JPS61206330A - エコ−キヤンセラ - Google Patents
エコ−キヤンセラInfo
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- JPS61206330A JPS61206330A JP60047166A JP4716685A JPS61206330A JP S61206330 A JPS61206330 A JP S61206330A JP 60047166 A JP60047166 A JP 60047166A JP 4716685 A JP4716685 A JP 4716685A JP S61206330 A JPS61206330 A JP S61206330A
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- input signal
- filter
- side input
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電話回線の２線式回線と４線式回線の回線変
換器のインピーダンス不整合により発生し、通話品質を
劣化させる原因となるエコー信号を消去するエコーキャ
ンセラに関するものである。
換器のインピーダンス不整合により発生し、通話品質を
劣化させる原因となるエコー信号を消去するエコーキャ
ンセラに関するものである。
従来の技術
近年、衛星通信システム等の長距離電話回線システムの
発展に伴い、前記システムで発生するエコー信号を通話
品質を劣化させることなく消去するエコーキャンセラが
注目され、半導体集積回路技術の進歩とあいまって実用
化の段階を迎えつつある。
発展に伴い、前記システムで発生するエコー信号を通話
品質を劣化させることなく消去するエコーキャンセラが
注目され、半導体集積回路技術の進歩とあいまって実用
化の段階を迎えつつある。
従来、エコーキャンセラのエコーパスの適応推定アルゴ
リズムとして、学習同定法に基くものが広くもちいられ
てきた。
リズムとして、学習同定法に基くものが広くもちいられ
てきた。
学習同定法に基くエコーキャンセラでは、白色雑音信号
のような相関性のない信号を入力した時゛は、良好な収
束特性を得ることができるが、音声信号のような強い相
関性を有する信号を入力した場合には、収束時間が長く
なるという問題点があった。（例えば、板書、西用、学
習同定法を用いたエコーキャンセラのエコー打消特性に
ついで信学論（Ａ）Ｖｏｌ Ｔｅｏ−Ａ、７［１１Ｐ、
１０１５ （Ｎｏｖ １９７７ ））このような問題
点を、演算量あるいはメモリ量をほとんど増加すること
なく、解決するエコーキャンセラとして同一発明者が既
に下記のエコーキャンセラを出願している。
のような相関性のない信号を入力した時゛は、良好な収
束特性を得ることができるが、音声信号のような強い相
関性を有する信号を入力した場合には、収束時間が長く
なるという問題点があった。（例えば、板書、西用、学
習同定法を用いたエコーキャンセラのエコー打消特性に
ついで信学論（Ａ）Ｖｏｌ Ｔｅｏ−Ａ、７［１１Ｐ、
１０１５ （Ｎｏｖ １９７７ ））このような問題
点を、演算量あるいはメモリ量をほとんど増加すること
なく、解決するエコーキャンセラとして同一発明者が既
に下記のエコーキャンセラを出願している。
以下図面を参照しながら、上述したエコーキャンセラに
ついて説明する。
ついて説明する。
第１１図は上述したエコーキャンセラの構成図を示すも
のである。第１１図において、４５は受信側入力端子、
４６は受信側出力端子、４７は送信側入力端子、４８は
送信側出力端子、４９は予測係数算出器、６０は第１の
予測器、５１は第１の減算器、６２は第１のレジスタ、
５３は第２の予測器、５４は第２の減算器、５５は第２
のレジスタ、５６はたたみ込み演算器、５７は第３の減
算器、５８は修正器、５９は第３の予測器、６０は加算
器である。
のである。第１１図において、４５は受信側入力端子、
４６は受信側出力端子、４７は送信側入力端子、４８は
送信側出力端子、４９は予測係数算出器、６０は第１の
予測器、５１は第１の減算器、６２は第１のレジスタ、
５３は第２の予測器、５４は第２の減算器、５５は第２
のレジスタ、５６はたたみ込み演算器、５７は第３の減
算器、５８は修正器、５９は第３の予測器、６０は加算
器である。
以上のように構成されたエコーキャンセラについて、以
下その動作を説明する。
下その動作を説明する。
なお、以下の説明では、エコーキャンセラ内部の信号は
時間に関してサンプリングされた離散的時間信号として
取扱うが、そのために必要なす／プラ及びホールド回路
については、周知のことであり、以下の説明では省略す
る。
時間に関してサンプリングされた離散的時間信号として
取扱うが、そのために必要なす／プラ及びホールド回路
については、周知のことであり、以下の説明では省略す
る。
今、時刻ｊにおける受信側入力信号をＸ＋ ｓ送信側入
力信号を３’ｌ ｓ送信側出力信号をｅｊ とする。ま
た、時刻ｊにおけるエコーパスの推定インｈｊ＝（ぐ。
力信号を３’ｌ ｓ送信側出力信号をｅｊ とする。ま
た、時刻ｊにおけるエコーパスの推定インｈｊ＝（ぐ。
ｊ、ぐ、ｊ、・・・・・−・・、仝Ｎ−１，＞１ ・・
・・・・（、）ここで、Ｎはインパルス応答のサンプル
数を表わし、′の記号はベクトルの転置を表わす。
・・・・（、）ここで、Ｎはインパルス応答のサンプル
数を表わし、′の記号はベクトルの転置を表わす。
定められた時間長の受信側入力信号が入力されると、予
測係数算出器４９では、前記受信側入力信号をＭ次の線
形予測モデルの出力信号とみなしてその線形予測係数ａ
、 （ｉ＝１．２．・・・・・・ｔ Ｍ） を求める
。線形予測係数を求めるアルゴリズムは、例えばＤｕｒ
ｂｉｎの方法による。線形予測係数算出器４９では、線
形予測係数を算出した後、前記線形予測係数をもちいて
線形予測フィルタを構成した時の安定性判定を行ない、
不安定と判定された場合には線形予測係数の値を安定な
値に切り替える。
測係数算出器４９では、前記受信側入力信号をＭ次の線
形予測モデルの出力信号とみなしてその線形予測係数ａ
、 （ｉ＝１．２．・・・・・・ｔ Ｍ） を求める
。線形予測係数を求めるアルゴリズムは、例えばＤｕｒ
ｂｉｎの方法による。線形予測係数算出器４９では、線
形予測係数を算出した後、前記線形予測係数をもちいて
線形予測フィルタを構成した時の安定性判定を行ない、
不安定と判定された場合には線形予測係数の値を安定な
値に切り替える。
線形予測フィルタを安定に動作させるためには、すべて
の極が２平面上で単位円内に存在しなければならない。
の極が２平面上で単位円内に存在しなければならない。
したがってすべての極が単位円内に存在するように線形
予測係数の値を制限することにより、線形予測フィルタ
の安定動作を確保する。
予測係数の値を制限することにより、線形予測フィルタ
の安定動作を確保する。
たとえばＭ＝２の場合、第１２図に示す三角形の領域の
内部に８１ｔ ８２の値が存在すれば、線形予測フィル
タは安定に動作する。反対にａｌ、ａ２の値が前記領域
の外部に存在する場合には、ａＩ ｙｉ２の値を強制的
に前記領域の内部の値に切り替えることにより安定動作
を確保する。
内部に８１ｔ ８２の値が存在すれば、線形予測フィル
タは安定に動作する。反対にａｌ、ａ２の値が前記領域
の外部に存在する場合には、ａＩ ｙｉ２の値を強制的
に前記領域の内部の値に切り替えることにより安定動作
を確保する。
第１の予測器５０では、以上のようにして求められた線
形予測係数と受信側入力信号とをもちいて（功式にした
がって受信側入力信号の予測値Ｘ。
形予測係数と受信側入力信号とをもちいて（功式にした
がって受信側入力信号の予測値Ｘ。
］
を作成する。
第１の減算器５１では、（３１式に示すように受信側入
力信号から受信側入力信号の予測値を差し引くことによ
り受信側入力信号の残差信号Ｘ、を作成する。
力信号から受信側入力信号の予測値を差し引くことによ
り受信側入力信号の残差信号Ｘ、を作成する。
〜 ２ ・・・・・・・・・（（２）
＋１ｊ 第１のレジスタ５２では、以上のようにして求められた
受信側入力信号の残差信号の信号列Ｘ】 を（４式に示す形で記憶する。
＋１ｊ 第１のレジスタ５２では、以上のようにして求められた
受信側入力信号の残差信号の信号列Ｘ】 を（４式に示す形で記憶する。
”ｊ ” （”ｉ 、ｘｊ−１，”・・””’ 、”１
−（Ｎ−１））”’→第２の予測器５３では、予測係数
算出器４９で算出器４９で算出した線形予測係数と送信
側入力信号とをもちいて（時代にしたがって送信側入力
信号の予測値ｙ、を作成し、また、第２の減算器］ ５４では、（６）式に示すように送信側入力信号がら送
信側入力信号の予測値を差し引くことにより送信側入力
信号の残差信号ｙｊ を作成する。
−（Ｎ−１））”’→第２の予測器５３では、予測係数
算出器４９で算出器４９で算出した線形予測係数と送信
側入力信号とをもちいて（時代にしたがって送信側入力
信号の予測値ｙ、を作成し、また、第２の減算器］ ５４では、（６）式に示すように送信側入力信号がら送
信側入力信号の予測値を差し引くことにより送信側入力
信号の残差信号ｙｊ を作成する。
次に、前記第１のレジスタ６２の内容と、エコーパスの
推定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している
第２のレジスタ５５の内容とを、たたみ込み演算器６６
を使って（７）式に示すようにたたみ込み、エコー信号
の残差信号の推定値３’５ を作成する。
推定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している
第２のレジスタ５５の内容とを、たたみ込み演算器６６
を使って（７）式に示すようにたたみ込み、エコー信号
の残差信号の推定値３’５ を作成する。
第３の減算器５７では、（＠式に示すように前記送信側
入力信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推
定値を差し引くことにより送信側出力信号の残差信号ｅ
ｊ を作成する。
入力信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推
定値を差し引くことにより送信側出力信号の残差信号ｅ
ｊ を作成する。
△
ｅｉ＝ｙｉ−ｙｉ ・・・曲・・（橢修
正器５８では、（＠式に示す学習同定法のアルゴリズム
にしたがって、第１のレジスタ５２と第２のレジスタ６
６の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて
第２のレジスタ５５の内容を修正して１定インパルス応
答を逐次修正する。
正器５８では、（＠式に示す学習同定法のアルゴリズム
にしたがって、第１のレジスタ５２と第２のレジスタ６
６の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて
第２のレジスタ５５の内容を修正して１定インパルス応
答を逐次修正する。
（＠式でαは○〈α〈２の手数であり、／Ｆ、１１はン
。
。
のユークリッドノルムを表わす。
求めた線形予測係数と送信側出力信号とをもちいて（１
０）式に示すようにして送信側出力信号の予測値ｅ？を
作成し、また、加算器６０では、（１１）式】 に示すように送信側出力信号の残差信号と送信側出力信
号の予測値を加え合わせることにより送信側出力信号を
作成する。
０）式に示すようにして送信側出力信号の予測値ｅ？を
作成し、また、加算器６０では、（１１）式】 に示すように送信側出力信号の残差信号と送信側出力信
号の予測値を加え合わせることにより送信側出力信号を
作成する。
・・・・・・・・・（１１）
】】】
第１の予測器５ｏと第１の減算器５１、及び第２の予測
器５３と第２の減算器５４はそれぞれ線形予測逆フィル
タを構成しており、第３の予測器５９と加算器６０は線
形予測フィルタを構成している。
器５３と第２の減算器５４はそれぞれ線形予測逆フィル
タを構成しており、第３の予測器５９と加算器６０は線
形予測フィルタを構成している。
以上のように第１１図に示す構成のエコーキャンセラに
よれば、線形予測モデルに基く受信側入力信号の相関性
を軽減する手段を設けることにより、音声信号のような
強い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収
束特性を示すエコーキャンセラを演算量をほとんど増加
させることなく提供することができる。
よれば、線形予測モデルに基く受信側入力信号の相関性
を軽減する手段を設けることにより、音声信号のような
強い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収
束特性を示すエコーキャンセラを演算量をほとんど増加
させることなく提供することができる。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような従来の構成では、ハードウェ
ア化に際して次のような問題点を有していた。
ア化に際して次のような問題点を有していた。
すなわち、従来の構成では線形予測フィルタの安定性判
定が、特に高次の予測を行なう場合複雑になるという問
題点があった。
定が、特に高次の予測を行なう場合複雑になるという問
題点があった。
また、線形予測係数の量子化精度、あるいは線形予測係
数を算出するだめの演算の演算精度等の語長を十分大き
くとらないと動作が不安定となり、発振することがあっ
た１ 本発明は上記問題点に鑑み、線形予測フィルタの安定性
判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安定に
動作し、ハードウェア化が容易なエコーキャンセラを提
供するものである。
数を算出するだめの演算の演算精度等の語長を十分大き
くとらないと動作が不安定となり、発振することがあっ
た１ 本発明は上記問題点に鑑み、線形予測フィルタの安定性
判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安定に
動作し、ハードウェア化が容易なエコーキャンセラを提
供するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のエコーキャンセラ
は、受信側入力信号を線形予測モデルの出力信号とみな
してそのＰＡＲＣＯＲ係数を求めるＰＡＲＣＯＲ係数算
出器と、前記受信側入力信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数と
をもちいて前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し
受信側入力信号の残差信号を作成する第１の線形予測逆
フィルタと、前記受信側入力信号の残差信号を記憶する
第１のレジスタと、送信１ｔｌｌｌ入力信号と前記ＰＡ
ＲＣＯＲ係数とをもちいて送信側入力信号の残差信号を
作成する第２の線形予測逆フィルタと、エコーパスノ推
定インパルス応答を記憶する第２のレジスタと、前記第
１のレジスタと前記第２のレジスタの内容をたたみ込み
エコー信号の残差信号の推定値を作成するたたみ込み演
算器と、前記送信側入力信号の残差信号から前記エコー
信号の残差信号の推定値を差し引くことにより送信側出
力信号の残差信号を作成する減算器と、前記第１のレジ
スタと前記第２のレジスタの内容と前記送信側出力信号
の残差信号とをもちいて前記第２のレジスタの内容を修
正して前記推定インパルス応答を逐次修正する修正器と
、前記送信側出力信号の残差信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係
数とをもちいて前記送信側出方信号の残差信号に相関を
付与し送信側出力信号を作成する線形予測フィルタとか
ら構成され、あるいは前記構成に、前記第１の線形予測
逆フィルタの直前に第１のプリエンファシスフィルタ、
前記第２の線形予測逆フィルタの直前に第２のプリエン
ファシスフィルタ、前記線形フィルタの直後にデエンフ
ァシスフィルタをそれぞれ付加したものとから構成され
ている。
は、受信側入力信号を線形予測モデルの出力信号とみな
してそのＰＡＲＣＯＲ係数を求めるＰＡＲＣＯＲ係数算
出器と、前記受信側入力信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数と
をもちいて前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し
受信側入力信号の残差信号を作成する第１の線形予測逆
フィルタと、前記受信側入力信号の残差信号を記憶する
第１のレジスタと、送信１ｔｌｌｌ入力信号と前記ＰＡ
ＲＣＯＲ係数とをもちいて送信側入力信号の残差信号を
作成する第２の線形予測逆フィルタと、エコーパスノ推
定インパルス応答を記憶する第２のレジスタと、前記第
１のレジスタと前記第２のレジスタの内容をたたみ込み
エコー信号の残差信号の推定値を作成するたたみ込み演
算器と、前記送信側入力信号の残差信号から前記エコー
信号の残差信号の推定値を差し引くことにより送信側出
力信号の残差信号を作成する減算器と、前記第１のレジ
スタと前記第２のレジスタの内容と前記送信側出力信号
の残差信号とをもちいて前記第２のレジスタの内容を修
正して前記推定インパルス応答を逐次修正する修正器と
、前記送信側出力信号の残差信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係
数とをもちいて前記送信側出方信号の残差信号に相関を
付与し送信側出力信号を作成する線形予測フィルタとか
ら構成され、あるいは前記構成に、前記第１の線形予測
逆フィルタの直前に第１のプリエンファシスフィルタ、
前記第２の線形予測逆フィルタの直前に第２のプリエン
ファシスフィルタ、前記線形フィルタの直後にデエンフ
ァシスフィルタをそれぞれ付加したものとから構成され
ている。
作 用
本発明は上記した構成によって、線形予測フィルタの安
定性判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安
定に動作するエコーキャンセラを提供することができる
。
定性判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安
定に動作するエコーキャンセラを提供することができる
。
すなわち、線形予測フィルタの安定性は、Ｐ Ａ ＲＣ
ＯＲ係数算出器ですべてのＰＡＲＣＯＲ係数に、（ｉ＝
１ 、２ 、・・・・・・＋ Ｍ）をｌｋ、 ｌ ＜
１ を満足させることによって容易に保証することが
できる。
ＯＲ係数算出器ですべてのＰＡＲＣＯＲ係数に、（ｉ＝
１ 、２ 、・・・・・・＋ Ｍ）をｌｋ、 ｌ ＜
１ を満足させることによって容易に保証することが
できる。
また、線形予測フィルタにＰＡＲＣＯＲ係数をもちいた
ものでは線形予測係数をもちいたものと比較してより少
ないビット数の語長で安定に動作させることができる。
ものでは線形予測係数をもちいたものと比較してより少
ないビット数の語長で安定に動作させることができる。
プリエンファシスフィルタ及びデエンフアシスフィルタ
を備えたものでは、ＰＡＲＣＯＲ係数の算出を行なう前
に受信側入力信号をプリエンファシスフィルタを通すこ
とによって前記受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、プリエンファシスフィルタをもちい
ない場合と比較実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
を備えたものでは、ＰＡＲＣＯＲ係数の算出を行なう前
に受信側入力信号をプリエンファシスフィルタを通すこ
とによって前記受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、プリエンファシスフィルタをもちい
ない場合と比較実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
第１図は本発明の第１の実施例におけるエコーキャンセ
ラの構成図を示すものである。第１図において、１は受
信側入力端子、２は受信側出力端子、３は送信側入力端
子、４は送信側出力端子、５はＰＡＲＣＯＲ係数算出器
、６は第１の線形予測逆フィルタ、７は第１のレジスタ
、８は第２の線形予測逆フィルタ、９は第２のレジスタ
、１０はたたみ込み演算器、１１は減算器、１２は修正
器、１３は線形予測フィルタである。
ラの構成図を示すものである。第１図において、１は受
信側入力端子、２は受信側出力端子、３は送信側入力端
子、４は送信側出力端子、５はＰＡＲＣＯＲ係数算出器
、６は第１の線形予測逆フィルタ、７は第１のレジスタ
、８は第２の線形予測逆フィルタ、９は第２のレジスタ
、１０はたたみ込み演算器、１１は減算器、１２は修正
器、１３は線形予測フィルタである。
以上のように構成されたエコーキャンセラについて、以
下その動作を説明する。
下その動作を説明する。
まず、受信側入力信号が入力されると、ＰＡＲＣＯＲ係
数算出器６では、前記受信側入力信号をＭ次の線形予測
モデルの出力信号とみなしてそのＰＡＲＣＯＲ係数ｋ・
（１＝１．２．・・・ｔ Ｍ）を求める。Ｐ ＡＲＣＯ
Ｒ係数を求めるアルゴリズムとしては、Ｄｕｒｂｉｎの
方法、Ｌｅ Ｒｏｕｘ の方法、板金の変形格子法等が
知られているが、本実施例ではこれらの方法のうち必要
なメモリ量が最も少ないという点でノ・−ドウエア化に
適した変形格子法による。
数算出器６では、前記受信側入力信号をＭ次の線形予測
モデルの出力信号とみなしてそのＰＡＲＣＯＲ係数ｋ・
（１＝１．２．・・・ｔ Ｍ）を求める。Ｐ ＡＲＣＯ
Ｒ係数を求めるアルゴリズムとしては、Ｄｕｒｂｉｎの
方法、Ｌｅ Ｒｏｕｘ の方法、板金の変形格子法等が
知られているが、本実施例ではこれらの方法のうち必要
なメモリ量が最も少ないという点でノ・−ドウエア化に
適した変形格子法による。
変形格子法ではＰＡＲＣＯＲ係数の算出と、入力信号と
前記ＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて前記入力・信号に含ま
れる相関を除去し入力信号の残差信号を作成する線形予
測逆フィルタノングを同時に行なう・ 第２図にＰＡＲ（：Ｑ）ｌ係数をもちいる線形予測逆フ
ィルタのシグナルブロック図、第３図に変形格子法によ
る第１次のＰＡＲＣＯＲ係数算出器のシグナルブロック
図を示す。
前記ＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて前記入力・信号に含ま
れる相関を除去し入力信号の残差信号を作成する線形予
測逆フィルタノングを同時に行なう・ 第２図にＰＡＲ（：Ｑ）ｌ係数をもちいる線形予測逆フ
ィルタのシグナルブロック図、第３図に変形格子法によ
る第１次のＰＡＲＣＯＲ係数算出器のシグナルブロック
図を示す。
第２図において、１４は信号入力端子、１５は残差信号
出力端子であり、１４１〜１４Ｍは単位サンプル時間の
遅延素子（以下に示すシグナルブロック図でも同様に２
で表示している）である。
出力端子であり、１４１〜１４Ｍは単位サンプル時間の
遅延素子（以下に示すシグナルブロック図でも同様に２
で表示している）である。
Ａ、（ｚ）は入力信号に対する第１次の前向予測残差信
ム関数を表わす。
ム関数を表わす。
第２図に示すシグナルブロック図は、（１２）式を初期
値として（１３）式の漸化式を表わす。
値として（１３）式の漸化式を表わす。
Ａｏ（ｚ）＝１． Ｂｏ（ｚ）＝ｚ””
・＝・−−−−−（１２）Ａ、（ｚ）＝Ａ、、（ｚ）−
に、Ｂ 、−、（ｚ） １測逆フイルタの出力として残
差信号出力端子１５１に出力される。
・＝・−−−−−（１２）Ａ、（ｚ）＝Ａ、、（ｚ）−
に、Ｂ 、−、（ｚ） １測逆フイルタの出力として残
差信号出力端子１５１に出力される。
第３図において、１６は第（ｉ−１）次の前向予測残差
信号入力端子、１７は第（ｉ−１）次の後向予測残差信
号入力端子、１８は第１次のＰＡＲＣＯＲ係数出力端子
である。
信号入力端子、１７は第（ｉ−１）次の後向予測残差信
号入力端子、１８は第１次のＰＡＲＣＯＲ係数出力端子
である。
第３図に示す第１次のＰＡＲＣＯＲ係数算出器の各端子
は第２図の対応する点とそれぞれ接続され、線形予測逆
フィルタの入力信号から第１次のＰＡＲＣＯＲ係ｉ算出
５ｆ第１ 次のＰＡＲｃＯＲ係数を算出し、次に前記第
１次のＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて第１次の前向及び後
向予測残差信号を算出し、次に前記第１次の前向及び後
向予測残差信号をもちいて第２次のＰＡＲＣＯＲ係数算
出器で第２次のＰＡＲＣＯＲ係数を算出し、次に前記第
２次のＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて第２次の前向及び後
向予測信号残差信号を算出する、・・・・・・というよ
うに動作することによってＭ個のＰＡＲＣＯＲ係数及び
残差信号を算出する。
は第２図の対応する点とそれぞれ接続され、線形予測逆
フィルタの入力信号から第１次のＰＡＲＣＯＲ係ｉ算出
５ｆ第１ 次のＰＡＲｃＯＲ係数を算出し、次に前記第
１次のＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて第１次の前向及び後
向予測残差信号を算出し、次に前記第１次の前向及び後
向予測残差信号をもちいて第２次のＰＡＲＣＯＲ係数算
出器で第２次のＰＡＲＣＯＲ係数を算出し、次に前記第
２次のＰＡＲＣＯＲ係数をもちいて第２次の前向及び後
向予測信号残差信号を算出する、・・・・・・というよ
うに動作することによってＭ個のＰＡＲＣＯＲ係数及び
残差信号を算出する。
第３図において、１６１，１７１は２乗算出器、１６２
、１７２はローパスフィルタ（Ｉ、ＰＦ ）、ｉｓｏ
は割算器を表わす。
、１７２はローパスフィルタ（Ｉ、ＰＦ ）、ｉｓｏ
は割算器を表わす。
−の記号が信号の時間に関する平均（ローパスフィルタ
を通過した信号）を表わすものとすれば、第１次のＰＡ
ＲＣＯＲ係数に、は（１４）式で与えられ、第３図は（
１４）式をシグナルブロック図として表わしたものであ
る。
を通過した信号）を表わすものとすれば、第１次のＰＡ
ＲＣＯＲ係数に、は（１４）式で与えられ、第３図は（
１４）式をシグナルブロック図として表わしたものであ
る。
Ｐ ＡＲＣｏ Ｒ係数をもちいた線形予測フィルタが安
定に動作するだめの条件は１ｋｉ１〈１（ｉ＝１゜２、
・・・ｔ Ｍ）を満足することである。（１４）式から
精度が無限大の場合、ｌｋ工１≦１ となるが、実際に
は有限ビット数の語長の影響によって１に、１≧１とな
る場合があり、こうした場合にはＰＡＲＣＯＲ係数の値
を強制的にｌｋ、 ｌ ＜ １ となるように切り替
えることによって線形予測フィルタを常に安定に動作さ
せることができる。
定に動作するだめの条件は１ｋｉ１〈１（ｉ＝１゜２、
・・・ｔ Ｍ）を満足することである。（１４）式から
精度が無限大の場合、ｌｋ工１≦１ となるが、実際に
は有限ビット数の語長の影響によって１に、１≧１とな
る場合があり、こうした場合にはＰＡＲＣＯＲ係数の値
を強制的にｌｋ、 ｌ ＜ １ となるように切り替
えることによって線形予測フィルタを常に安定に動作さ
せることができる。
したがってＰＡＲＣＯＲ係数算出器係数算出器側３図に
示す各次数のＰＡＲＣＯＲ係数算出器とその安定性判定
及び確保を行う部分とから成る。
示す各次数のＰＡＲＣＯＲ係数算出器とその安定性判定
及び確保を行う部分とから成る。
上記のようにして、ＰＡＲＣＯＲ係数算出器係数算出器
側入力信号のＰＡＲＣＯＲ係数を算出し、第１の線形予
測逆フィルタ６では前記受信側入力信号と前記ＰＡＲＣ
ＯＲ係数とをもちいて前記受信側入力信号に含まれる相
関を除去し受信側入力信号の残差信号Ｘ、を作成する。
側入力信号のＰＡＲＣＯＲ係数を算出し、第１の線形予
測逆フィルタ６では前記受信側入力信号と前記ＰＡＲＣ
ＯＲ係数とをもちいて前記受信側入力信号に含まれる相
関を除去し受信側入力信号の残差信号Ｘ、を作成する。
第１のレジスタ７では、以上のようにして求められた時
刻ｊにおける受信側入力信号の残差信号の信号列！ｊを
（４式に示す形で記憶する。
刻ｊにおける受信側入力信号の残差信号の信号列！ｊを
（４式に示す形で記憶する。
第２の線形予測逆フィルタ８では、ＰＡＲＣＯＲ係数算
出器５で算出したＰＡＲＣＯＲ係数と送信側入力信号と
をもちいて送信側入力信号の残差信号Ｖｊ を作成す
る。
出器５で算出したＰＡＲＣＯＲ係数と送信側入力信号と
をもちいて送信側入力信号の残差信号Ｖｊ を作成す
る。
第２の線形予測−フィルタ８の動作は第１の線形予測逆
フィルタ６の動作と同一である。
フィルタ６の動作と同一である。
次に、前記第１のレジスタ７の内容と、エコーパスの推
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ９の内容とを、たたみ込み演算器１ｏを使
って（１５）式に示すようにたたみへ 込み、エコー信号の残差信号の１ま定値Ｖｊを咋成す減
算器１１では、（１６）式に示すように前記送信側入力
信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値
を差し引くことにより送信側出力信修正器１２では、（
１７）式に示す学習同定法のアルゴリズムにしたがって
、第１のレジスタ７と第２のレジスタ９の内容と前記送
信側出力信号の残差信号とをもちいて第２のレジスタ９
の内容を修正して推定インパルス応答を逐次修正する。
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ９の内容とを、たたみ込み演算器１ｏを使
って（１５）式に示すようにたたみへ 込み、エコー信号の残差信号の１ま定値Ｖｊを咋成す減
算器１１では、（１６）式に示すように前記送信側入力
信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値
を差し引くことにより送信側出力信修正器１２では、（
１７）式に示す学習同定法のアルゴリズムにしたがって
、第１のレジスタ７と第２のレジスタ９の内容と前記送
信側出力信号の残差信号とをもちいて第２のレジスタ９
の内容を修正して推定インパルス応答を逐次修正する。
ここでαはＯ〈α〈２の定数である。
線形予測フィルタ１３では、前記送信側出力信号の残差
信号とＰＡＲＣＯＲ係数算出器係数算出器側ＡＲＣＯＲ
係数とをもちいて前記送信側出力信号の残差信号に相関
を付与し送信側出力信号を作成する。
信号とＰＡＲＣＯＲ係数算出器係数算出器側ＡＲＣＯＲ
係数とをもちいて前記送信側出力信号の残差信号に相関
を付与し送信側出力信号を作成する。
第４図にＰＡＲＣＯＲ係数をもちいる線形予測フィルタ
のシグナルブロック図を示す。第４図に示す線形予測フ
ィルタと第２図に示す線形予測逆フィルタとは互いに逆
フィルタの関係にあり、第４図に示す線形予測フィルタ
は（１３）式を変形した次の（１８）式を実現している
。
のシグナルブロック図を示す。第４図に示す線形予測フ
ィルタと第２図に示す線形予測逆フィルタとは互いに逆
フィルタの関係にあり、第４図に示す線形予測フィルタ
は（１３）式を変形した次の（１８）式を実現している
。
第４図において、１９は残差信号入力端子、２゜は信号
出力端子である。
出力端子である。
一般にフィルタを挿入すると信号に遅延が発生するので
、フィルタの挿入位置によっては適応制御に遅れを生じ
、動作が不安定となることがあるが、本実施例では、適
応制御ループ内すなわち（１７）式を計算するのに必要
なループ内にはフィルタが存在せず、フィルタはすべて
ループの外側に存在するので、適応制御の遅れによる不
安定動作は生じない２、 以上のように第１の実施例によれば、線形予測モデルに
よる相関性を軽減する手段、すなわちＰＡＲＣＯＲ係数
算出器と第１及び第２の線形予測逆フィルタと線形予測
フィルタを設けることにより、音声信号のような強い相
関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束特性
を示すエコーキャンセラを提供することができる。また
本実施例では線形予測係数のパラメータとしてＰＡＲＣ
ＯＲ係数をもちいることによって線形予測フィルタの安
定性を容易に保証することができ、少ないビット数の語
長で安定に動作し、ハードウェア化に適したエコーキャ
ンセラを提供することができる。
、フィルタの挿入位置によっては適応制御に遅れを生じ
、動作が不安定となることがあるが、本実施例では、適
応制御ループ内すなわち（１７）式を計算するのに必要
なループ内にはフィルタが存在せず、フィルタはすべて
ループの外側に存在するので、適応制御の遅れによる不
安定動作は生じない２、 以上のように第１の実施例によれば、線形予測モデルに
よる相関性を軽減する手段、すなわちＰＡＲＣＯＲ係数
算出器と第１及び第２の線形予測逆フィルタと線形予測
フィルタを設けることにより、音声信号のような強い相
関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束特性
を示すエコーキャンセラを提供することができる。また
本実施例では線形予測係数のパラメータとしてＰＡＲＣ
ＯＲ係数をもちいることによって線形予測フィルタの安
定性を容易に保証することができ、少ないビット数の語
長で安定に動作し、ハードウェア化に適したエコーキャ
ンセラを提供することができる。
以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第６図は本発明の第２の実施ｒｌＪのエコーキャンセラ
のブロック図を示すものである。第６図において、２１
は受信側入力端子、２２は受信側出力端子、２３は送信
側入力端子、２４は送信側出力ｉ子、２６は第１のブリ
エンファシスフィルタ、２６はＰＡＲＣＯＲ係数算出器
、２７は第１の線形予測逆フィルタ、２８は第１のレジ
スタ、２９は第２のプリエンファシスフィルタ、３０は
第２の線形予測逆フィルタ、３１は第２のレジスタ、３
２はたたみ込み演算器、３３は減算器、３４は修正器、
３５は線形予測フィルタ、３６はデエン７ア７スフィル
タである。
のブロック図を示すものである。第６図において、２１
は受信側入力端子、２２は受信側出力端子、２３は送信
側入力端子、２４は送信側出力ｉ子、２６は第１のブリ
エンファシスフィルタ、２６はＰＡＲＣＯＲ係数算出器
、２７は第１の線形予測逆フィルタ、２８は第１のレジ
スタ、２９は第２のプリエンファシスフィルタ、３０は
第２の線形予測逆フィルタ、３１は第２のレジスタ、３
２はたたみ込み演算器、３３は減算器、３４は修正器、
３５は線形予測フィルタ、３６はデエン７ア７スフィル
タである。
第５図の第２の実施例の構成で第１図の第１の実施例の
構成と異なるのは、第２の実施例では第１及び第２のプ
リエンファシスフィルタとデエンファシスフィルタを新
たに設けた点である。
構成と異なるのは、第２の実施例では第１及び第２のプ
リエンファシスフィルタとデエンファシスフィルタを新
たに設けた点である。
以下筒２の実施例の構成と動作について、第１の実施例
と異なる点に関して説明する。
と異なる点に関して説明する。
第１のプリエンファシスフィルタ２６は受信側入力信号
を入力信号としてその高域周波数成分を強調する。ＰＡ
ＲＣＯＲ係数算出器係数算出第２６線形予測逆フィルタ
２７０入力信号はこの第１のプリエンファシスフィルタ
２５を通過した受信側入力信号である。
を入力信号としてその高域周波数成分を強調する。ＰＡ
ＲＣＯＲ係数算出器係数算出第２６線形予測逆フィルタ
２７０入力信号はこの第１のプリエンファシスフィルタ
２５を通過した受信側入力信号である。
第６図にプリエンファシスフィルタのシグナルブロック
図の一例を示す。第６図において、３７は信号入力端子
、３８は信号出力端子である。
図の一例を示す。第６図において、３７は信号入力端子
、３８は信号出力端子である。
第６図に示すプリエンファシスフィルタのシステム関数
Ｆ（ｚ）は（１９）式で与えられる。
Ｆ（ｚ）は（１９）式で与えられる。
玖ｚ）＝１−μｚ−１・・・・・・・・・（１９）ここ
でμはプリエンファシスの度合を決める定数で、音声の
場合たとえばμ＝０．９３７５に選ばれる。
でμはプリエンファシスの度合を決める定数で、音声の
場合たとえばμ＝０．９３７５に選ばれる。
第２のプリエンファシスフィルタ２９は第１のプリエン
ファシスフィルタ２６と同一の特性を有するフィルタで
送信側入力信号を入力信号としその高域周波数成分を強
調する。第２の線形予測逆フィルタ３ｏの入力信号はこ
の第２のプリエンファシスフィルタ２９を通過した送信
側入力信号である。
ファシスフィルタ２６と同一の特性を有するフィルタで
送信側入力信号を入力信号としその高域周波数成分を強
調する。第２の線形予測逆フィルタ３ｏの入力信号はこ
の第２のプリエンファシスフィルタ２９を通過した送信
側入力信号である。
デエンファシスフィルタ３６ｉ［１のプリエン７アシス
フイルタ２６の逆フィルりで線形予測フィルタの出力信
号を入力としてその高域周波数成分を抑圧することによ
り送信側出力信号を作成する。
フイルタ２６の逆フィルりで線形予測フィルタの出力信
号を入力としてその高域周波数成分を抑圧することによ
り送信側出力信号を作成する。
第７図にデエンファンスフィルタのシグナルブロック図
を示す。第７図において、３９は信号入力端子、４ｏは
信号出力端子である。第７図のデエンフアシスフィルタ
は第６図のプリエンファシスフィルタと互いに逆フィル
タの関係にあす、シたがってそのシステム関数Ｇ（ｚ）
は（Ｚ））式で与えられる。
を示す。第７図において、３９は信号入力端子、４ｏは
信号出力端子である。第７図のデエンフアシスフィルタ
は第６図のプリエンファシスフィルタと互いに逆フィル
タの関係にあす、シたがってそのシステム関数Ｇ（ｚ）
は（Ｚ））式で与えられる。
以上のように第２の実施例では、第１及び第２のブリエ
ンファシスフィルタ及びデエンファシスフィルタを設け
ることにより、受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、スペクトル概形が平坦化された入力
信号に対してＰＡＲＣＯＲ係数の算出を行なうので前記
フィルタをもちいない場合と比較してＰＡＲＣＯＲ係数
算出器内部の演算精度を３ビツトから４ピント減少させ
ることができる。
ンファシスフィルタ及びデエンファシスフィルタを設け
ることにより、受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、スペクトル概形が平坦化された入力
信号に対してＰＡＲＣＯＲ係数の算出を行なうので前記
フィルタをもちいない場合と比較してＰＡＲＣＯＲ係数
算出器内部の演算精度を３ビツトから４ピント減少させ
ることができる。
なお、第１の実施例及び第２の実施例において線形予測
フィルタ及び線形予測逆フィルタはＰＡＲＣＯＲ係数を
もちいるものとしたが、ＰＡＲＣＯＲ係数を算出して線
形予測フィルタの安定性確保を行った後、ＰＡＲＣＯＲ
係数を線形予測係数ａ工（ｉ＝１．２．・・・ｔ Ｍ）
に変換して線形予測係数をもちいる線形予測フィルタ及
び線形予測逆フィルタをもちいてもよい。
フィルタ及び線形予測逆フィルタはＰＡＲＣＯＲ係数を
もちいるものとしたが、ＰＡＲＣＯＲ係数を算出して線
形予測フィルタの安定性確保を行った後、ＰＡＲＣＯＲ
係数を線形予測係数ａ工（ｉ＝１．２．・・・ｔ Ｍ）
に変換して線形予測係数をもちいる線形予測フィルタ及
び線形予測逆フィルタをもちいてもよい。
第８図に線形予測係数をもちいる線形予測逆フィルタの
シグナルブロック図を示す。第８図において、４１は信
号入力端子、４２ｆｄ残差信号出力端子である。第８図
に示す線形予測逆フィルタのシステム関数Ｐ（ｚ）は（
２Ｉ）式で与えられる。
シグナルブロック図を示す。第８図において、４１は信
号入力端子、４２ｆｄ残差信号出力端子である。第８図
に示す線形予測逆フィルタのシステム関数Ｐ（ｚ）は（
２Ｉ）式で与えられる。
第９図に線形予測係数をもちいる線形予測フィルタのシ
グナルブロック図を示す。第９図において、４３は残差
信号入力端子、４４は信号出力端子である。第９図に示
す線形予測フィルタのノステム関数Ｑ（Ｚ）は（２２）
式で与えられる。
グナルブロック図を示す。第９図において、４３は残差
信号入力端子、４４は信号出力端子である。第９図に示
す線形予測フィルタのノステム関数Ｑ（Ｚ）は（２２）
式で与えられる。
また、第１の実施例及び第２の実施例において、インパ
ルス応答の逐次推定アルゴリズムとしては学習同定法に
よるものをもちいたが、これ以外のアルゴリズム（たと
えば最急降下法によるもの）をもちいてもよい。
ルス応答の逐次推定アルゴリズムとしては学習同定法に
よるものをもちいたが、これ以外のアルゴリズム（たと
えば最急降下法によるもの）をもちいてもよい。
第１０図はｃｃＩＴＴのＲＥｃ Ｇ、２２７で規定され
た擬似音声信号に対するエコーキャンセラの収束特性に
関する実験結果の一例を示すものである。第１０図で実
線が線形予測モデルによる相関性を軽減する手段を設け
た場合の、また破線が前記手段を備えていないエコーキ
ャンセラの収束特性である。実験にもちいたエコーキャ
ンセラの主要なパラメータは、サンプリング周波数＝８
！ｘＨｚ。
た擬似音声信号に対するエコーキャンセラの収束特性に
関する実験結果の一例を示すものである。第１０図で実
線が線形予測モデルによる相関性を軽減する手段を設け
た場合の、また破線が前記手段を備えていないエコーキ
ャンセラの収束特性である。実験にもちいたエコーキャ
ンセラの主要なパラメータは、サンプリング周波数＝８
！ｘＨｚ。
Ｎ＝１２８ 、ａ＝１である。第１０図より線形予測モ
デルによる相関性を軽減する手段を設ける効果は明らか
である。
デルによる相関性を軽減する手段を設ける効果は明らか
である。
発明の効果
以上のように本発明は、線形予測モデルによる相関性を
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを提供することができる。
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを提供することができる。
また、線形予測のパラメータとしてＰＡＲＣＯＲ係数を
もちいることによって線形予測フィルタの安定動作を容
易に保証することができ、少ないピント数の語長で安定
に動作し、ノ・−ドウエア化に適したエコーキャンセラ
を提供することができる。
もちいることによって線形予測フィルタの安定動作を容
易に保証することができ、少ないピント数の語長で安定
に動作し、ノ・−ドウエア化に適したエコーキャンセラ
を提供することができる。
サラニ、プリエンファシスフィルタ及びデエンファシス
フィルタを備えたものでは、上記のフィルタを用いない
場合と比較してＰＡＲＣＯＲ係数算出器の演算精度を諷
らすことができる。
フィルタを備えたものでは、上記のフィルタを用いない
場合と比較してＰＡＲＣＯＲ係数算出器の演算精度を諷
らすことができる。
すなわち上記フィルタを用いた場合、ＰＡＲＣＯＲ係数
算出器のビット数を３〜４ビット減らしても、フィルタ
を用いない場合と同等のエコー低減効果が得られる。
算出器のビット数を３〜４ビット減らしても、フィルタ
を用いない場合と同等のエコー低減効果が得られる。
捷だ、本発明によるエコーキャンセラハ、音声信号等の
相関性の高い信号それ自身を使って伝送系の推定を行う
他の応用に対しても有効であり、たとえば拡声電話機に
おけるハウリング防止、転送電話システムのシンギング
防止等にも適用できる。
相関性の高い信号それ自身を使って伝送系の推定を行う
他の応用に対しても有効であり、たとえば拡声電話機に
おけるハウリング防止、転送電話システムのシンギング
防止等にも適用できる。
第１図は本発明の第１の実施例におけるエコーキャンセ
ラのブロック図、第２図はＰＡＲＣＯＲ係数をもちいる
線形予測逆フィルタのシグナルブロック図、第３図Ｙ′
ｉ変形格子法による第１次のＰＡＲＣＯＲ係数算出器の
シグナルブロック図、第４図けＰＡＲＣＯＲ係数をもち
いる線形予測フィルタのシグナルブロック図、第６図は
本発明の第２の実施例におけるエコーキャンセラのブロ
ック図、第６図はプリエンファシスフィルタのシグナル
ブロック図、第７図はデエンフアシスフィルタのシグナ
ルブロック図、第８図は線形予測係数をもちいる線形予
測逆フィルタのシグナルプロ、り図、第９図は線形予測
係数をもちいる線形予測フィルタのシグナルブロック図
、第１０図は擬似音声信号に対するエコーキャンセラの
収束特性図、第１１図は従来のエコーキャンセラのブロ
ック図、第１２図は２次の線形予測係数の安定領域を表
わす線図である。 １・・・・・・受信側入力端子、２・・・・・・受信側
出力端子、３・・・・・・送信側入力端子、４・・・・
送信側出力端子、５・・・・・・ＰＡＣＯＲ係数算出器
、６・・ 第１の線形予測逆フィルタ、７・・・・・・
第１のレジスタ、８・・・・第２の線形予測逆フィルタ
、９・・・ 第２のレジスタ、１０・・・ たたみ込み
演算器、１１・・・ 減算器、１２・・・・・・修正器
、１３・・・ 線形予測フィルタ、２１・・・・・受信
側入力端子、２２・・・・・・受信ｌ１１１１出力端子
、２３・・・・・・送信側入力端子、２４・・・・・・
送信側出力端子、２５・・・・・・第１のプリエンファ
シスフィルタ、２６・・・・・・Ｐ ＡＲＣＯＲ係数算
出器、２７・・・・・・第１の線形予測逆フィルタ、２
８・・・・・・第１のレジスタ、２９・・・・・・第２
のプリエンファシスフィルタ、３０・・・・・・第２の
線形予測逆フィルタ、３１・・・・・第２のレジスタ、
３２・・・・・・たたみ込み演算器、３３・・・・・・
減算器、３４・・ 修正器、３５・・・・・・線形予測
フィルタ、３６・・・・・・デエンファノスフィルタ。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 区 − ！ｒ 成 木山＾艷 七ｉ蘂１−ヒ １Ｓ ｌ′１ 〜〜６＋６ 第６図 ３７−−−イｌ入力塩ト 超−−−ブ畜井ズフｆＩｉｔｌ） 第７図 ｆｆ？−ｊ言テ入ヵｊｉ） ４０−−−／射出方倉語か
ラのブロック図、第２図はＰＡＲＣＯＲ係数をもちいる
線形予測逆フィルタのシグナルブロック図、第３図Ｙ′
ｉ変形格子法による第１次のＰＡＲＣＯＲ係数算出器の
シグナルブロック図、第４図けＰＡＲＣＯＲ係数をもち
いる線形予測フィルタのシグナルブロック図、第６図は
本発明の第２の実施例におけるエコーキャンセラのブロ
ック図、第６図はプリエンファシスフィルタのシグナル
ブロック図、第７図はデエンフアシスフィルタのシグナ
ルブロック図、第８図は線形予測係数をもちいる線形予
測逆フィルタのシグナルプロ、り図、第９図は線形予測
係数をもちいる線形予測フィルタのシグナルブロック図
、第１０図は擬似音声信号に対するエコーキャンセラの
収束特性図、第１１図は従来のエコーキャンセラのブロ
ック図、第１２図は２次の線形予測係数の安定領域を表
わす線図である。 １・・・・・・受信側入力端子、２・・・・・・受信側
出力端子、３・・・・・・送信側入力端子、４・・・・
送信側出力端子、５・・・・・・ＰＡＣＯＲ係数算出器
、６・・ 第１の線形予測逆フィルタ、７・・・・・・
第１のレジスタ、８・・・・第２の線形予測逆フィルタ
、９・・・ 第２のレジスタ、１０・・・ たたみ込み
演算器、１１・・・ 減算器、１２・・・・・・修正器
、１３・・・ 線形予測フィルタ、２１・・・・・受信
側入力端子、２２・・・・・・受信ｌ１１１１出力端子
、２３・・・・・・送信側入力端子、２４・・・・・・
送信側出力端子、２５・・・・・・第１のプリエンファ
シスフィルタ、２６・・・・・・Ｐ ＡＲＣＯＲ係数算
出器、２７・・・・・・第１の線形予測逆フィルタ、２
８・・・・・・第１のレジスタ、２９・・・・・・第２
のプリエンファシスフィルタ、３０・・・・・・第２の
線形予測逆フィルタ、３１・・・・・第２のレジスタ、
３２・・・・・・たたみ込み演算器、３３・・・・・・
減算器、３４・・ 修正器、３５・・・・・・線形予測
フィルタ、３６・・・・・・デエンファノスフィルタ。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 区 − ！ｒ 成 木山＾艷 七ｉ蘂１−ヒ １Ｓ ｌ′１ 〜〜６＋６ 第６図 ３７−−−イｌ入力塩ト 超−−−ブ畜井ズフｆＩｉｔｌ） 第７図 ｆｆ？−ｊ言テ入ヵｊｉ） ４０−−−／射出方倉語か
Claims (2)
- （１）受信側入力信号を線形予測モデルの出力信号とみ
なしてそのＰＡＲＣＯＲ係数を求めるＰＡＲＣＯＲ係数
算出器と、前記受信側入力信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数
とをもちいて前記受信側入力信号に含まれる相関を除去
し受信側入力信号の残差信号を作成する第１の線形予測
逆フィルタと、前記受信側入力信号の残差信号を記憶す
る第１のレジスタと、送信側入力信号と前記ＰＡＲＣＯ
Ｒ係数とをもちいて送信側入力信号の残差信号を作成す
る第２の線形予測逆フィルタと、エコーパスの推定イン
パルス応答を記憶する第２のレジスタと、前記第１のレ
ジスタと前記第２のレジスタの内容をたたみ込みエコー
信号の残差信号の推定値を作成するたたみ込み演算器と
、前記送信側入力信号の残差信号から前記エコー信号の
残差信号の推定値を差し引くことにより送信側出力信号
の残差信号を作成する減算器と、前記第１のレジスタと
前記第２のレジスタの内容と前記送信側出力信号の残差
信号とをもちいて前記第２のレジスタの内容を修正して
前記推定インパルス応答を逐次修正する修正器と、前記
送信側出力信号の残差信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数とを
もちいて前記送信側出力信号の残差信号に相関を付与し
送信側出力信号を構成する線形予測フィルタとから構成
されていることを特徴とするエコーキャンセラ。 - （２）受信側入力信号の高域周波数成分を強調する第１
のプリエンファシスフィルタと、前記第１のプリエンフ
ァシスフィルタを通過した受信側入力信号を線形予測モ
デルの出力信号とみなしてそのＰＡＲＣＯＲ係数を求め
るＰＡＲＣＯＲ係数算出器と、前記第１のプリエンファ
シスフィルタを通過した受信側入力信号と前記ＰＡＲＣ
ＯＲ係数とをもちいて前記受信側入力信号に含まれる相
関を除去し受信側入力信号の残差信号を作成する第１の
線形予測逆フィルタと、前記受信側入力信号の残差信号
を記憶する第１のレジスタと、前記第１のプリエンファ
シスフィルタと同一の特性を有し送信側入力信号の高域
周波数成分を強調する第２のプリエンファシスフィルタ
と、前記第２のプリエンファシスフィルタを通過した送
信側入力信号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数とをもちいて送信
側入力信号の残差信号を作成する第２の線形予測逆フィ
ルタと、エコーパスの推定インパルス応答を記憶する第
２のレジスタと、前記第１のレジスタと前記第２のレジ
スタの内容をたたみ込みエコー信号の残差信号の推定値
を作成するたたみ込み演算器と、前記送信側入力信号の
残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値を差し
引くことにより送信側出力信号の残差信号を作成する減
算器と、前記第１のレジスタと前記第２のレジスタの内
容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて前記第
２のレジスタの内容を修正して前記推定インパルス応答
を逐次修正する修正器と、前記送信側出力信号の残差信
号と前記ＰＡＲＣＯＲ係数とをもちいて前記送信側出力
信号の残差信号に相関を付与した出力信号を作成する線
形予測フィルタと、前記第１のプリエンファシスフィル
タの逆フィルタで前記線形予測フィルタの出力信号を入
力としてその高域周波数成分を抑圧することにより送信
側出力信号を構成するデエンファシスフィルタとから構
成されていることを特徴とするエコーキャンセラ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4716685A JPH0683114B2 (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
| US06/758,806 US4672665A (en) | 1984-07-27 | 1985-07-25 | Echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4716685A JPH0683114B2 (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61206330A true JPS61206330A (ja) | 1986-09-12 |
| JPH0683114B2 JPH0683114B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=12767482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4716685A Expired - Lifetime JPH0683114B2 (ja) | 1984-07-27 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683114B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003533902A (ja) * | 1999-07-02 | 2003-11-11 | テラブス オペレーションズ，インコーポレイティド | 符号化されたドメインのエコーの制御 |
-
1985
- 1985-03-08 JP JP4716685A patent/JPH0683114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003533902A (ja) * | 1999-07-02 | 2003-11-11 | テラブス オペレーションズ，インコーポレイティド | 符号化されたドメインのエコーの制御 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0683114B2 (ja) | 1994-10-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |