JPS62210845A - 待機式無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、例えば小形コンピュータ等の電源として用
いられる整流器負荷に対し電力を供給し、商用電源が正
常な場合は、商用電源電力を負荷に直送し、商用電源の
停電時に、蓄電池の直流出力をインバータで交流に変換
して負荷へ供給する待機式無停電電源装置に関する。

「従来の技術」 一般に、小形無停電電源装置としては、構成が籠昨なこ
とから、第８図に示す浮動充電方式が多く用いられてき
た。第８図において商用電源１）からの商用交流電力は
入力端子１２より充電器１３へ供給されて直流電力とさ
れ、その直流電力は、蓄電池１４へ供給されて蓄電池１
４を充電するとともに、インバータ１５へも供給され、
インハーク１５で交流電力に変換され、その交流電力番
：ｌ出力端子１６を通じて負荷１７へ供給される。

しかしながら、この従来の装置は、商用電力を受電中は
、充電器１３はインバータ１５への入力電力と、蓄電池
１４への充電電力とを合計した電力を供給せねばならず
、充電器１３を小形化することが難しい。また商用電力
を受電中に出力端子１６へ出力される出力電力は、充電
器１３とインバータ１５との２つの変換器を通して供給
されるために、これら２つの変換器における電力損失が
多く、それだけ入力電力が大きくなる問題があった。

この対策として、省エネルギーと小形化をねらった待機
式無停電電源装置が採用されるようになってきた。この
待機式無停電電源装置は、小形コンピュータを初めとす
るほとんどの商用電力により動作する機器が、１０ｍ５
以下の電源瞬断ては何の彫金もなく運転続行が可能な点
に着眼したものである。すなわち、第９図に示すように
、商用電力を受電中番才、入力端子１２からの商用交流
電力は、高速切換可能な交流スイッチ１８を通じて出力
端子１６へ直送されるとともに、入力端子１２の商用交
流電力は、充電器１３を通じて蓄電池１４に充電され、
インバータ１５は、商用電源に同期して無負荷運転、又
は制御部のみ動作している。商用電源電力の瞬断、又は
電圧低下に対しては、交流スイッチ１８をオフとして、
１／４４．ｔイクル（５ｍｓ）程度でインバータ１５の
中力交流電力を　出力端子１６に切換え、供給して負荷
の運転続行を可能としている。

この待機運転方式では、充電器１３ば、インバータ１５
の無負荷電力又はインバータ１５の制御部の動作電力と
、蓄電池１４への充電分とのみを供給すればよく、充電
器１３の電力容量が、第８図に示した浮動充電方式の場
合の約１／Ｓ　Ｊｕ下となり、小形化と省エネルギーと
の効果が大きかった。

［発明が解決しようとする問題点］ 小形コンピュータ等の電源が負荷１７として用いられる
場合は第９図に示すようにコンデンリインプソト形整流
器負荷の特性を示すものが了・＜、負ｆ’、’ｊ　１７
に流れる電流には多くの高調波成分が含まれろ。このよ
うな負荷１７で発生した高調波は、系統商用電源に歪を
与え、さらに、この高調波が商用電力の電力供給線に流
出し、この電力供給線を具用している他機器がその高調
波により悪影響を受けることがある。また、整流器負荷
は基本波力室６才１．０であるが、総合力率は０．７〜
０．８と悪く、商用電力の力率低下の原因になっている
。

このため従来においては、そのような高調波を除去する
ためにＬＣフィルタを特に設けていた。

しかしそのＬ　Ｃフィルタの定数によってＧよ系統商用
電源インピーダンスとの並列共振現象をおこしたり、発
生高調波の周波数が変動すると高調波除去効果が低下す
るなどの問題があった。

前記高調波を除去するために、半導体電力変換装置を使
用した能動形フィルタ（電力用了クチイブフィルタ）を
使用する事も知られている。これ（、ｔ、第１０図に示
すように商用電源１）と高調波を発生する負荷１７との
間に電力用アクティブフィルタ１９を並列に接続し、負
荷１７が商用電源側からとる負荷電流ＩＬ　（第１０図
）中の高調波電流を、アクティブフィルタ１９が商用型
ａｉｔｔに替わって補償電流！、として供給し、商用電
源系統に流れる電流■、を基本波成分だけにしようとす
るものである。

この方式では、負荷電流を検出し、負荷電流に含まれる
高調波成分を演算・算出して、補償対象とする高調波周
波数よりも速い周波数応答で補償電流を発生させる必要
がある。そのためこの装置は高周波のスイッチング動作
と高速の演算算出ができる制御回路を必要とし、複雑で
高価な装置となり、実用化がはばまれている。

この発明の目的は、商用電力受電時に休止しているイン
バータを高調波抑制装置（アクティブフィルタ）として
有効に利用し、商用電力線への高調波の流出を抑制する
ことができる待機式無停電電源装置を提供することにあ
る。

「問題点を解決するための手段」 この発明によれば待機式無停電電源装置において、商用
電源及びインバータの接続点と負荷との間に、限流り７
りトル（インダクタ）が直列に挿入され、また商用電源
電圧と同期した正弦波電流が同期正弦波発生器により発
生され、この正弦波電流と電流検出手段で検出された商
用電源電流との笈が瞬時比較器で検出され、その検出に
よりこれがゼ１７になるようにインバータが制御される
。

つすりこの発明では、理想補償状態においては商用電源
電流Ｉｓが正弦波になることに着目し、前記陸用手段で
商用電源電流Ｔｓを商用電源電圧■、に同期した正弦波
電流ＩＳ＊に瞬時に追従するようにインバータを制御す
る。

さらに、必要に応じてインバータの入力端のコンデンサ
の直流電圧が検出され、その検出電圧が一定になるよう
に商用電圧に同期した正弦波電流の振幅が制御される。

なお、負荷に電流が流れる場合、インバータよりも商用
電源のほうが内部インピーダンスが低くいため、負荷電
流に急峻な変化があると、商用電源から惣１ｖｉな電流
すなわち高調波成分の大きい電清か流れやすく、高調波
の補償効果が減る。そこで、この発明では、負荷の直前
に前記限流リアクトル（インダクタ）が挿入され、商用
電源とインバータとの内部インピーダンスの違いの影響
がでにくく、インバータによる補償電流の供給し易いよ
うにされである。この限流リアクトルのインピーダンス
は、商用電源の内部インピーダンスよりも大きく選ばれ
るが、この限流リアクトルのインダクタンスによる電圧
降下が負荷端で問題にならない程度、例えば１００Ｖ電
源で２〜３Ｖの電圧低下以下になるように選ばれる。イ
ンバータの出力容量が大きくなり、内部インピーダンス
が小さくなるほど、挿入する限流リアクトルのインピー
ダンスは小さくてよい。

「実施例」 一１木は虞 第１図にこの発明による待機式無停電電源装置の実施例
の基本構成を示す。商用電源１）が接続される入力端子
１２は高速交流スイッチ１８、限流リアクトル（インダ
クタ）２１を通じて出力端子１６に接続される。入力端
子１２に充電器１３を通じて蓄電池１４が接続され、蓄
電池１４ば直流スイツチ２２、インバータ１５を通じて
、交流スイッチ１８と限流リアクトル２１と接続点に接
続される。

入力端子１２に停電検出回路２３が接続され、１？電検
出回路２３が商用電源１）の停電を検出するとその出力
により交流スイッチ１８をオフにし、直流スイッチ２２
をオンにする。この状態では、蓄電池１４の直流電力は
インバータ１５で交流電力に変換されて限流リアクトル
２１を通じて出力端子１６へ供給される。このインバー
タ１５が交流電力への変換動作中においては従来と同様
に、・インバータ１５の出力電圧Ｖ　及び出力電流ＩＣ
の変動がインバータ変動検出部２４で検出され、その検
出出力は切替回路２５を通じてインバータ゛１５の制御
部２６に人力され、制御部２６は変動検出出力に制御さ
れ、インバータ１５の出力電圧Ｖ　が一定になり、かつ
過負荷時の出力電流ｉｃを抑圧するようにされる。

この発明においては、交流スイツチ１８を流れる電流つ
まり商用電源電流ｉ、が検出器２７にて検出される。ま
た同期正弦波発生器２８から商用電源電圧と同期した正
弦波電流１ｓ″が発生され、この正弦波電流■ｒと検出
商用電源電流１ｓとが瞬時比較器２９で比較され、両者
の差が検出され、その差が、切替回路２５を通じて制御
部２６へ（Ｉｌ、給され、この差がなくなるように制御
部２６が制御される。この例ではインバータ１５の入力
のコンデンサの直流電圧が電圧検出器３１で検出され、
その検出出力により同期正弦波発生器２８の出力正弦波
電流■８″の振幅を振幅制御回路３２で制御して瞬時比
較器２９へ供給した場合である。切替回路２５は停電検
出器２３の検出出力により切替えられて停電時はインバ
ータ変動検出部２４が制御部２６に接続される。

Ｊ１イＬＯ隼横」！ 次にこの発明の具体例を第２図に示す。第２図はインバ
ータ１５のスイッチング回路３４と、ｌ・ランス３５、
波形整形フィルタ用コイル３６−ｌンデンサ３７及び交
流スイッチ１８、限流リアクトル２１、蓄電池１４、充
電器１３、直流スイッチ２２の接続例を示す。すなわち
、蓄電池１４の両端は直流スイッチ２２を通じてインバ
ータ１５の入力コンデンサ３８に接続され、入力コンテ
ン１ノ３８の両端にトランジスタＱ１〜Ｑ４がブリッジ
接続されたスイッチング回路３４の直流入力側に接続さ
れ、トランジスタＱ、〜Ｑ４にそれぞれダイオードＤ１
〜Ｄ４が逆極性で並列に接続されている。スイッチング
回ＦＩｉ’！、　３４の交流出力側はトランジスタ３５
の１次側に接続され、トランジスタ３５の２次側の一端
はフィルタ用コイル３６を通じて交流スイッチ１８及び
限流リアクトル２１の接続点に接続され、他端は入力端
子１２ｂ及び出力端子１６ｂに接続され、交流スイッチ
１日及び限流リアクトル２１の接続点と入力端子１２ｂ
及び出力端子１６ｂとの間にフィルタ用コンデンサ３７
が接続される。

入力端子間１２ａ、１２ｂに商用電源電圧Ｅ。

を検出するトランス４１が接続され、商用電源電流■、
を検出する電流トランス４２が交流スイッチ１８及び限
流リアクトル２１間の商用電力給電線４３に設けられ、
インバータ出力電流ｌ、を検出する電流トランス４４が
トランス３５の２次側に設けられ、負荷端電圧Ｖ　を検
出する１・°ノンス４５が出力端子１６ａ、１６ｂ間に
接続され、これら各検出電流・電圧は制御装置４６に供
給される。また、直流コンデンサ３８の電圧信号■。も
制御袋Ｍ４６に供給される。

第３図に制御装置４６の具体例を示す。この例は商用電
力とインバータ出力とを互いに同期状態で切替えるよう
にすると共に、インバータ１５としてパルス幅変調方式
を用いた場合である。

トランス４１で検出された商用電源電圧Ｖ、が所定値電
圧以下となると停電検出回路２３にて停電とみなされ、
高レベル■１の信号を発生し、切替回路２５．４７は１
側に切替えられる。さらに、直流スイッチ駆動回路４Ｂ
が駆動されて直流スイッチ２２がオンとされ、また交流
スイッチ駆動回路４９に対する駆動が停止されて交流ス
イッチ１８はオフにされる。

（ｉ′電電時発信器５１の信号は位相同期回路５２へ供
給され、ＰＬＬ同期回路５２よりの正弦波出力はインバ
ータ変動検出部２４内の誤差増幅器５３の出力で振幅制
御回路５４において振幅が制御され、その正弦波出力と
検出した負荷電圧Ｖとの差が誤差増幅器５５で検出され
、その誤差増幅信号がインバータ変動検出出力として切
替回路２５を通じて比較器５６へ供給され、発振器５７
の三角波形と比較され、その比較８５６の出力はパルス
発生器５８へ供給され、そのパルス発生器５８の出力に
より駆動回路５９を通じてインバータ１５のスイッチ素
子（トランジスタＱ　ｌ　”’　Ｑ　４）がスイッチン
グ制御される。検出したインバータ電流■、はインバー
タ変動検出部２４内で電源６１の設定基準値と誤差増幅
器５３で比較され、１ｃが設定基準値より大きくなると
誤差増幅器５３の出力により正弦波振幅が小さく制御さ
れる。

また負荷電圧Ｖ　が大きくなると誤差増幅器５５の出力
振幅が小さくなり、トランジスタＱ、〜Ｑ４をオンにす
るパルス幅が狭くなりインバータ１５の出力電圧も下が
る。

商用電源電力を受電中は、検出された商用電源電圧ＶＳ
が波形整形回路６２にも供給され、その出力は矩形波に
整形され、その矩形波出力は切替回路４７を通して位相
同期回路５２内の位相比較器６３へ供給され、電圧制御
発振器（ＶＣＯ）６４の出力と位相比較される。その位
相比較器６３の出力はループフィルタ６５を通じて発振
器６４０制御端子へ供給され、発振器６４の出力は、入
力商用電源電圧に位相同期している。この発振器６４の
出力は正弦波であり、商用電源電力受電中は位相同期回
路５２は商用電源電圧Ｖ、に同期した正弦波を出力する
同期正弦波発生器として動作する。

インバータ入力コンデンサ３８の検出電圧ＶＣは平滑回
路６６で平滑された後、基準電源６７の設定基準値と誤
差増幅器６８で差が検出され、その出力により発振器６
４の正弦波出力の振幅が振幅制御回路３２で制御されて
目標正弦波電流Ｉ３Ｉとされる。この正弦波電流Ｉｒと
検出した商用電源電流Ｉ、との瞬時誤差が誤差増幅器の
瞬時比較器２９で検出され、その誤差出力は切替回路２
５を通して比較器５６へ供給され、三角波と比較され、
比較器５６の出力によりインバータ１５をｉ、ＩＩ　ｉ
ｎｎするパルスが発生ずる。

なお、コンデンサ電圧■。が高くなると目標正弦波電流
ｌ５ｔｈの振幅が小さくなるように制御さ（ｔろ。

動ｉ靭進皿 第２図に示すように負荷１７がコンデンサインプット形
整流器負荷が主となる場合には、商用電源から電力を供
給された時に、商用電源電圧（第４図Ａ）の尖頭部で負
荷コンデンサ７１の電圧より大となって負荷電流ＩＬに
第４図Ｂに示すようにピーク電流が流れる（商用電源電
流Ｉ３−負荷電流■１、インバータ電流１ｃ　＝Ｏ）。

このため商用電源電流Ｉ、に高調波が発生する。商用電
源電圧■、も歪むが、これと同期した目標正弦波電流＋
ｓ”（第４図Ｃ）を作り、この目標正弦波電流Ｉｓ″に
商用電源電流Ｉ、−負荷電流ＩＬが瞬時に追従するよう
にインバータ１５を制御スイッチング動作をさせると、
負荷電流Ｉｔ　が流れていない又は流れていても目標正
弦波電流１ｓ１）より負荷電流１ｃの小さい期間モード
１　（第４図り中の斜線の部分、　　ｌ　　Ｅｓ”　　
ｌ＞ｌ　Ｉｔ　　ｌの状態）には、商用電源よりインバ
ータ１５へ第４図Ｅに示すように電流　Ｉ、が流れ込み
、コンデンサ３８を充電する。目標正弦波電流１ｓ１）
より負荷電流■、が大きくなるモード２　　（１，１ｓ
”　　ｌ〈１）ＬＩ）と、商用電源電流■３を減らすよ
うにインバータ１５が動作し、コンデンサ３８より負ｒ
ＬＭ７に放電電流１ｃが流れだす。

このようにｌ　　Ｉｓ”　　ｌ＞ｌ　Ｉｌ、　　ｌでは
その差の電流がインバータ１５に電流が流れ込み、ｌ　
　Ｉｓ”　　１〈１ｒｔ　　ｌではその差の電流がイン
バータ１５から負荷へ流れるため、商用電源電流Ｉ、は
第４図Ｆに示すように目標正弦波電流Ｉｓ″とほぼ一致
した正弦波状となり、商用電源系に高調波を発生させな
い。

インバータ１５の直流入力側にはコンデンサ３８がある
だりで電力の損失とならないので、イ〕／バータ１５に
入りこんだ有効電力は、インバータ損失と等しくなり平
衡するまで、コンデンサ３８の電圧■、が上肩する。ｉ
ｍ常、コンデンサ３８の電圧が高くなるほどインバータ
１５の損失も増え、特にスイッチングのスナバ損失はコ
ンデンサ電圧Ｖ、の２乗に比例して増加する。

コンデンサ３８の電圧Ｖ、が高くなる程、モード２にお
いて°、インバータ１５から負荷１７にピーク電流を供
給しやすくなり、商用電源電流Ｉ。

も正弦波形に近づく。

この無停電電源装置においては、目標正弦波電流Ｉｓ＊
は、商用電源と同期した正弦波形であり、コンデンサ３
８の電圧が設定値になるようにその振幅を変えることで
、制御を行う。

今、目標正弦波電流ｌ５ｉｉが適当である場合、インバ
ータ１５に入りこんだ有効電力でコンデンナ３８の平均
電圧Ｖ、が設定値となり、この電圧で、インバータ損失
と平衡している。一方、１サイクル内では、モード１で
一時的に蓄積された無動電力は、モー１゛２で放出され
、インパーク１５は高調波補償電流発生源として動作し
、商用電源電流Ｉ、の低次の高調波をへらし、次の関係
が成立っている。

商用有効電力Ｐ、−負荷有効電力ＰＬ＋インバータ有効
電力Ｐｃ、インバータ有効電力Ｐｃ−インバータ損失 目標正弦波電流ＩＳ″が一定（Ｐ３＊も一定）の状態で
、負荷電流■４、負荷有効電力ＰＬが減少すると、イン
バータ１５に流入する有効電力ＰＣが増え、コンデンサ
３８の電圧Ｖ、が」二Ｍする。インバータ１５は、コン
デンサ３８の電圧が一定になるように働き目標正弦波電
流Ｉｓ“の振幅を小ざくするため、商用有効電力Ｐ、も
減少した状態で平衡する。

負荷電流ＩＬが急増した場合、一時的にインバータに入
る有効電力は少なくなり、コンデンサ３８の電圧が低下
し、商用電源電流の高調波補償効果が減少するが、目標
正弦波電流１ｓ１）の振幅が大きくなるように制御され
、コンデンサ電圧Ｖ、ば設定値にもどる。

具−イ２トニロ勺−仇作 モート１（Ｉｓ”＞Ｉｔ）におりるコンデンサ３Ｂ−１
の充電動作の説明を簡単にするため、トランス３５の巻
止が１：１で等価的にないものとして考える。その時の
回路のコンデンサ３８に充放電に関連する部分を第５図
に示す。第６図に示す期間■では、インバータ電流■。

は第７図Ａに示すように商用電′ｔＸ１）→フィルタ用
コイル３６→トランンスタＱ４−ダイオードＤ２−商用
電源１）に流れる。次にトランジスタＱ４がＯＦＦにな
ると、コイル３６に蓄積されたエネルギーが、り１間■
で第７図［３に示すように商用電源１）−コイル３６→
ダイオードＤ３−コンデンサ３８→ダイオードＤ２−・
商用電源１）と流れ、コンデンサ３８に電荷が蓄積され
る。他の位相においても同様の動作により、コンデンサ
３８に電力が蓄積されろ。

モード２　　（ｒｓ”　＜　ＩＬ　）　　におけるコン
デンサ３８の放電動作は、負荷電流ｌ、が流れはじめる
と、インバータ１５に対するコンデンサ３８への充電が
徐々に減少し、ＩＳ”＝ＩＬになると、コンデンサ３８
の放電が開始し、負荷電流ＩＬの−・部をインバータ１
５が供給し始める。

なお、動作説明では負荷１７が純整流器負荷としたが、
負荷１７が整流器負荷だけでなく、他の負荷が含まれる
場合も同様の動作となる。

以上の動作により商用電源１５の商用電源電流に含まれ
る低次の高調波は１７１０程度まで減らすことが可能と
なる。

なお負荷の変動が小さい場合は第３図において振幅制御
回路３２、平滑回路６６、基準電源６７、誤差増幅器６
８を省略してもよい。

「発明の効果」 この発明によれば、商用電力受電時において従来は体止
又（才無負荷待機していたインバータを有効に利用して
、負荷電流に含まれる高調波成分を除去でき、高調波成
分を除去するための特別のフィルタを用いる必要もない
。また、高調波成分の除去が、従来の無停電電源装置に
限流リアクトル２１、瞬時比較器２９、商用電源電流Ｉ
、の検出下段、必要に応じて振幅制御回路３２、平滑回
路Ｇ　Ｅ＋　−’ｊ；準電源６７、誤差増幅器６８を追
加するだＬＪでよく、安価に構成することができる、目
標正弦波電流ｌｓ＊を作り、これに検出電流■８が追従
するように、インバータ１５を制御するものであり、そ
の制御も停電時にインバータ１５を安定化制御ｆ口する
ための制御信号の代りに、Ｉｓ″と１、との誤差信号を
用いればよく、高調波成分をいちいら演算する必要がな
く、かつ高調波成分の変動が生じても、これを自動的に
抑圧することができる。

なお限流リアクトル２１、コイル３６の各インダクタン
スを１ｍ１ｌ、８ｍ１）、負荷１７の抵抗値を２４Ω、
コンデンサ７１．３８．３７の各容量をそれぞれ４７０
０μＦ、１）７００μＦ、３０メ！Ｆとし、インバータ
１５のスイッチングを３．２ｋＨｚ占した時の実験結果
における商用電源電流■５と工″ＬｈＭ流ＩＬとの各ス
ペクトルを第１２図に示す。

この図」−り第３．第５高調波を大幅に低減できたこと
が理解され、更に総合力率も約１に改善された。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による待機式無停電電源装置の一例を
示すブロック図、第２図はそのインバータのスイッチ回
路を主とした具体例を示す接続図、第３図は第２図中の
制御装置４６の具体例を示すブロック図、第４図は商用
電源受電時の各部動作波形図、第５図は高調波補償時の
モード１動作における接続図、第６図はその各部の波形
図、第７図はインバータのスイッチングにもとすく電流
の流れを示す図、第８図は従来の浮動充電式無停電電源
装置を示すブロック図、第９図は従来の待機式無停電電
源装置を示すブロック図、第１０図は従来のアクティブ
フィルタを用いた高調波除去装置を示すブロック図、第
１）図はその動作を説明するための図、第１２図はこの
発明装置の実験結果におけるスペクトルを示す図である
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源の電力を受電中は、その商用電力を整流
   器負荷へ供給し、停電中は、商用電力供給線を遮断し、
   インバータを動作させ、そのインバータにより蓄電池の
   電力を交流電力に変換して、上記負荷へ供給する待機式
   無停電電源装置において、 上記商用電源及び上記インバータの接続点と上記負荷と
   の間に直列に挿入され、商用電源の内部インピーダンス
   より大きいインピーダンスのインダクタと、 上記商用電源電力供給線に流れる電流を検出する電流検
   出手段と、 上記商用電源電圧により駆動され、これと同期した正弦
   波電流を発生する同期正弦波発生器と、その同期正弦波
   発生器より正弦波電流と上記電流検出手段の検出電流と
   の瞬時的差を検出する瞬時比較器と、 その瞬時比較器の出力によりこれがゼロになるように上
   記インバータを制御する制御手段とを具備する待機式無
   停電電源装置。