JPS62105224A - 容量検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 静電容量形タッチパネルにおける容量検出手段として、
被測定容量による９０°移相回路を構成としたＩ）　Ｌ
　Ｌ類似の周波負部コ系回路を用い、さらに位相差出力
の絶対値を判定する手段を設け、位相差出力が所定値を
越えた場合にはノイズが入力したと判定し、容量検出手
段を一定期間行なわないようにし、ノイズ耐性の高い容
量検出装置を得、座標検出装置の検出精度を高めるもの
である。

（産業上の利用分野〕 本発明は容量検出装置に係わり、特に周波数負帰還系を
用いた容量−発振周波数変換方式に関する。

〔従来の技術〕 本山１頭人は、バッファ回路を用いて弔−抵抗膜上の指
タッチ座標を等価的に容量値に変換する指タッチ検出方
式を開発していた。この方式においては、バッファ回路
の両端に接続切替えのためのアナログスイッチを介して
抵抗膜パネルが接続され、指タッチ点より左右の抵抗比
に基いた容量値が検出され、それにより座標検出を行な
うものである。従ってこの方式においては、容量値を精
度良く検出する手段が必要点なってくる。

容９測定方式は電流電圧測定系を用いたオーツドックス
なものからＣＲ時定数を計測するもの、またはＣＲ弛張
発振周期を測る簡単なものまで数多くある。ディジタル
システムとの組合せを考えた場合、高価なＡＤ変換器を
要する電圧／電流法より時間に変換できる後者の方が構
成も簡単であり安価でもある。

他方、容量がノイズを含む場合（例えば人体容量、ハム
ノイズなど）、弛張発振方式は容量の電圧と別の参照電
位とを比較して充放電の切替えを行なっているため、ノ
イズによる発振周期の変動が大きく、精度を上げられな
いという問題がある。

ノイズを除去するためにはフィルタを使う方法が考えら
れるが弛張発振器の場合、既に基本周期が失われている
ため困難である。

上記問題点を解決するため、本出願人はＰＬＬ類似の周
波数負帰還系回路を用いた容量検出装置を提案した。こ
の方式は、ω＝１／ＣＲで決まる角周波数において、９
０°の位相差を生ずる既知抵抗値Ｒを有する抵抗と、前
記バッファ回路より入力する未知容量Ｃを有する等価容
量とからなる一次の全域通過フィルタを用いた周波数負
帰還系を利用して、未知容量Ｃを電圧制御発振周期Ｔに
変換し、Ｃ−Ｔ／　（２πＲ）なる演算によりＣを求め
るものである。

先ず一次全域通過フィルタＡＰＦの構成とその動作特性
を第３図（ａ）とｆｂｌに示す。振幅利得は一定である
が、位相は角周波数ωが大きくなると共に増大し、ωｏ
＝１／ＣＲで９０°となりそれ以降１８０゛まで増大し
ていく。なお第３図ｔａ＋において、伝達関数Ｆ　（ｓ
）は で表され、ｒはＡＰＦ特性には無関係である。なお、Ｒ
は既知抵抗値、Ｃは座標入カバネルのべ。

ファ回路より入力する未知容量値である。

第４図には、この全域通過フィルタＡＰＦを用いた周波
数性帰遷回路が示される。電圧制御発振器■ＣＯの出力
ｓｉｎωＬと、これをＡＰＦに通した信号ｓｉｎ　　（
ωを十φ）を乗算器で乗算すると１／２（ｃｏｓφ−ｃ
ｏｓ（２ωｔ＋φ））となり、低域通過フィルタ１．　
Ｐ　ＦによりＡＣ分を除くと１／２　　ｃｏｓφのＤＣ
電圧が位相差信号として得られる。これを積分器に入力
し、その出力を反転回路で反転して電圧制御発振器ＶＣ
Ｏの制御電圧入力端子に入力すると、この信号は１　／
　２　ｃｏｓφに対応する発振周波数が負帰還入力とな
り、また、ｃｏｓ　９０　”は０であるからＶＣＯはω
＝１／ＣＲとなる角周波数ω０で安定することが分る。

すなわち、第３図（ｂｌより、ω〈ω０では １／２ｃｏｓφ〉０より、ωばω０になるまで増加し、
逆にω〉ω０では１／２ｃｏｓφくＯより、ωはω０に
なるまで減少する。従って、この時のＶＣＯの発振周期
Ｔは、Ｔ　−２π／　ωｏ　＝　２　ｒｃ　ＣＲとなり
、これより、Ｃ＝Ｔ／　（２πＲ）として未知容１ｃを
求めることができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記方式は、Ｐ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　１ｏｃｋｅｄ
　１ｏｏｐ　）の強力なバンドパスフィルタ機能を利用
し、ディスプレイからタッチパネルへ侵入するノイズを
遮断し、高い検出精度を実現している。この場合、ノイ
ズスペクトルのすき間（ノイズウィンドウ）に動作周波
数を設定することがポイントで、一般にＣＲＴ上でのノ
イズ源としては水平同期信号（１５〜２５ＫＨｚ程度）
、商用周波数５０又は６０１１ｚがあるため、通常６Ｋ
Ｉｌｚ程度で動作させている。この結果、ＶＣＯに負帰
還する信号成分は、前記のように未知容１ｃに関係する
ＤＣ成分のみとなり、その他のノイズによる信号成分は
ＡＣ成分とじてローパスフィルタＬＰＦによって除去さ
れ、ＶＣＯの発振周期は未知容量Ｃのみによって決まる
ことになる。ずなわら、この系は未知容１ｃによって変
動する６ＫＨｚ付近の発振周期以外の信号成分は除去す
る特性をもつ。ところが、人体に近接して、第５図に示
すような例えばサイリスタによる位相制御波形などの低
周波高圧パルス発生源があると、これが人体に誘起し、
その高調波成分として６Ｋｔｌｚ前記のノイズが第６図
ｆａ）に示すような経路で侵入し、ＡＰＦの出力波形は
同図０］）に示すよう歪むことがある。その結果、Ｌ　
Ｐ　Ｆの出力として上記ノイズ成分が第７図に示すよう
に現われてしまい、ＶＣＯの出力周波数は同じく第７図
示すように変化してしまう。これにより、同図τ１（−
τ２で表される期間は正しい未知容量Ｃを検出できない
という問題点を生じていた。

本発明は、上記問題点を除くために、人体に誘起される
低周波パルスノイズによる発振周期の変化が、過渡的に
はノイズパルスの急峻な立上り部、又は立上り部のみに
発生しており、その期間のみ１、ＰＦ出力としてスパイ
ク状の強い微分波形を生ずる点に注意し、ＬＰＦ出力の
絶対値が所定値以下の場合のみの発振周期を有効とする
ことにより、耐ノイズ性の高い容量検出装置を提供する
ことを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上記問題点を解決するために、Ｐ　Ｌ　Ｌ類似
の周波数負帰還系において、第１図に示されるごとく位
相差検出手段（２３，２４）の出力信号の絶対値が所定
値と比較して小であるか否かを判定する位相差信号絶対
値判定手段（２５）を有するものである。

〔作　　用〕

上記位相差信号絶対値判定手段（２５）により、前記位
相差検出手段（２３，２４）の出力絶対値が所定値より
小さいと判定された場合のみ、電圧制御発振手段（２１
）の出力を有効として容量検出装置（６）により未知容
量Ｃの検出を行ない、それ以外の場合には所定期間容量
検出動作を行なわないようにするものである。

〔実　　施　　例〕

以下、本発明の実施例につき詳細に説明を行なう。（容
量検出装置の構成（第１図））第１図は、本発明による
容量検出装置の回路構成図である。第４図に示した従来
例との違いは、ローパスフィルタＬ　Ｐ　Ｆ　２４の出
力にウィンドウコンパレータ２５が接続され、該回路よ
り位相同期信号が出力される点である。まず、′［ｕ圧
制御発振回路ＶＣＯ２１（以下、ＶＣＯ２１と略す）の
正弦波出力は、全域通過フィルタＡＰＦ２２（以下、Ａ
ＰＦ２２と略す）に入力する。ＡＰＦ２２は、ＶＣＯ２
１の正弦波出力が抵抗値Ｒを有する抵抗２２２を介して
オペアンプ２２１の正相入力に入力すると共に、抵抗値
ｒを有する抵抗２２３を介して同じくオペアンプ２２１
の正相入力に入力し、オペアンプ２２１の出力は抵抗値
ｒを有する抵抗２２４を介してその逆相入力にフィート
゛ハツクされ、さらに外部からの未知容量Ｃが容量端子
２８を介してオペアンプ２２１の正相入力に入力する構
成を有する。次に、ＡＰＦ２２の出力（オペアンプ２２
１の出力）及びＶＣＯ２１の正弦波出力は、乗算器によ
って構成される位相比較器２３に入力し、位相比較器２
３の出力はローパスフィルタＬＰＦ２４　（以下、ＬＰ
Ｆ２４と略す）に入力する。ＬＰＦ２４は、その入力が
抵抗２４２を介してオペアンプ２４１の正相入力に入力
し、また、正相入力とアースとの間に容量２４３が接続
され、オペアンプ２４１の出力はその逆相入力にフィー
ドバックする構成を有する。ＬＰＦ２４の出力（オペア
ンプ２４１の出力）は、積分フィルタ２６に入力する。

積分フィルタ２６は、その入力が抵抗２６２を介してオ
ペアンプ２６１の逆相入力に入力し、同じく正相入力は
アースに接続され、出力は容量２６３を介して逆相入力
にフィードバンクされる構成を有し、積分フィルタ２６
の出力（オペアンプ２６１の出力）は、■ＣＯ２１の制
御電圧Ｖｏとして帰還される。また、ＬＰＦ２４の出力
は、ウィンドウコンパレータ２５に入力する。ウィンド
ウコンパレーク夕２５は、その入力がオペアンプ２５１
．２５２の各正相入力に入力し、また、同じ（各逆相入
力にはリファレンス電圧＋Ｖ　ａ　、Ｖ　ａが入力し、
同じく各出力はオア回Ｆｌ！ｒ２５３を介して出力端子
２９より、位相同期信号として出力される構成を有する
、なお、リファレンス電圧＋Ｖ　ａ　１Ｖ　ａは、電源
電圧＋■、−■を抵抗２５４．２５５．２５６によって
分圧することにより得ている。そして、■Ｃ０２１から
のパルス出力は、出力端子２７より出力される。

（容量検出装置の動作（第１図）） 上記構成において、ＶＣＯ２１、ＡＰＦ２２、位相比較
器２３、ＬＰＦ２４、及び積分フィルタ２６によって構
成される周波数負帰還系の動作は、従来技術の項におい
て第３図及び第４図で説明した動作と同様であるため、
その詳細は省略する。

すなわち、出力端子２７からは、容量端子２８に入力接
続される未知容量Ｃと既知抵抗値Ｒ（抵抗２２２）で定
まる周期Ｔ＝２πＲＣのパルスが出力される。これによ
り、未知容１ｃを測定することができる。

次に、ウィンドウコンパレータ２５の動作にいいて説明
を行なう。まず、オペアンプ２５１はリファレンス電圧
＋Ｖａと入力電圧とを比較し、入力電圧＞＋Ｖａとなる
とオア回路２５３、出力端子２９を介してローレベルの
位相同期信号を出力する。同様に、オペアンプ２５２は
リファレンス電圧−Ｖａと入力電圧とを比較し、入力電
圧〈−Ｖａなるとオア回路２５３、出力端子２９を介し
てローレベルの位相同期信号を出力する。すなわち、ウ
ィンドウコンパレーク２５は、入力電圧が−Ｖａ＜入力
電圧＜Ｖａの場合に、ハイレベルの位相同期信号を出力
端子２９より出力し、入力電圧＜　　Ｖ　ａ　、又は＋
Ｖａ＜入力電圧の場合、すなわち入力電圧の絶対値が＋
Ｖａ以上である場合にローレベルの位相同期信号を出力
する。なお、Ｖａは約２０ｍＶである。

これにより、今、抵抗２５４．２５５．２５６によりＶ
ａの値を適当に設定することで、前記問題点の項におい
て、第５図〜第７図で説明した低周波高圧パルスノイズ
が侵入し、ＬＰＦ２４の出力として強いスパイク状の出
力が生じた場合に、ウィンドウコンパレータによってそ
れを検出することが可能となる。これは、未知容１ｃは
急激に変化することはなく、また、前記周波数負帰還系
が安定し、ＶＣＯ２１の発振周期が安定している時には
、ＬＰＦ２４の出力は小さいが又は０になるということ
を利用している。これにより、出方端子２９からの位相
同期信号がローレベルの場合は、出力端子２７から出力
されるパルス出方を無効にすれば、前記ノイズの影響を
除去することが可能となる。なお、この場合、ノイズが
混入しＬＰＦ２４の出力が立ち上がってからその出方が
収束するまでは、第７図で説明したように（τ１＋τ２
）という期間を必要とするため、位相同期信号がローレ
ベルに落ちたら、（τ１＋τ２）を十分カバーする所定
期間ＶＣＯ２１のパルス出力を無効にするようにすれば
よい。

（座標検出装置の構成と動作（第２図））次に、上記第
１図の容量検出装置を用いた座標検出装置について説明
を行なう。この方式では、バッファ回路の両端に接続切
替えのためのアナログスイッチを介してパネル（抵抗）
が接続され、指タッチ点より左右の抵抗比に基いた座標
が検出される。第２図に、その構成を示す。まず、座標
検出回路１は、タッチパネル１１、アナログスイッチア
レイ１２〜１５、アナログスイッチ１６、及びバッファ
アンプ１７よりなる。タッチパネル１１は、ガラス基板
上に透明抵抗膜を形成し、さらに５ｉ０２蒸着膜で被覆
した構造となっている。

タッチパネル１１の左右及び上下両端には、複数のスイ
ッチ線がタッチパネル１１に接続されるアナログスイッ
チアレイ１２〜１５があり、各々アナログスイッチ１６
を介してバッファアンプ１７と切替え接続できる構造と
なっている。そして、バッファアンプ１７の正相入力は
容量端子２８に接続され、容量測定回路７に入力する。

容量測定回路７は周波数負帰還形容量検出回路２、アン
ド回路４、クロック５、カウンタ３からなる。カウンタ
３及び出力端子２９は演算回路６に接続される。

以上のような構成の座標検出装置において、まず、アナ
ログスイッチアレイ１２．１３をオン、１４．１５をオ
フにし、該スイッチをアナログスイッチ１６を介してバ
ッファアンプ１７に接続する。これにより、バッファア
ンプ１７からタッチパネル１１を見た場合、アナログス
イッチアレイ１２．１３及びタッチパネル１１上の指タ
ッチによって決まる座標比に応じた未知容１ｃを有する
等１的な容量となる。この未知容１ｃを周波数負帰還形
容量検出回路２にて検出する。この回路は、第１図にお
いて説明した回路と同じ回路であり、出力端子２７より
未知容量Ｃに応じた周期Ｔのパルス出力が出力される。

この出力は、６ＭＨｚのクロック５及びアンド回路４を
介してカウンタ３によって計数される。そして、この結
果は演算回路６に入力する。次に、アナログスイッチ１
６により、バッファアンプ１７とアナログスイッチアレ
イ１２．１３との接続順を切替えて、同様の測定を行な
う。以上の結果を用いて、演算回路６によってタッチパ
ネル１１上での指タッチの左右方向の座標を検出する。

続いて、アナログスイッチアレイ１４．１５をオン、１
２．１３をオフとして上下方向の座標検出も同様に行な
う。この場合の演算方法は、既出側において詳細に述べ
であるため省略する。

上記座標検出装置において、容量端子２８から低周波パ
ルスノイズが混入すると、前記第１図で説明したように
出力端子２９から出力される位相同期信号がローレベル
となり、これにより演算回路６は前記のように所定期間
容量検出動作を中断し、その後再び動作を再開する。こ
れにより、低周波パルスノイズの影響を除去することが
できる。

このように、本実施例においては、座標検出装置の容量
検出に第１図の容量検出装置を用いることにより、低周
波パルスノイズを効果的に除去できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、人体近辺に存在する低周波パルスノイ
ズの影蓼を受けない容量検出を行なうことが可能となる
。

これを用いて、高精度な座標検出装置を提供することが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による容量検出装置の回路構成図、 第２図は、本発明による座標検出装置の回路構成図、 第３図（ａｌは、ＡＰＦの回路構成図、同図（ｂｌはそ
の動作特性図、 第４図は、従来の容量検出装置の回路構成図、第５図は
、サイリスクによる位相制御波形図、第６図は、ＡＰＦ
への低周波パルスノイズ混入の説明図、 第７図は、従来の容量検出装置の問題点の説明図である
。 １・・・座標検出回路、 ２・・・周波数負帰還形容車検出回路、６・・・演算回
路、 ２１・・・電圧制御発振回路ＶＣＯ１ ２２・・・全域通過フィルタＡＰＦ、 ２３・・・位相比較器、 ２４・・・ローパスフィルタＬＰＦ、 ２５・・・ウィンドウコンパレータ、 ２６・・・積分フィルタ、 ２５１．２５２・・・オペアンプ。 第１図 ＡＰＦの講戚図 ｕＪ６　　　　　　　　（ｊＪ 第４図 寸イリ又ダに、！るイ立桐暇目句ｐシ皮升ヨ図第５図 （ｂ） ＡＰＦ△のイｂｊｉｕ反パルスノイスパ渭じＫの説、ｐ
４図第６図 従来／１茅１１抽雀８１１ハ間尼１点Ｊ４た５８図第７
図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電圧制御発振手段（２１）と、その出力信号が入力
   され既知抵抗値Ｒを有する抵抗と外部より入力する未知
   容量Ｃを有する容量により構成される一次の全域通過フ
   ィルタからなる移相手段（２２）と、前記移相手段の入
   力及び出力信号の位相差を検出する位相差検出手段（２
   ３、２４）と、その出力信号が入力される積分手段（２
   ６）からなり、該積分手段の出力電圧が前記電圧制御発
   振手段へ帰還される周波数負帰還系と、前記位相差検出
   手段の出力信号が所定の範囲内であるか否かを判断する
   位相差判定手段（２５）と、該手段により前記出力信号
   値が所定範囲内であると判定された場合に前記電圧制御
   発振手段の発振周期Ｔと前記抵抗値ＲからＴ／（２πＲ
   ）（πは円周率）なる演算により前記未知容量Ｃを検出
   する容量検出手段（６）とを有し、該容量検出手段（６
   ）は前記位相差信号判定手段（２５）により前記出力信
   号が所定値以上であると判定された場合には該判定時か
   ら所定期間の容量検出動作を行なわないことを特徴とす
   る容量検出装置。 ２）前記未知容量Ｃを有する容量が人体容量であること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の容量検出装置
   。 ３）前記未知容量Ｃは、抵抗膜とその両端に接続される
   バッファ回路とによって構成され前記抵抗膜上の一点を
   指タッチ指示することによる指示座標を等価的に容量値
   に変換して検出を行なう座標検出装置の出力であること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の
   容量検出装置。 ４）前記位相差検出手段は、前記移相手段の入力信号と
   出力信号とを乗算する乗算手段（２３）と、該乗算手段
   （２３）の出力信号が入力される低域通過フィルタ（２
   ４）とによって構成されることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の容量検出装置。 ５）前記位相差判定手段はオペアンプからなる比較器（
   ２５１、２５２）によって構成されることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の容量検出装置。