と、直角位
相サンプル及び同相サンプルの差との相−違によって、
変調周波数の予備推定値が与えられる。

サンプルの差がゼロに接近する場合には１式９の分母が
一定値（式１５のＣで表わされた）近づき、これは無視
することができる。然し乍ら、信号振幅が一定でない場
合には１式１２で得られるファクタ（式１２の分母を表
わし、式９の分母も表わす）が、本発明の近似プロセス
で得られた予備推定値に生じる第１次エラーを修正する
。この「プロセス補償」ファクタは、式１５の第２行に
含まれ、サンプルの差の積の和及びそれに対応するサン
プルとして得られる。

更に、式１４から明らかなように、サンプリング装置へ
の入力振幅が実際に一定であり且つ基準値Ａｏ”に等し
い場合には、分母の項が成る範囲内で無視できる。入力
振幅が変化するが、基準値に非常に近く維持される場合
には、式１４の両方−の成分の分母に共通したファクタ
によって表わされた一定振幅からの偏差−が小さいもの
となる。従って、式１３の助けにより、これらのファク
タは、えられ、入力振幅の変化が補償される。

第４図を説明すれば、本発明の構造体の動作は、本発明
について既に導き出した数学的な基礎−に対応すること
が理解されよう。デジタル周波数推定装置２８は、前記
したように、直角位相サンプリング装置２６から同相及
び直角位相サンプルを受け取り、周波数の予備推定値を
表わす適当なりロス乗積と、プロセス補償項を表わす対
応する積とを与える０乗算器／加算器４０は、サンプル
の差及び遅延サンプルを表わす入力信号を受信した後に
適当な積を与える。

サンプルの差をとる一対の回路４２ａ及び４２ｂは、各
々、サンプリング装置２６によって与えられた同相及び
直角位相サンプルを受け取る。

この差をとる回路は、第５図に詳細に示し、以下に説明
する。周波数推定装置の説明としては、各回路が、これ
に送られたサンプルのサンプル差を表わす出力信号を発
生すると共に、遅延されたサンプル出力も発生し１種々
の積及びクロク乗積をが乗算器／加算器４０に得られる
ようにすることを述べれば充分であろう。

乗算器／加算器４０は１式１５に基づいて定数Ｃが乗算
されたクロス乗積の差を表わす出力信号の形態の予備周
波数推定値を補償回路４４に与える。補償回路は、式１
５に示された種々の乗算を実行し、前記したようにプロ
セスの近似及び振幅の変化を修正する。

前記した２つの補償プロセスが乗算に含まれるので、い
ずれかの順序で補償を行なうことができる。即ち、予備
推定値は、最初に、プロセス近似に対して補償され、次
いで、振幅変化に対して補償されるようピしてもよいし
、これとは逆の順序で補償されてもよい、実際には、適
当な条件のもとでは、一方又は両方の補償を回路機能か
ら除外することができる。従って、振幅変化が実際に無
視できる状態では、振幅偏差の補償を除外することがで
きる。変調周波数を著しく正確に知る必要がなかったり
、レンジが充分広く指示できるような状態では、プロセ
スの補償を除外できると共に、おそらく振幅偏差の補償
も除外できる。

然し乍ら、好ましい実施例では、補償回路４４は、前記
したように、振幅補償及びプロセス補償の両方を与える
。第４図において、補償回路は。

第１次のプロセス補償装置４４ａと、振幅補償装置１４
４ｂとを備えている。プロセス補償装置４４ａは、変調
周波数の予備推定値を表わす信号を入力に受け取る。更
に、式１２に示された積の信号及び式１５のプロセス補
償ファクタの第２項に示された積の信号は、乗算器／加
算器４０によって補償装置へ与えられる。更に、振幅補
償ファクタと実質的に同じファクタが式１５のプロセス
補償ファクタの一部分となることが明らかである。従っ
て、振幅補償ファクタを表わす信号ｂ　（ｋ　）は、プ
ロセス補償袋［４４ａの入力ともなる。

第１次のエラーを除去するために近似プロセスに対して
補償された補償装置４４ａの出力信号は、振幅補償装置
４４ｂに送られ、振幅補償係数ｈ　（ｋ）が乗算される
。

従って、振幅補償装置４４ｂの出力は、入力信号の第に
番目のサンプルの変調周波数を表わす。

振幅補償信号ｈ　（ｋ）を発生するために、偏差信号ａ
ｋは、Ａｏ−”に対応する定数で除算しそして１から減
算することが必要である。演算回路４６は、利得制御回
路４８によってそれ自身得られる偏差信号に対して特定
の機能を果たす。

式１３によれば、偏差信号は、定数の基準値と、（ｋ、
）番目のサンプルの振幅の平方値との差として得られる
ことを想起されたい。利得制御装置４８は、（ｋ、）番
目の同相及び直角位相サンプルの平方値を得るための平
方回路と、ここからＡ　２に比例する信号を得るための
加算器に、 と、式１３に基づいて出力を発生するための差をとる回
路とを備えている。従って、制御装置は、偏差信号を演
算回路４６に与える。然し乍ら、更に、本発明では、振
幅偏差に基づいた制御信号をＡＧＣ制御の利得増幅器に
与えて、サンプリング装置２６への入力ｇ（ｔ）を実質
的に一定に維持することが第２図から想起されよう。

制御を簡単にするために、制御利得増幅器は、アナログ
装置であって、アナログ制御信号に応答するのが好まし
い、従って、制御装置４８は、偏差信号に対しデジタル
／アナログ変換を行なうと共に、変換された信号の平滑
化も行なう。

第５図ないし第１１図には、第４図の種々の素子が詳細
に示されている。特に、第５図を説明すれば、サンプル
の差をとる回路４２ａ、４２ｂは、増幅器５２と、演算
子Ｚ″″ｉで示された１つのサンプル時間遅延回路５４
とで各々構成されて示されている。各々の差をとる回路
については、現との差が増幅器５２によって得られる。

但し、Ｐは、サンプリングされた信号のＩ又はＱのいず
れかの成分を表わす、第４図の構造によれば、遅延され
たサンプルは、差をとる回路の出力としても与えられ１
乗算器／加算器４０に使用されると共に、第７図から明
らかなように利得制御塁にも使用される。

第６図は１乗算器／加算器４０を詳細に示している。第
４図について述べたように、乗算器／加算器４０は、サ
ンプル時ｊｌｌｋのサンプル差と、時間に、の直角位相
サンプルとの両方を受け取るように示されている。一対
の乗算器６０ａ及び６０ｂは、同相及び直角位相サンプ
ルの一方と、その他方のサンプル差とのクロス乗積を与
える。

第２対の乗算器６２ａ及び６２ｂは、各成分と、それに
対応するサンプル差とのクロス乗積を与える。

乗算器６０ａの出力は、差動増幅器６４の反転端子へ入
力され、乗算器６０ｂの出力は、増幅［６４の非反転端
子へ入力される。従って、増幅器６４は、式１５の第１
フアクタから求められたクロス乗積の差に対応する出力
を発生する。入力定数Ｃは、式１５め定数係数に対応す
る増幅器６４の出力と共に乗算器６６へ送られる。従っ
て。

乗算器６６は、サンプリングされた信号の変調周波数の
予備推定値を出力する。

乗算器６２ａ、６２ｂの出力は１式１５の第２のファク
タ、即ち、プロセス補償項から求められる積を形成する
。第４図に示すように、これらの積は、プロセス補償装
置４４ａに送られる。

第７図は、第４図の利得制御装置４８を示しており、こ
れは、サンプルの差をとる回路４２ａ及び４２ｂによっ
て出力された遅延された同相及び直角位相サンプルを入
力として受け取る。一対の平方回路７０ａ、７０ｂは、
両方の入力端子で入力を受け取るように接続された乗算
器であり！入力の平方値に対応する出力信号を発生する
。加算増幅器７２は、乗算器７０ａ、７０ｂの２つの出
力をその入力で受け、その前のサンプル時間における入
力信号の振幅の平方値であるＡｋ”を表わす信号を出力
する。この信号は１式１３に基づき、差動増幅器７４に
おいて基準振幅と比較され、偏差信号が発生される。こ
の信号は、演算回路４６に送られると共に、利得制御ル
ープの制御利得増幅器２４に送られ、増幅器２４の出力
ができるだけ一定に近い状態に維持される。

この点については、多少の減衰は生じるが、増幅器２４
の出力の変化がその入力の振幅変化に追従することを理
解されたい、従って、加算増幅［７２の出力信号は、そ
の前のサンプルにおける入力信号の振幅の平方値を表わ
し、実際には、入力信号の振幅復調を与える。従って、
この信号は、振幅、位相及び周波数を復調するシステム
の出力として第７図に示されている。

前記したように、増幅器７４によって出力された偏差信
号は、アナログ信号に変換されてから利得制御増幅器２
４へ送られる。このため、増幅器７４の出力には、デジ
タル／アナログコンバータ７６が接続される。ローパス
フィルタ７８は、コンバータ７６のアナログ信号を平滑
化し、高次野変換成分及び他のノイズを除去する。フィ
ルタ７８の出力は、増幅器２４の制御信号として送られ
、直角位相サンプリング装置２６への入力信号をできる
だけ一定に近い状態に維持するために利得制御ループを
閉じる。

第８図には、第４図について述べた演算回路４６が示さ
九でいる。この回路４６は、利得制御装置４８によって
出力された偏差信号を受信し、この偏差信号を振幅補償
信号に変換するために乗算器８２及び差動増幅器８４を
備えている。特に。

Ａｏ−”に対応する定数が乗算器８４に入力されること
によって形成される積は、ｌからこれを引いた時に、振
幅補償信号ｈ　（ｋ）となる。前記したように、この信
号は、両方の補償回路４４ａ及び４４ｂに送られる。

第９図は、プロセス補償装置４４　ａを示し、第１０図
は、振幅補償装置４４ｂを示している。

前記したように、乗算器／加算器４０によって形成され
た積の信号の和に、振幅補償信号および定数を乗算し、
次いで、その積を１から減算することにより１式１５の
プロセス補償ファクタが得られる。第９図の回路は、こ
れらの機能を簡単に実行する。加算増幅器９０は、乗算
器／加算器４０から積の入力信号を受け取る。その和は
、乗算器９２において振幅補償係数で乗算され、更に、
その積が別の乗算器９４において乗算定数で乗算される
。

減算増幅器９６は、乗算器９４の出力を１、から減算し
、プロセス補償ファクタをその出力に発生する。最終的
な乗算器９８は１乗算器／加算器４０によりクロス乗積
の差として与えられた変調周波数の予備推定値に、増幅
器９６により出力された信号で表わされたプロセス補償
ファクタを乗算するのに用いられる。従って１乗算器９
８の出力は、変調周波数のプロセス修正された推定値を
表わし、これは、第１次の近似サンプルが修正されてい
る。

第１０図は、乗算器１００より成る振幅補償回路を示し
、この乗算器の一方の入力は、第９図の補償装置４４ａ
のプロセス補償された出力を受けそしてその他方の入力
は、第８図の演算回路４６の出力に発生される振幅補償
ファクタを受ける。

従って、乗算器１００の出力は、入力信号の変調周波数
のプロセス及び振幅補償された推定値を発生する。

前記で述べたと共に、補償回路実施するために使用され
る回路について考えることから明らかなように、予備推
定値は、先ず、乗算器１００に送られ、その出力は、乗
算器９８に人力される。

乗算は可換なものであるから、結果の信号は、いずれの
接続においても変調周波数の適切な推定値を表わす。

更に、変調位相角の推定値を得ることが所望される場合
には、第１１図のデジタル積分回路が使用される。ここ
に示す回路によれば、補償され修正された周波数推定値
が加算増幅器１１２の二方の入力に送られる。増幅器１
１２は、その出力信号が１サンプル時間遅延回路１１４
に通された後にその他方の入力にフィードバックされる
ように接続される。このような回路は、公知であり、何
等複雑さは要求されない。１１６及び１１８で示された
一対の平滑ローパスフィルタは、位相及び周波数推定値
を更に平滑してから出力するようにする。

本発明の解説のための実施例として特定のハードウェア
回路について説明したが、他の回路を用いた場合にも本
発明の目的及び特徴を実施できることを理解されたい。

特に、好ましい実施例の種々の回路によって実施された
本発明の方法をプログラム式のコンピュータで実行する
ことができると共に、このようなプログラム式のコンピ
ュータは、本発明の特許請求の範囲内に包含されるもの
である。

かくて、デジタル部品を使用し、除算段階も除算回路も
なく、且つ同様に、三角測定用のルック・アップテーブ
ルを記憶する必要もなく、変調信号の位相、周波数及び
振幅を効果的に復調する方法及び装置が開示された。本
発明によれば、これらの効果は、サンプリング回路への
入力振幅を実質的に一定に維持する利得制御回路を使用
することによって達成される。

上記の説明は１本発明の好ましい実施例を示すもので、
本発明をこれに限定するものではない。

種々の変更、修正及び等動物が当業者に明らかであろう
が、これらは、全て、本発明の特許請求の範囲内に網羅
されるものとする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知の位相復調装置を示す図、第２図は、本
発明の原理によって構成された周波数復調装置を示す図
、 第３図は、第２図の実施例に用いられる直角位相サンプ
リング装置を示す図。 第４図は、第２図の実施例に用いられる本発明の周波数
推定装置を示す図、 第５図は、第４図の周波数推定装置に用いられるサンプ
ルの差をとる回路を示す図、第６図は、第４図の周波数
推定装置に用いられる乗算器／加算器を示す図、 第７図は、第４図の周波数推定装置に用いられる利得制
御装置を示す図。 第８図は、第４図の周波数推定装置に用いられる演算回
路を示す図、 第９図は、第４図の周波数推定装置に用いられるプロセ
ス補償装置を示す図、 第１０図は、第４図の周波数推定装置に用いられる振幅
補償装置を示す図、そして 第１１図は、第４図の周波数推定装置に用いられて入力
信号の位相を復調する積分回路を示す図である。 １０・・・サンプリング装置 １２・・・除算位相推定装置 １４・・・微分装置 ２２・・・入力ライン ２４・・・制御利得増幅器 ２６・・・直角位相サンプリング装置 ２８・・・変調周波数推定装置 ３２・・・増幅器 ３４・・・アナログ／デジタルコンバータ３６・・・デ
ジタル乗算器 ＦＩＧ、　／ ＦＩＧ　２

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相変調又は周波数変調された受信信号をサンプ
   リングして、そのサンプルを供給するサンプリング手段
   と、 上記受信信号のサンプルを受け取り、受信した変調信号
   の変調位相角についての第１推定値を表わす信号を発生
   するデジタル回路推定手段と、このデジタル回路推定手
   段が、サンプルの差を決定してこの差と上記サンプルの
   積を加算及び減算することによって、上記受信信号の変
   調位相角の第１推定値を表わす上記信号を発生できるよ
   うに、上記サンプリング手段に対して実質的に一定の入
   力振幅を維持する手段とを備えたことを特徴とするデジ
   タル復調装置。
2. （２）実質的に一定の入力振幅を維持する上記手段は、
   フィードバックループに接続された利得制御回路を備え
   、この回路は、 上記受信信号に対して動作し、その利得制御したものを
   上記サンプリング手段に与える利得制御手段と、 上記サンプルから上記受信信号の振幅を再構成する手段
   と、 この再構成された信号を基準値と比較し、その差を表わ
   す偏差信号を発生する手段と、そして上記再構成された
   信号と基準値との差を減少するように上記利得制御手段
   の利得を制御する制御手段とを含む特許請求の範囲第（
   １）項に記載のデジタル復調装置。
3. （３）上記サンプリング手段は、受信した変調信号をサ
   ンプリングして、その同相及び直角位相サンプルを発生
   する直角位相サンプリング手段を備え、上記の推定手段
   は、更に、同相サンプルと直角位相サンプルのサンプル
   差を決定して同相及び直角位相サンプルの一方を他方の
   サンプル差でクロス乗算するように作動する特許請求の
   範囲第（１）項に記載のデジタル復調装置。
4. （４）上記デジタル回路位相推定手段は、同相サンプル
   と直角位相サンプルの上記サンプル差を得るための第１
   手段と、これらサンプルの上記一方をその他方のサンプ
   ル差で乗算してそのクロス乗積を得るためのクロス乗算
   手段とを備えた特許請求の範囲第（３）項に記載のデジ
   タル復調装置。
5. （５）上記クロス乗算手段に接続され、上記クロス乗積
   間の差を表わす出力信号を発生する差の手段を更に備え
   た特許請求の範囲第（４）項に記載のデジタル復調装置
   。
6. （６）上記直角位相サンプリング手段への入力の振幅の
   変化によって生じた変調角の第１推定値を表わす信号の
   エラーを修正するための振幅エラー修正手段を更に備え
   た特許請求の範囲第（４）項に記載のデジタル復調装置
   。
7. （７）第１次の近似エラーによって生じた変調角の第１
   推定値を表わす信号のエラーを修正するためのプロセス
   修正手段を更に備えた特許請求の範囲第（４）項に記載
   のデジタル復調装置。
8. （８）上記直角位相サンプリング手段は、サンプリング
   間隔をＴとすれば、時間ｔ＝Ｔ、２Ｔ、…ｋＴにおける
   上記受信した変調信号を表わす同相及び直角位相成分の
   一連のサンプルＩ１、Ｉ２、…Ｉｋ及びＱ１、Ｑ２、…
   Ｑｋを形成する手段を備え、上記デジタル回路推定手段
   は、上記一連のサンプルを受け取って、第１の推定値を
   表わす上記信号を、上記のサンプルに基づく値ｆｋを有
   する出力として発生する計算手段を備え、但し、 ｆ＝Ｃ［ＤＱ＿ｋＩ＿ｋ＿−＿１−ＤＩ＿ｋＱ＿ｋ＿−
   ＿１］ＤＱ＿ｋ＝Ｑ＿ｋ−Ｑ＿ｋ＿−＿１ ＤＩ＿ｋ＝Ｉ＿ｋ−Ｉ＿ｋ＿−＿１ でありそしてＣは定数である特許請求の範囲第（３）項
   に記載のデジタル変調装置。
9. （９）種々のサンプル時間ｋにおける入力信号の振幅値
   Ａｋを一定の基準Ａｏと比較し、次式で表わされるサン
   プル時間ｋにおけるエラー信号を発生する振幅エラー修
   正手段と、 ε＿ｋ＝Ａ＿ｋ＿−＿１＾２−Ａ＿ｏ＾２ 上記計算手段の出力を次式で乗算する手段とを更に備え
   、 １−ε＿ｋ／Ａ＿ｏ＾２ これにより、入力信号の振幅変化によって生じる第１推
   定値を表わす信号のエラーを補償するようにした特許請
   求の範囲第（８）項に記載のデジタル復調装置。
10. （１０）第１次の近似エラーによって生じた第１推定値
    を表わす信号のエラーを修正するためのプロセス修正手
    段を更に備えた特許請求の範囲第（８）項に記載のデジ
    タル復調装置。
11. （１１）上記プロセス修正手段は、 次式に基づいて係数ｐｃを計算するための係数計算手段
    と、 ｐｃ＝ＤＩ＿ｋＩ＿ｋ＿−＿１＋ＤＱ＿ｋＱ＿ｋ＿−＿
    １種々のサンプル時間ｋにおける入力信号を表わす振幅
    値Ａｋを一定の基準Ａｏと比較し、次式で表わされるサ
    ンプル時間ｋにおけるエラー信号を発生する振幅比較手
    段と、 ε＿ｋ＝Ａ＿ｋ＿−＿１＾２−Ａ＿ｏ＾２ 次式で表わされるプロセス修正項ｐを計算するための修
    正係数手段と、 ｐ＝［１−（１−ε＿ｋＡ＿ｏ＾２）×ｐｃ×２／Ａ＿
    ｏ＾２］上記計算手段の第１推定出力ｆｋにｐを乗算し
    、上記第１推定値の第１次のエラーを補償するための乗
    算手段とを備えた特許請求の範囲第（１０）項に記載の
    デジタル復調装置。
12. （１２）上記第１推定手段は、入力信号の変調周波数の
    第１推定値を形成する手段を備えている特許請求の範囲
    第（３）項に記載のデジタル復調装置。
13. （１３）変調角推定値を形成する変調角推定手段を更に
    備え、この手段は、上記計算手段の出力を積分する手段
    を含み、修正されたときに、変調角の推定値が得られる
    ようにする特許請求の範囲第（１２）項に記載のデジタ
    ル復調装置。
14. （１４）周波数変調された信号の位相を復調する方法に
    おいて、 ａ、時間Ｔ１、Ｔ２、…Ｔｋにおける変調 信号の同相成分及び直角位相成分の一連のサンプルＩ１
    、Ｉ２、…Ｉｋ及びＱ１、Ｑ２、…Ｑｋをサンプリング
    し、 ｂ、次式によって定められた同相及び直角位相成分のサ
    ンプル差ＤＩｋ及びＤＱｋを得、ＤＩ＿ｋ＝Ｉ＿ｋ−Ｉ
    ＿ｋ＿−＿１、ＤＱ＿ｋ＝Ｑ＿ｋ−Ｑ＿ｋ＿−＿１ｃ、
    サンプル及びサンプル差のクロス乗積 Ｉ＿ｋ＿−＿１ＤＱ＿ｋ及びＱ＿ｋ＿−＿１ＤＩ＿ｋを
    得、そしてｄ、上記クロス乗積の大きさ定めされた差と
    して上記変調信号の変調周波数の第１推定値を得ること
    を特徴とする方法。
15. （１５）上記段階ａにおいてサンプリングされた信号の
    振幅を実質的に一定に維持する特許請求の範囲第（１４
    ）項に記載の変調信号を復調する方法。
16. （１６）上記段階ａにおいてサンプリングされた信号の
    振幅変化に対し上記第１推定値を修正する特許請求の範
    囲大（１５）項に記載の変調信号を復調する方法。
17. （１７）上記段階ｄにおいて発生された第１次の近似エ
    ラーを修正する更に別の段階を備えた特許請求の範囲第
    （１４）項に記載の変調信号を復調する方法。
18. （１８）上記更に別の段階は、 サンプリングされた信号の基準値からの偏差を決定し、 上記同相及び直角位相成分のサンプルの積の和と、その
    各々のサンプル差とを得、 上記積の和を上記決定された偏差で乗算してプロセス修
    正係数を得、そして 上記第１推定値に上記プロセス修正係数を乗算し、実質
    的に上記第１次の近似エラーのない上記変調信号の変調
    周波数を表わす信号を発生するという段階を備えた特許
    請求の範囲第（１７）項に記載の変調信号を復調する方
    法。