JPS63198886A - 移動体位置検知方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は一定の走行路に沿って移動する移動体の位置を
誘導無線方式を用いて検知する方式に関し、特に走行路
全長を等分割することにより得られた単位区間の範囲内
で、移動体が自己の位置を連続的に検知する方式に関す
る。

［従来の方式］ リニアモータ車輌等、各種の新交通機関、クレーン、搬
送台車等各種の産業上運搬機関のように一定の走行路に
沿って走行する移動体の自動運転においては、制御系が
常時該移動一体の位置を把握することが必要である。最
近はマイクロコンピュータ技術の発展に伴い、制御系を
各移動体に分散して搭載する傾向が顕著であり、このた
め移動体が自己の位置を検知する技術が重視されるよう
になった。移動体位置検知方式として提案または実用さ
れているものの多くは誘導無線を用いる方式であり、又
、全走行区間を一定長さの単位区間に細分割し、移動体
が何れの単位区間内にあるかを検知し、同時に前述の単
区間内での移動体の位置を連続的に検知し、これらを総
合して移動体の絶対位置を検知しようとするものが多い
。

移動体が自己の位置を一定周期隔の範囲内で連続的に検
知する方式として、現在提案されているもののうち、代
表的なものを第９図を参照して説明する。ｌａ、ｌｂは
２線式誘導無線用線路１を構成する導体で、一定周期Ｐ
（以下「ピッチ」と記す）をもって梯形波状に折り曲げ
られ、線路の長手方向にＰ／３だけずらせて配置される
。線路１は移動体（図示せず）の走行沿に沿って布設さ
れ、その始端（左端）より送信機４により高周波電流Ｉ
を供給される。３ａ、３ｂは移動体に固定されたアンテ
ナ（枠形ループコイル）で、その構造・寸法は相等しく
、線路の長手方向に間隔Ｐ／４を隔てて配置され、線路
１上に一定の高さを保持しながら、移動体と共に線路１
に沿って移動する。１００は移動体に搭載された信号処
理回路（位置検知回路）で、緩衝増幅器１０１　ａ％１
０１ｂ、±９０°移相器１０２　ａ、　１０２　ｂ。

加算器１０３　ａ、　１０３　ｂ、位相差検知回路１０
４により構成され、アンテナ３ａ、３ｂの出力電圧Ｖ　
　ＳＶ　ｂを処理して移動体の位置を求める機能を果す
。

ここで、２を線路の始端よりアンテナ３ａまでの距離と
すれば、アンテナ３ａ、３ｂの寸法、アンテナ−線路間
の離隔距離を適当に選択することにより、その出力電圧
ｖ　１ｖｂの形を２に関する正弦波状の関数とすること
ができる。

即ち、 となる。α、βは夫々線路の減衰定数及び位相定数であ
る。厳密にいえば（１）　、（２）式右辺には空間高調
波成分が含まれるが、第９図に示す線路構成（２条の線
路導体をＰ／３だけずらせて配置する）では第３．９．
１５・・・次の空間調波成分が消滅する利点がある。こ
こで、次式により定義ｙ　　、、　ＫＩ　ｅ−Ｊ　２π
Ｚ／ｐ−ＣＩ　Ｚ−ｊβｚ（５）の関係が得られる。Ｖ
　とＶ　の位相差をφとすｐ れば、 φ−ＺＶ　　−，４Ｖ　　−４πｚ／Ｐ　　　　　　（
７）ｐ となる。Ｚは複素数の偏角を意味する記号である。

即ち、２がＰ／２の増加を示すごとにφは２πの直線的
増加を示し、更に０と２ｎπ（ｎ：整数）の識別は不可
能であることから、２とφとの関係は第１０図に示すよ
うに鋸歯状波の形となる。従って、Ｐ／２を前述の単位
区間の長さと相等しく設定し、更にφがＯまた２πとな
る位置が単位区間の境界点と一致するよう線路を布設す
ることにより、移動体はφの値を通じて、単位区間内で
の移動体の位置（単位区間の境界点からの距離）を連続
的に検知することができる。以下単位区間の長さく前述
の場合ではＰ／２）を検知周期と呼ぶものとする。

［発明が解決しようとする問題点］ しかし、前述の移動体位置検知方式によれば移動体の位
置検知の周期はＰ／２となる。換言すれば線路導体のピ
ッチＰは位置検知周期の２倍に設定しなければならない
。移動体位置検知に関する要求精度が比較的緩く、位置
検知周期を長く設定する場合（例えば１６ｍ）には、導
体ピッチは更に長大（この場合では３２ｍ）となって、
線路の製造が困難となり、布線の精度も低下する。更に
、線路導体のピッチＰに比例してアンテナ寸法（特に線
路長手方向の寸法）も長大化し、価格も上昇するほか、
移動体に装着する作業も困難となる等の欠点がある。

［問題を解決するための手段及び作用］本発明は以上に
鑑みてなされたものであり、前記問題点を解決するため
に次の手段を採る。即ち、導体ピッチの比較的近い２条
の交差誘導対により線路を構成し、これら導体の形成す
る高周波磁界を移動体上に固定された複数箇のアンテナ
により受信してこれらの誘導電圧を処理し、夫々の導体
対の磁界による誘導電圧についての正相（逆相）電圧を
求め、両者の位相差より移動体位置を周期的且つ連続的
に検知する。この場合の検知周期は両導体対のピッチの
ビートに等しくなり、比較的短いピッチの導体対により
、比較的長い位置検知周期を実現することが可能となる
。この場合、移動体」二（車上）におけるデータ処理に
はディジタル及びアナログの両方式が可能である。又、
線路に供給する電流の周波数を時分割的に共用すること
が可能となる。

以下、本発明の移動体位置検知方式について詳細に説明
する。

［実　施　例］ 第１図及び第２図は本発明の一実施例を示し、第１図は
方式の全体図、第２図はその中の信号処理回路の構成を
示す図である。第１図において１．２は夫々導体ピッチ
Ｐ　、Ｐ　の交差誘導対で、夫々線路導体１ａ、ｌｂ及
び２ａ、２ｂ（線路の長手方向に１／３ピツチずらせて
配置される）により構成されている。４は角周波数ω１
の高周波電圧を発生する信号発生器、５ａ、５ｂは２逓
倍回路（夫々、ω　−２ω　、ω　−２ω２−４ω１の
角周波数の電圧を出力する）、６ａ。

６ｂ、６ｃは夫々、角周波数ω　、ω２、ω４の入力端
子について電力増幅を行う電力増幅器、７は電力増幅器
６ａ、６ｂ、の出力を合成して交差誘導対１へ供給する
合波器である。尚、電力増幅器６Ｃの出力は直接に交差
誘導対２へ供給される。

交差誘導対１及び２は共に移動体（図示せず）の走行路
に沿って布設されるが、両者は第１図に示すように平行
に配置してもよく、または重ね合せでもよい。導体１ａ
ｓ　ｌｂ、２ａｓ　２ｂの形状は第１図の場合は梯形波
状であるが、３角波状、または矩形波状であってもよい
。３ａ、３ｂ、３ｃは移動体に固形された車上アンテナ
（矩形状ループコイル）で、その構造・寸法は相等しく
、３ａ。

３ｂの間隔はＰ１／４．３ａ、３ｃの間隔は５　Ｐ　／
４　（Ｐ２＋　Ｐ２／４）である。■　０．２　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　ａ＋■ｂ１、■ｏｊ（ｉ＝，２，３）は夫々線路
の形成する高周波磁界によりアンテナ３ａ、３ｂ、３ｃ
に誘導された電圧のω１構成を意味する。又、８はアン
テナの誘導電圧ＶＶ、Ｖ、に基づいａｉ’　　ｂｉ　　
　ｃｌ て移動体位置を求める信号処理回路（位置検知回路）で
移動体上（以下「車上」と略記する）である。アンテナ
３ａ、３ｂ、３ｃは交差誘導対１．２（以下「線路」と
略記する）上に一定の高さを保持しながらこれに沿って
移動する。

尚、Ｚはアンテナ３ａの線路始端からの距離である。

ここで信号処理回路８の構成の説明に先立ち、本発明の
移動体位置検知方式の原理について説明する。アンテナ
３ａ、３ｂに誘導される電圧の瞬時値のω　成分を夫々
ｖ　　ｖ　、とすれば、ｌ　　　　　　　ａｌゝ　ｂｌ −“ｚ−ｊβＺ　　　　　　ｊ　ｔａｌｉ　　　　（８
゜Ｖ、、−Ｋ、　Ｉ、　ｅ　　”　　ｃｏｓ　（２ｙｒ
ｚ／　Ｐ、　）　ｅ−αｚ−ｊβＺ　　　　　　　　　
　　　　ｊω１１Ｖｂ１−に＋　Ｉｔ　ｅ　、　”　　
ｃｏｓ　ｆ２π（ｚ　＋　ＰＩ／４）／　Ｐｌ　ｅ−“
ｌｚ　−ｊβ”　”　ｃｏｓ　Ｃ２ｙｒｚ／　Ｐ、　＋
ｙｒ／２）。

＝に１１１ｅ　　　　　　　　　　　　”’１ｔ（ｇ）
同様にこれら電圧のω　成分を’ａ２．９，２とすれば
、 一αｚ−ｊβ２ Ｖ、２−に２１２ｅ　　　２　　２　　ｃｏｓ（２πｚ
／Ｐ）ｅ”′２″　　　　　　　（ｌのアンテナ３ａｓ
３ｃに誘導される電圧の瞬時値のω　成分を９　９　と
すれば、 ４　　　　　　　　　ａ４ゝ　　　Ｃ４β１　（ｉ＝１
２，４）は夫々アンテナ、線路の形状・寸法、両者の離
隔距離等より定まる定数、線路始端（ｚ＝０）において
線路に供給される電流、線路の減衰定数、線路の位相定
数を意味し、これらの右下に付された添字ｌは角周波数
ω１に関する量であることを意味する。

ここで、（８）〜（１１）式を次の形に書き直す。

−ｊβ　２◆ω　ｔ Ｖ−Ｖｅ”’ ａｌ　　ａｌｅ　　　　　　　　　　　　　　　　（１
４）−ｊβＩｚ＋ωｘｉ ｖｂｌ”ｖｂｌｅ　ｅ（１５） ａ１２ Ｖａ、、　＝　Ｋ、　Ｉ、　ｅ　　　ｃｏｓ　（２πｚ
／　Ｐ　）　　　　　　　（１６）■ （１４）〜（１７）式においては、ｉ＝１，２であり、
ｉ−４は除外する。

■　１、■　　は夫々ｖａ１．．ｖｂ１ノ包絡線で、ａ
ｌｅ　　　　　ｂｉｅ 実数（正または負）である。

ｎ　Ｐ　　＜　ｚ　＜　ｎ　Ｐｌ　＋　Ｐｔ　／　４、
（ｎ＋１）Ｐ　　−Ｐ　　／４＜ｚ＜　（ｎ＋１）Ｐ１
（ｎ−０、ｌ、２．３）のときは ｃｏｓ（２πｚ／　　Ｐ　　）＞０、Ｖ　　　　＞０　
　　　（１８）ｌ　　　　　　　　　　　ａｌｅ となる。このときは、 Ｖ　　　−ＩＶ　　　ｌ　　　　　　　　　　　　　（
１９）ａｔｅ　　　　ａｉｅ ｎ　　Ｐｌ−（Ｐ１／４）　＜ｚ＜（ｎ＋１）　　ｐ、
　＋　Ｐｌ／４のときは、 ｃｏｓ（２πｚ／　Ｐ　　）　＜ＯＳＶ　　　＜０　　
　（２０）１　　　　　　ａｌｅ テする。従ってこのときは Ｖ　、　　−−ＩＶ　　　ｌ−ｅ　　”ＩＶ　　　Ｉ　
　（２１）ａｇｅ　　　　　ａｌｅ　　　　　　　　ａ
ｌｅとなる。■　　についても ｂｌｅ ｃｏｓ　（（２ｙｒ　ｚ／　Ｐｌ）　＋π／２１の正負
に応じて（１８）〜（２１）式と相思の関係が成り立つ
。

ここで、■ａｔ、礼１を２遍倍したものを夫々”ｖｂｌ
ｗとすれば、２の値の如何にががゎ１ｗ らす、次の関係が成立する。

−ｊ　２β、ｚ＋ｊ２ω、ｔ Ｖ　　　　−ＩＶ　　　　　１ｅ ａＩＷ　　　　　　ａｌｅ −ｊ　２β、　ｚ　＋ｊ　２“２“（２２）＝ｌＶ　　
　　　ｌ　　ｅ １ｅ −ｊ　２β　パｊ２″２“（２３） Ｖ　　　＝ｌＶ　　　ｌｅ　　　　１ ｂ１ｗ　　　　　　　ｂｌｅ このように■　　、■　　は常に同相であり、まａｌｗ
　　　ｂｌｗ たく１Ｇ）、（１７）式から明らかな通り、同時に消滅
することはない。

一方、■　はＶ　　　＞Ｑのときは ａ２　　　ａ２ｅ −ｊβ　Ｚ　”Ｊ　Ｗ　２　ｔ Ｖ　　−ＩＶ　　　ｌｅ　　　　　　　　　　　　（２
４）ａ２　　　　ａ２ｃ Ｖ　　　＜Ｑのときは、 ２ｅ −ｊβ２　Ｚ　＋　３　π＋ｊω２ｔ Ｖ　　−ＩＶ　　　ｌｅ　　　　　　　　　　　　　（
２５）ａ２　　　　ａ２ｅ となる。ここで、９　　または※ｂ１ｗを基準位相１ｗ 信号として利用することにより、包絡線ｖ、２８、■　
　の符号の正負を判別することができる。即２ｅ ち、Ｚを複素量の偏角を現わす記号とし、ψ＝Ｖ、２−
ＺＶａｌｗ（２Ｂ）ε ＝（２β　−β２　）　　ｚ　　　　　　　　　　　（
２７）■ とすれば、Ｖ　　　＞Ｑのときは ａｉｅ ψ−ε　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２８）
ｖ　　く０のときは ａｉｅ ψ−π＋ε　　　　　　　　　　　　　　（２９）用い
ても全く同一の結果を得る。線路の全長をＬとすれば、
εの大きさが最大となるのはｚ−Ｌとなるときである。

従って １　（２β　−β２）Ｌｌ−ε。

とすれば、 一ε　くψくε　のときは、Ｖ　　　＞０、ｍｍ　　　
　　　　　ａ２ｅ π−ε　くψくπ十ε　のときは、Ｖ　　　＜Ｑとｍ　
　　　　　　ｍ　　　　　　　ａ２ｅ２ｅすることがで
きる。包絡線Ｖ　　についても、２ｅ 同様の手順により、その符号の正負を判別することがで
きる。多くの場合、ε　の値は比較的小さく、従ってこ
れをπ／２と想定すれば全ての場合に対処することがで
きる。

ここでＶ　　ｖ　についての正相及び逆相電圧ａ２ゝ　
ｂ２ ９ｐ１、’ｎｌを夫々次式により定義するにより定義す
れば（１０）、（１１）式及び（３１）、（３２）式よ
り、 Ｖ、ｒ−に２１２８−“２”、−ｊ２“ｚ／　Ｐｔ−５
β２パｊ“”　’　　　（３３）シ。、−に２１゜・−
“２′°２“ｚ／　Ｐｔ−）″２パ゛″２”　　　（３
４）を得る。一方、（３３）、（３４）式及び（１Ｂ）
、（１７）式より、 を得るＶ　　ｖ　は夫々正相及び逆相電圧の定常ｐｌ’
　　ｎｌ 態表示である。これらの関係より、 ２πＺ／Ｐｌ−Ｚｖｎｌ−−Ｚｖ、１ 一−ｔａｎ　　　（Ｖ　　　　　ＺＶ　　　　　）ｂ２
ｅ　　　　　ａ２ｅ の関係を得る。ｖ　　１ｖ　　の符号の正負は前ａ２ｅ
　　　ｂ２ｅ 述の方法により判別することができ、これらの量の絶対
値はｖ　　ｖ　を直接検波し、これをディａ２ゝ　ｂ２ ジタル量に変換することにより求めることができる。従
って（３９）式右辺の演算をディジタル的処理すること
により、２πｚ　／　Ｐｉの値を算出することができる
。

次に、■　　、■　　を更に２遍倍したものをａｌｗ　
　　ｂｏｗ ※８□９、ｖ、１９シ、こより表示すれば、（２２）、
（２３）式から明らかな通り、２の値の如何にかかわら
ず、−ｊ４βＩ　ｚ”４ω１ｔ ％、ｑ−Ｉ　Ｖ、、ｏｌ　ｅ となる。

一方、９　９　　は夫々次の形に書き直すこＣ４ゝ　　
　Ｃ４ゝ とができる。

−ｊβ４　Ｚ　”ｊＷ４　ｔ ｖｃ４−　ｖ　ｅ４ｅ　ｅ　　　　　　　　　　　　　
　　　（４３）ｃ１４ｚ Ｖ、４８＝　Ｋ４１４ｅ　　　　ｃｏｌＩＣ２πｚ／　
Ｐ　）　　　　　　（４４）ａ４ｚ Ｖｃ４８−　Ｋ４１４ｅ　　　　ｃｏｓ　（２πｚ／　
Ｐ　＋ｙｒ／２）　　　　（４５）従って、■　　、■
　　を基準位相信号としてａｌｑ　　　ｂｌｑ 利用することにより包絡線Ｖ　　Ｓｖ　　の符号ａ４ｃ
　　　ｃ４ｅ の正負を判別することができ、更にこれらの量の絶対値
もｖ　　１ｖ　　と同様の手順により求めａ２ｅ　　　
ｂ２ｅ ることかできる。電圧９　９　についての正相ａ４ゝ　
　　Ｃ４ 及び逆相電圧の定常態表示ｖ　　ｖ　は（３７）、ｐ２
ゝ　ｎ２ （３８）式と同様に、 ｖ−ｖ＋ｅｊ“１２ｖｏ４゜ ｐ２　　　ａ４ｅ Ｖ−Ｖ＋ｅ−ｊ“１２Ｖｏ４゜ ｎ２　　　　　ａ４ｅ となる。従って、 ２　ｙｒ　ｚ　／　Ｐ２−ＺＶｎ２−−ＺＶ、２＝−ｔ
ａｎ　　　（Ｖ　　　ＺＶ　　　）ｃ４ｅ　　　ａ４ｅ を得る。この量は（３９）式の場合と同様にディジタル
的に算出することができる。いま　Ｐ２〉Ｐｌとし、 φ−−（ＺＶ　　−４）　−ＺＶ　　−ＺＶ　　　（４
９）ｐｉ　　　ｐ２　　　　　ｎｌ　　　　ｎ２により
定義されるφを導入すれば（３９）、（４８）、（４９
）式により、 φ−２πｚ／Ｐ、ｚ−（φ／　２　ｘ　）　　Ｐｂ　　
（５０）１／　Ｐｂ＝／　Ｐｌ＝／　Ｐ２、 Ｐ、−Ｐ１Ｐ２／（Ｐｌ−Ｐ２）　　　　　　　（５１
）を得る。このようにφの値を通じて、移動体の位置２
をＰｂの周期で連続的に検知することができる。Ｐ　は
Ｐ　Ｓ　Ｐ２の何れよりも大きく、Ｐｂｌ　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｌ及びＰ２の
値を接近させれば、原理的にはＰ、の値は幾らでも増加
する。

尚、■　　及びＶ　　は共にｃｏｓ　（２ｙｒ　ｚ／　
Ｐ）ａ４ｅ　　　　ａ２ｅ に比例する量であるから、前者は後者に適当な補正係数
を乗することにより算出することができる。

又、ＩＶ　　　ｌ、ＩＶ　　　ｌは共にａｌｅ　　　　
　　　　　ａ２ｅ ｌｅｏｓ（２π／Ｐ１）ｌに比例する量であるから、後
者の代りに前者を用いてデータ処理を行ってもよい。Ｉ
Ｖ　　　ｌ、ＩＶ　　　ｌについても同じでｂｌｅ　　
　　　ｂ２ｅ ある。

次に第２図を参照して信号処理回路８の機能について説
明する。この図において、１ｌｌａ。

１１１ｂはω１を中心角周波数とする帯域通過ろ波器（
以下「Ｂ　Ｐ　ＦＪと略記する）、１１２ｂ。

１１２ｂはω２を中心角周波数とするＢＰＦ、又１１４
ａ、１１４ｃはω４を中心角周波数とするＢＰＦを意味
する。尚、以上の記号の最後に付されたａ、ｂ、ｃは夫
々アンテナ３ａｓ　３ｂｓ　３ｃの出力電圧についての
処理を行なうことを示す添字、又最後の数字１．２．４
は夫々信号の角周波数が夫々ω　、ω２、ω４であるこ
とを示す添字である。（以下、他の構成要素についても
同じ）。

１２１　ａ、　１２２　ａ、　１２　ｌ　ｂ、　１２２
　ｂ。

１２４ａ、１２４Ｃは入力端子（高周波型）を半波整流
して脈流電圧に交換する検波器、１３１ａ、１３２　ａ
、　１３　ｌ　ｂ、　１３２　ｂ、　１３４　ａ。

１３４Ｃは夫々検波器１２１ａ〜１２４ｃの出力（脈動
型）を同一の繰返し周波数の矩形波に変換する波形成形
回路、１４２　ａ、　１４２　ｂ。

１４４ａ、１４４ｃは入力電圧（脈流電圧）に含まれる
高周波成分を除去する低域通過ろ波器（以下「Ｌ　Ｐ　
ＦＪと略記する）、１５２ａ、１５２ｂ。

１５４　ａ、　１５４　ｃはＡ／Ｄ変換回路、１６２ａ
。

１６２ｂ、１６４ａ、１６４ｃは位相弁別回路（ＰＤ）
、１７１は論理和回路（以下ＦＯＲ回路」と略記する）
、１８２．１８４は２逓倍回路、１９０はＡ／Ｄ変換回
路１５２ａ〜１５４ｃ及び位相弁別回路１６２ａ〜１６
４ｃの出力に基づいて移動体位置２を算出するマイクロ
コンピュータである。

以上の構成において、最初にアンテナ３ａの出力電圧に
対する処理について説明する。前述したすなわち、ω　
、ω２．ω４の３周波数成分が含まれる。このうちｖ、
１（ω１成分）はＢＰＦｌｌｌａを通過し、検波器１２
１ａにより繰返し周波数ｆ　　（ｆｌ−ω１／２π）の
脈流に変換さ■ れ、更に波形整形回路１３１ａにより矩形波に変換され
、ＯＲ回路１７１の片側入力端子に入力する。Ｖａ２（
ω２構成）はＢＰＦ１１２ａを通過して検波器１２２ａ
により繰返し周波数ｆ２　（ω２／２π）の脈流に変換
され、波形整形回路１３２ａ及びＬＰＦ１４２ａに並列
的に入力する。

波形整形回路１３２ａからはその入力電圧と同一繰返し
周波数（ｆ２）及び同一位相の矩形波が出力され、位相
弁別回路１６２ａに入力する。他方、ＬＰＦ１４２ａへ
入力した成分はその高周波成分を除去される。すなわち
ＬＰＦ１４２ａの出力はＶ　の包絡線の絶対値ＩＶ　　
　ｌに等しく、このａ２　　　　　　　　　　　ａ２ｅ 量はＡ／Ｄ変換回路１５２ａによりディジタル量に変換
されてマイクロコンピュータ１９０へ入力する。■ａ４
に対する処理については後述する。

次にアンテナ３ｂの出力のうちｖｂ１成分（ω１成分）
はＢＰＦｌｌｌｂを通過し、検波回路１２１ｂにより脈
流に変換され、更に波形整形回路１３１ｂにより矩形波
に変換されてｖｂｌと同一繰返し周波数（ｆｌ）及び同
一位相の矩形波となってＯＲ回路１７１の片側入力端子
へ入力する。

前述した通り、■　　ｖ　は同時に消滅するこａｌ’　
　ｂｌ とはないので、ＯＲ回路１７１からは移動体位置２の如
何に拘らず、一定振幅の矩形波が出力され、該矩形波の
繰返し周波数及び位相はＶａｌ及びＶｂｌのそれと同一
である。一方、アンテナ３ｂの出力３ｂの出力のうちＶ
　成分（ω２２ｅ）については前述のｖａ２の場合と同
様の処理が行われ、マイクロコンピュータ１９０にはｖ
ｂ２の包絡線の振幅ＩＶ　　　ｌの値がディジタル量と
して入力する。

２ｅ また、位相弁別回路１６２ｂにはｖｂ２と同一繰返し周
波数（ｆ２）及び同一位相の矩形波が位相弁別回路１６
２ｂの片端端子に入力する。ＯＲ回路１７１の出力（繰
返し周波数ｆ１の矩形波）は２逓倍回路１８２により２
逓倍され、位相弁別回路１６２ａ、１６２ｂに入力し、
後述するように基準位相信号として機能し、更に２逓倍
回路１８４へも並列的に入力する。（２２）　、　　（
２８）式から明らかな通り、２逓倍回路１８２の出力は
、（１４）式により与えられるＶ　　と同一繰返し周波
数１ｗ （ω２）、同一位相の矩形波であることが明らかである
。

かくて、位相弁別回路１６２ａ及び１６２ｂでは夫々Ｖ
　及びＶｂ□と基準位相信号（２逓倍回路１８２の出力
）との位相比較、換言すれば、Ｖａ２゜■　の包絡線Ｖ
　　、■　　の符号（正か、負か）ｂ２　　　　　　ａ
２ｅ　　　ｂ２ｅ の判別が行われる。すなわち、位相弁別回路１６２ａ及
び１６２ｂは※　及び※　と基準位相ａ２　　　　　　
ｂ２ 信号との位相差ψが、−ε　ＺψＺε　のときは、ｌ１
ｆｆｌ Ｖ　　　、Ｖ　　　＞Ｑと判別し、またπ−ε　Ｚψａ
２ｅ　　　ｂ２ｅ　　　　　　　　　　　　　ｍＺπ＋
ε　のときはＶ　　　、Ｖ　　　Ｚ（Ｊと判別し、ｍ、
　　　　　　ａ２ｅ　　　ｂ２ｅ その結果を２値化してマイクロコンピュータ−９０へ向
けて送出する。なお、前述した通り、ε　はπ／２と考
えて差支えない。

一方、アンテナ３ａ、３ｃの出力電圧中のω４相似の処
置が行われ、Ａ／Ｄ変換回路１５４　ａ。

１５４Ｃからは夫々ディジタル量に変換されたＩＶ　　
　１．ＩＶ　　　ｌがマイクロコンピュータａ４ｅ　　
　　　ｃ４ｅ １９０へ向けて出力される。また、位相弁別回路１６４
ａ及び１６４Ｃには夫々Ｖ　及びＶ。４と同一繰返し周
波数及び同一位相の矩形波が入力する。

更に２逓倍回路１８４からは（４０）式により与えられ
るＶ　　と同一繰返し周波数及び同一位相のｌｑ 矩形波が出力され、基準位相信号として位相弁別回路１
６４ａ、１６４ｃへ並列的に入力する。こ絡線Ｖ　　、
■　　の符号（正か、負か）に判別ａ４ｅ　　　ｃ４ｅ され、その結果は２逓倍化されてマイクロコンピュータ
１９０へ送出される。

以上の操作により、（３９）　、　　（４８）　、　　
（４９）式の演算に必要なデータが全てマイクロコンピ
ュータ１９０へ供給され、マイクロコンピュータ１９０
はそのＲＯＭに格納されたプログラムに従ってＺｖ　　
Ｚｖ　　ｖ　　Ｚｖｎ２を算出し、更ｐＰ　　　　ｎｌ
’　　　　ｐ２゜ に（４９）　、　　（５０）式によりφ及び２の値を算
出する。

第１図、第２図の構成においては、線路に供給する電線
をω１．ω２．ω４の３周波とする必要があり、地上の
送信設備が大型化・複雑化する。

更に車上設備（信号処理回路）の構成も第２図に示す通
り、３系統としなければならない。このように全系統の
規模が大きくなり、高価となる欠点がある。

第３図及び第４図はこの欠点を改善するために発明され
た方式の一実施例を示し、線路に供給する電流をω　、
ω　（ω　−ω１×２）の２周波とし、これを交差誘導
対１及び２により時分割的に共用（タイムシェア）しよ
うとするもので、第３図は全系統図を、また第４図はそ
のうちの信号処理回路の構成を夫々図示したものである
。

第３図及び第４図において、第１図および第２図と同一
の記号により表示された構成要素の構成及び機能につい
てはこれらの図の場合と同一であるので説明を省略する
。

第３図において、６ｂ＝は６ｂと同一機能を有する電力
増幅器である。９ａは本実施例において新たに加入した
切替スイッチで、９１ａ、９１ｂ。

９１ｃはその端子を意味する。

第４図に示す車上の信号処理回路において、９ｂも９ａ
と同一の機能を有する切替スイラチで、９２　ａ、　　
９２　ｂ、　　９２　ｃはのその端子である。切替スイ
ッチ９ａ及び９ｂは同一の同期信号により駆動され、そ
の端子９１ｃ及び９２ｃは夫々９１ａ、９１Ｃ及び９２
ａ、９２ｃに高い繰り返し速度（例えばＩ　　Ｋｃ／ｓ
）で切替接続される。

なお、切替スイッチ９ｂへ供給される同期信号は並列的
にマイクロコンピュータ１９０へ供給される。第３図の
地上設備及び第４図の車上設備（信号処理回路）に同一
の同期信号を供給する手段については図示を省略したが
、この手段は当業者の容易に想到し得る技術に属する。

例えば同期信号を地上において発生し、これにより信号
発生器４の出力に振幅変調を施して電力増幅器６ａに供
給し、車上では例えば車上アンテナ３ａによりこの信号
を受信してこれを復調して該信号を抽出する方法が考え
られる。なお、第３図、第４図では切替スイッチ９ａ、
９ｂは簡単のために機械的構造のものとして図示したが
、実際には応答速度の速い固体スイッチを使用すること
が好ましい。

以上の構成において信号発生器４の出力（角周波数ω１
）は電力増幅６ａ及び２逓倍回路５に並列的に入力する
。２逓倍回路５からはω１×２−ω２の角周波数の電圧
が切替スイッチ９ａの端子９１ｃへ向けて出力される。

切替スイッチ９ａは、前述の同期信号に応答して、端子
９１ｃを交互に端子９１ａ、９１ｂに切替接続し、これ
に伴って２逓倍回路５の出力は、電力増幅器６ｂ、６ｂ
−の入力端子に交互に供給される。電力増幅器６ａ。

６ｂの出力は分波器７により合成され、交差誘導対１へ
供給される。また、電力増幅器６ｂ−の出力は直接に交
差誘導対２へ供給される。すなわち、交差誘導対１には
ω１の高周波電流が常時連続的に供給され、また、ω２
の高周波電流は、切替スイッチ９ａに入力する同期信号
に応答して、一定の繰返し周期で交差誘導対１及び２に
交互に供給される。

一方、車上の信号処理回路においても地上と同一の周期
信号に応答して、切替スイッチ９ｂの端子９２ｃは同９
２ａ、９２ｂに交互に接続される。

従って角周波数ω２の高周波電流が交差誘導対１に供給
されるときはＢＰＦ１１２ｂの入力端子は車上アナテナ
３ｂに、前者が交差誘導対２に供給されるときは後者は
アンテナ３Ｃに夫々接続されている。アンテナ３ａ、３
ｂの誘導電圧のωｌ成分、Ｖ　　ｖ　からは第２図の場
合と全く同一のａｌ’　　ｂｌ 過程を経て繰返し周波数ｆ２の矩形波が得られ、２逓倍
回路１８２より位相弁別回路１６２ａ及び１６２ｂへ向
けて基準位相信号として出力される。

なお、前述したように、ｖ　　ｖ　が切替スイッａｌ’
　　ｂｌ チ駆動用の同期信号により振幅変調されている場合にお
いても、その変調度が１００％でない限り、該同期信号
は波形整形回路１３１　ａ、　　１３　ｌ　ｂにより遮
断され、基準位相信号への影響はない。

時刻ｔ−ｔ１において角周波数ω２の電流が交差誘導対
１に供給され、ＢＰＦ１１２ｂの入力端子がアンテナ３
ｂへ接続されたものとする。このとき、車上アンテナ３
ａ、３ｂの誘導電圧のω２構成Ｖ　　※　については第
２図の場合と相似のａ２’　　　　ｂ２ 信号処理が行われ、これら両型圧についての正相または
逆相電圧の位相角がマイクロコンピュータ１９０により
算出される。この時刻における正相及び逆相電圧の位相
角を夫々ＺＶ、１（ｔｌ）及びＺｖｎｌ（ｔｌ）とし、
車体位置２を２１とすれば）（３９）式の場合と同様に
、 ２πｚ　　／　Ｐｌ−ＩＶｎ、Ｃｔｌ）■ 一−、４ｖ　　　（ｔ　　　）　　　　　・・・　（５
２）ｐｉ　　　　１ となる。次に時刻１＝２において角周波数ω２の電流が
交差誘導対２に供給され、ＢＰＦ１１２ｂの入力端子が
車上アンテナ３Ｃに接続されたものとする。車上アンテ
ナ３ａ、３ｃの誘導電圧のω　成分ｖ　　ｖ　の正相ま
たは逆相電圧２　　　　ａ２’　　ｃ２ の位相角がマイクロコンピュータ−９０により算出され
る。この時刻における前者及び後者の値を夫々Ｚｖ　（
ｔ　）、ＩＶｎ２（ｔ２）とすれば、（４８）式の場合
と同様に、 ２ｙｒｚ／Ｐ、−／ｖｏ２（ｔ２） 一−ＺＶ、２（ｔ２）　　　・・・（５３）を得る。（
５２）及び（５３）式より ｚ　　−’（Ｐ、１／２π）（Ｚｖｎｌ（ｔｌ）−ＩＶ
ｎ２（ｔ２））十（Ｐ　　／Ｐ　　）　（２２−２１）
・・・（５４） となる。Ｐ　、Ｚｖ　　ＺＶｎ２は夫々（５１）。

ｂ　　　　　　　ｎｌ’ （３９）　、　　（４１１）式から算出される。ここで
移動体の速度をＵとすれば、 ｚ　　−ｚ　　＝Ｕ　（ｔ２−ｔｌ　）　　　　　−（
５５）となり、（５４）　、　　（５５）式よりｚ　　
−（Ｐ　　／２π）ｌＺＶ　　（ｔ　　）−ＺＶｎ２（
ｔ２）１２ｂ　　　　　　　ｎｉｌ ＋（Ｐ　　／Ｐ　　”）　Ｕ（ｔ２＝１　）・・・（５
Ｂ） となる。（５６）式右辺第２項は移動体の速度を考慮に
入れた補正項であり、Ｕ−０のときは（５６）及び（５
０）の両式は実質的に一致する。Ｕは移動体の速度計等
から知ることができ、これをディジタル量に変換してマ
イクロコンピユー　タ１９０に供給して（５６）式右辺
の演算を処理する。なお、上述の信号処理において、時
刻１　．１　　は、同期信号により、マイクロコンピュ
ータ１９０に告知され、マイクコンピュータ１９０は夫
々の時刻に適当な演算処理を遂行する。

第５図および第６図は第３図及び第４図の構成に変更を
加えた実施例を示し、第５図は地上設備の、また第６図
は車上の信号処理回路の構成を夫々図示している。この
構成の特徴は、後述する通り、信号処理の一部をアナロ
グ回路に負担させる点にある。第５図及び第６図におい
て、既に説明したものと同一の記号で表示された構成要
素の構成機能はこれらの場合と変りないので説明を省略
する。

第５図に示す通り、角周波数ω　、ω２の２周波の電力
が分波器７により合成され、切替スイッチ９ａ（第３図
の場合と同様に、一定繰返し周波数の同期信号により駆
動される）により交差誘導対１及び２に交互に給電され
る。第６図の信号処理回路において、９Ｃは地上の切替
スイッチ９ａと同一の同期信号により駆動される切替ス
イッチ、６１ａ、６１ｂ及び６２ａ、６２ｂは、夫々＋
９０°及び−９０°の位相回路、６３ａ。

６３ａ−，６３ｂ、６３ｂ−，６６は加算回路、６４ａ
、６４ｂは２逓倍回路、６５　ａ、　　６５　ｂは位相
差検出回路、６７はＡ／Ｄ変換回路である。

なお、スイッチ９Ｃを駆動する同期信号は並列的にマイ
クロコンピュータ−９０に入力する。

以上の構成において、時刻ｔ−ｔ　１には、地上側の切
替スイッチ９ａ及び車上側の切替スイッチ９ｃの可動片
は夫々端子９１ａ側及び同９３ａ側に接続される。すな
わち、地上側においては、ω　及びω２の２周波の電流
が交差誘導対１側に■ 給電され、車上側においては車上アンテナ３ａ及■ｂ□
）が信号処理回路内に取り込まれる。（３１）〜（３４
）式と第６図を対比させれば明らかな通り、加算回路６
３ａ及び６３ａ′からは夫々正相電圧される。これらの
データ処理がアナログ的に行われることは第６図の構成
から明らかである。Ｖ　、を及びｖｎｌは夫々２逓倍回
路６４ａ及び６４ａ′により２逓倍され、夫々Ｖ　及び
Ｖ　　（夫々（２２）ｐｉ　　　　ｎｌν 及び（２３）式参照）となって位相差検出回路６５ａ及
び６５ｂの片側入力端子に入力する。一方、加算回路６
３ｂ、６３ｂ−から夫々出力されるＶ　及びｖｎ２も、
位相差検出回路６５ａ。

６５ｂの残る片側入力端子に入力する。なお、位相差検
出回路６５ａと６５ｂとでは入力端子の接続の極性は逆
となっている。

位相差検出回路６５ａ、６５ｂの出力を夫々φａ及びφ
ｂとすれば、 φ　−２ｘｚ／Ｐ、＋（２β１−β２　）　ｚ　ｔ・・
・（５７） φｂ−２ｙｒ　ｚ　／　Ｐｌ−（２β１−β２）ｚｌ・
・・（５８） となる。ｚｌは時刻１＝１における２の値を意味する。

加算回路６６はφ　、φ　の算術平均値を算出ａ　　　
　　　ｂ する。この値をφ１とすれば、（５７）　、　　（５８
）式％式％（５９） となる。φ１の値はＡ／Ｄ変換器６７によりディジタル
量に変換されマイクロコンピュータ−９０に入力する。

次に時刻１＝２には地上及び切替スイッチ９ａ及び９Ｃ
の可動片は夫々９１ｂ及び９３ｂ側に接続される。この
ため、地上においては交差誘導対２に角周波数ω　、ω
２の２周波の■ 電流が給電され、また、車上では車上アンテナ３ａ及び
３Ｃの誘導電圧（夫々Ｖ　　　ｖ　　及びａｔ’　　ａ
２ Ｖｃｌ”　ｃ２）が信号処理回路の中に取り込まれる。

このときの加算回路６６の出力をφ２とすれば、前述の
場合と同様に φ２−２πｚ２／　Ｐ２　　　　　　”’　（６０）と
なる。２　は時刻ｔ　”　ｔ　２における２の値を意味
する。φ２はＡ／Ｄ変換回路６７によりディジタル量に
変換され、マイクロコンピュータ−９０へ入力する。マ
イクロコンピュータ−９０では（５２）〜（５８）式の
場合と同様に ｚ　　−（ｐｂ／２π）（φ１−φ２　）＋Ｕ（ｔ２−
ｔｔ　）・・・　（６１） により移動体位置２　の値を算出する。Ｐ、の表示式は
既に（５１）式に示した。

次に第７図及び８図は、第１図及び第２図の変形に関す
る一実施例を示し、第７図は車上アンテナの配列を示し
、また、第８図は車上の信号処理回路の構成を示す。第
７図に示す通り、交差誘導体１．２には角周波数ω　、
ω　（ω　−ω　×２）の２周波数の電流１　　、Ｉ　
　を通電し、交差誘導対２は角周波数ω　の電流Ｉ４を
通電する。

この点からいえば第１図の場合と変りない。しかし、車
上アンテナは３ａ及び３ｂの２個であり、その配列間隔
はＰ１／４である。これらのアンテナは夫々ωｌ、ω２
．ω４の４周波で共用される。

車上の信号処理回路８の入力端子は、第２図の場合と異
なり２系統であるが、同回路を構成する個々の構成要素
の機能及び記号は第２図の場合と同一である。但し、後
述する通り、車上アンテナ３ａ、３ｂの誘導電圧に対す
るデータ処理のプロダラム（マイクロコンピュータ１９
０のＲＯＭに格納される）は第２図の場合と相違する。

第８図の信号処理図の動作の説明に先立って、この場合
のデータ処理の原理について説明する。

前述の各実施例の場合と同様に、車上アンテナ３ａ及び
３ｂの誘導電圧の々ω１．ω２．ω４成とする。前述し
た通り、アンテナ３ａ、３ｂの間※、２に対して、（２
２）〜（３９）式と同一の処理を行えば、これらの電圧
の包絡線の符号を判別するための基準位相信号を確立し
、更に包絡線ｖａ□。。

■　　の絶対値及び符号に基いて、正相及び逆相２ｅ 電圧の位相角（夫々Ｚ■　及びＺｖｎｌ）を算出すｐす ることかできる。一方、ｖ　　ｖ　と移動体位置ａ４’
　　ｂ４ Ｚの間には次の関係が成り立つ。

−ｊβ　ｚ−ｊ　ｗ４ｔ　　　　＋＋＋　（６□）Ｖａ
４””　Ａａ４ｅ　”　　　４ ・・・　（６４） ・・・　（６５） ここで、δは次のような量である。

δ−π（Ｐｌ−Ｐ２）／２　Ｐ２　　　　・・・（６Ｂ
）（８４）　、　　（８５）の両式から次の関係を導く
ことができる。

・・・（６７） −ａ４′。。５δ ／　Ｋ４　　Ｉ　４　ｅ ・・・　（６８） ここで、 ｃｏｓ６　Ｖ　　　　−ｊ（ｓｉｎ６ｉ　Ｖ　　　　＋
Ｖ　　　　）ａ４ｅ　　　　　　　　　ａ４ｅ　　　ｂ
４ｅ・・・（６９） の関係に留意すれば、（６７）式より直ちに、−■　　
　　。

２　ｙｒｚ／　Ｐ　　−−ｔａｎ　　（（ｓｔｎδ”　
ａ４ｅ　＋ｖｂ４ｅ　）／・ｃｏｓ６Ｖ　　　ｌ ４ｅ ・・・　（７０） を得る。（６８）式からも上式と全く同じ関係を導くこ
とができる。多くの場合、δの値は１に比べれば小さな
量である。従って、ｖａ４”　ｂ４の包絡線ｖ　　、■
　　の絶対値及び符号を知れば、ａ４ｅ　　　　　ｂ４
ｃ （７０）式右辺の演算をディジタル的に処理することに
より、２πＺ／Ｐ２の値を算出することができる。

なお、（７０）式においてδ−０とすれば、２πｚ／　
Ｐ　　−−ｔａｎ　　（Ｖ　　　／Ｖ　　　）２　　　
　　　　ｂ４ｅ　　　ａ４ｅ ・・・（７１） となって（４８）式の形と一致する。従って、マイクロ
コンピュータのＲＯＭには（７０）式の演算を処理する
プログラムを格納しておけば、■、２゜※　（すなわち
Ｖ　　　、Ｖ　　　＞についての演算ｂ２　　　　　　
　　　　　ａ２ｅ　　　　　ｂ２ｅにおいてはδ−０と
し、Ｖ　　※　（すなわち、ａ４’　　　　ｂ４ Ｖ　　　、Ｖ　　　）についての演算においてはａ４ｅ
　　　ｂ４ｅ δＮＯとしてデータ処理を行えば、２πｚ　／　Ｐｌ及
び２πｚ　／　Ｐｌの値を夫々算出することができる。

このようにして算出したこれらの量の差をφで表示すれ
ば、 φ−２πｚ／　Ｐ　　、　　ｚ　−（Ｐｂ／２π）φ・
・・（７２） からＰｂの周期で移動体位置２を求めることができる。

Ｐ、は前述した通り、 Ｐ　　−Ｐ　　Ｐ　　／（Ｐｌ−Ｐｌ）ｂ　　　　　１
２ である。

第８図の構成において、車上アンテナ３ａ及び３ｂの誘
導電圧のω　、ω２構成の処理に関して■ は、既に述べた通り、第２図の場合と全く同じであるた
め説明を省略する。同ω　成分■ｖ４　　　　ａ４’　
　ｂ４ の処理についても、Ａ／Ｄ変換器１５４　ａ。

１５４ｂからはＩＡ　　　Ｉ、ＩＡ　　　Ｉが、またａ
４ｅ　　　　　ｂ４ｅ 位相弁別回路１６４ａ、１６４ｂからにはＡａ４ｅ’Ａ
　　の符号の正負が夫々出力される。この点に４ｅ 関しては、第２図の場合と相似的である。マイクロコン
ピュータ−９０はＡ　　　、Ａ　　　に関するａ４ｅ　
　　ｂ４ｅ 前記各データ、予めＲＡＭ　（図示せず）に貯蔵された
δ、及びＲＯＭ　（図示せず）に格納されたプログラム
に基いて、（７０）式右辺を算出し、更に（４９）〜（
５１）式から、移動体位置２を算出する。

第７．８図の構成で、車上アンテナ３ａ、３ｂの間隔を
Ｐ　　／４とし、ＶＶ　　に対して（７０）２　　　　
　　　ａ２’　　ｂ２ 式に類する演算を行って２πｚ　／　Ｐｌを求め、また
Ｖ　　ψ　については（７１）式を適用してもよａ４’
　　　　ｂ４ い。また、車上アンテナを３ａ、３ｂの２個とし、これ
を交差誘導体１，２で共用する方法は、第３図、７第４
図及び第５図、第６図の構成についても適用可能である
。この場合、第６図の構成（アナログ処理方式）におい
ては、（Ｂ７）〜（６９）式に対応して、加算回路６３
ａ、６３ａ−または６３ｂ、６３ｂ−の入力端端子側に
適当にδまた一δの移送量をもつ位相回路を挿入するこ
とが必要となる。

各交差誘導対当りのアンテナ数は２個に限定されるもの
ではなく、任意の整数値（Ｎ−３，４゜５・・・）に選
んでもよい。この場合、隣接するアンテナの配列間隔は
Ｐ／Ｎ　（Ｐ−Ｐ　　またはＰｌ）■ とし、正相または逆相電圧を得るための移送量は各隣接
アンテナごとに±２π／Ｎに定めればよい。

また、隣設アンテナの配列間隔が例えばＰ／Ｎ＋Δ２と
、正規間隔より偏位する場合には、前記移送量を順次±
δ（δ−２πΔｚ／Ｐ）づつずらせることにより、正相
または逆相電圧を導出することができる。例えば、車上
アンテナ３ａ、３ｂ。

３ｃ（図示せず）がＰ／３間隔に配列され、その誘導電
圧 Ｖ　　、Ｖ　　、Ｖ　　が次式により与えられるものと
ａ　　　ｂ　　　ｃ する。

・・・（７３） ・・・（７４） ・・・（７５） 正相及び逆相電圧ｖ　、■　は次のようにしてｎ 導くことができる。

一αｚ−ｊ　βｚ−ｊ２πｚ／Ｐ ＝　（３に／２）ｌｅ ・・・（７６） −ａｚ−ｊ　　βｚ；ｊ２ｒ　ｚ／Ｐ −（３に／２）Ｉｅ ・・・　（７７） また、アンテナの間隔がＰ／３＋△２で、アンテナ３ａ
、３ｂ、３ｃの誘導電圧、Ｖ　、ｖｂ。

■が ・・・（７８） 一αｚ−ｊβ２ Ｖ　　　＝　Ｋｌｅ　　　　　　　　ｃｏｓ（２πｚ／
Ｐ　＋４π／３＋２δ）・・・（８０） により与えられる場合には、正相及び逆相電圧ＶＶ　　
は次式により求めることができる。

ｐｉ’　　ｎｌ −−（１＋２　ｃｏｓ２Ｊ　）　Ｋｌｅ−“″ｊβｚ−
ｊ２６−ｊ２　ｘ　／Ｐ・・・　（８１） ＝−（１＋２ｃｏｓ２δ）　Ｋｌｅ−“ｚ−ｊβ′１ｊ
２δ＋ｊ”ｌ　ｙｒ　２／Ｐ・・・　（８２） このように、車上アンテナの間隔がＰ／３よりずれてい
るときは、各車上アンテナの出力電圧を順次２δづつ位
相をずらせ、その結果に（７Ｂ）。

（７７）式の演算（δ−０の場合の正相及び逆相電圧を
求める演算）を施すことにより、±２π２／Ｐの位相角
を有する電圧が得られる。すなわち、正相電圧ｖ　１及
び逆相電圧Ｖ　の意義を広義にｎ 解釈し、δ颯０の場合では（８１）　、　　（８２）式
により求められる電圧と解釈することができる。なお、
特許請求の範囲に記載された正相及び逆相電圧の意義は
上述のように広義に解釈された正相及び逆相電圧である
。なお、（８１）　、　　（８２）式右辺のｅ＋ｊ２６
なる位相量は本質的な意義はもたない。

なお、（７Ｂ）〜（８２）式においてに、Ｉ、　　α、
βの添字（周波数に対応する添字）は省略されている。

従って、例えばアンテナ間隔がＰ【／Ｎと設定された場
合でも、（７６）〜（８２）式に従ってデータ処理を行
えば、１系統のアンテナ列を２条の交差誘導対で共用す
ることができ、第１図及び第２図の場合と同様に移動体
位置２をＰ、の周期で連続的に検知することができる。

各アンテナの誘導電圧包絡線の符号判別のために使用さ
れる高周波電流の周波数ω１と他の周波数ω　の及びω
４との関係は、上述の諸例では、夫々２逓倍及び４逓倍
の関係にあるが、一般には夫々ｎ逓倍及びｍ逓倍の関係
（ｎ、ｍは整数）であっても差支えない。また、ω２を
１／ｑ　（ｑは大きい整数）に分周し、この周波数でω
２またはω　を振幅変調し、移動体上ではω２　／　ｑ
成分を抽出してこれを適当な倍数に逓倍し、これを基準
信号として前記各包絡線の符号を判別することができる
。ω　−ＣＩ＝／ｑ）ω２またはω１−（１＋１／ｑ’
）ω１の位相検知用の高周波電流を線路に供給し、移動
体上ではこれを受信して周波数ω　の受信電圧成分との
ビートを求めてω２／ｑの周波数を導出し、これを適当
な倍数に逓倍して包絡線の符号検出用の基準位相信号と
して利用することもできる。この方法は、前述の方法と
対比すれば、単一側波帯の振幅変調方式により、基準位
相信号を伝達する方法と考えることができる。

なお、第１図〜第４図の構成では、包絡線の符号を判別
する際、ω２構成について行う場合にはω１成分の信号
分を２逓倍したものを、またω４構成について行う場合
にはω１成分を４逓倍したものを夫々基準信号として（
同一周波数の信号に変換して）符号判別を行っていたが
、これらの信号成分の位相が相互に同期されている限り
、必ずしも同一の周波数に変換する必要はない。

［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明の移動体位置検知方式によれ
ば、移動体走行路に沿って交差周期を異にする２条の交
差誘導対より成る誘導無線用線路を布設して、夫々の交
差誘導対に高周波電流を通電し、移動体上には線路と平
行に走る直線に沿って複数個のアンテナを配列し、前記
両交差誘導体により形成された磁界を前記アンテナ列に
より選択的に受信し、その各々についての正相または逆
相電圧の位相差を通じて移動体の位置を該移動体上にお
いて一定周期間隔の範囲内で連続的にするようにしたた
め、比較的短い交差周期の交差誘導対の組み合せにより
比較的長い移動体位置検知周期を実現することができた
。これにより長い検知周期が必要な場合においても、線
路の製造が極めて容易となり、移動体に搭載するアンテ
ナの寸法も著しく短縮することができるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の一実施例を示す図であり、
このうち、第１図は構成全体を、また第２図はそのうち
の信号処理回路の構成を示す。第３図及び第４図は第１
及び第２図の構成を改良した実施例（具体的には送信周
波数を第１図及び第２交差誘導対により時分割的に共用
する方式）を示す図であり、このうち、第３図は構成全
体を、また第４図はこのうち信号処理回路の構成を示す
。 第５図及び第６図は第３図及び第４図の構成を変形した
実施例（具体的には信号処理回路の一部をアナログ回路
により置換したもの）を示す図であり、第５図は構成全
体を、また第６図は信号処理回路の構成を示す図である
。第７図及び第８図は第１図及び第２図の構成を改良し
た実施例（具体的にはアンテナ列を１系統とし、これを
両交差誘導対で時分割的に共用する方式）を示す図であ
り、このうち、第７図は構成全体を、また第８図はこの
うち信号処理回路の構成を示す図である。第９図は既に
提案されている移動体の自己位置検知方式を説明する図
、第１０図は第９図の構成において移動体位置２と正相
及び逆相電圧の位相差を示す図である。 １．２：交差誘導対、 ｌａ、ｌｂ、２ａ、２ｂ：線路導体、 ３ａ、３ｂ、３ｃ：車上アンテナ、 ４：信号発生器、 ５ａ、５ｂ：２逓倍回路、 ６ａ、６ｂ、６ｂ−：電力増幅器、 ７：分波器、 ８：信号処理回路、 ９ａ、９ｂ、９ｃ：切替スイッチ、 ９１．９２．９３．ａ、ｂ、ｃ：同端子、第　１１２１ 第　２　図 第　３　ｌ 梵４（！ｌ 第　５０ へ　６　図 ％　ｑ　図 第　δ　口

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）地上においては、第１交差誘導対とこれと交差周
   期を異にする第２交差誘導対とにより構成された誘導無
   線用線路（以下「線路」という）を移動体走行路に沿っ
   て布設し、前記線路の端末より、前記第１及び第２交差
   誘導対に位置検知用高周波電流を、また前記２条の交差
   誘導対の少くとも一方に前記位置検知用高周波電流の位
   相弁別用基準位相信号として直接的または間接的に機能
   する位相検知用高周波電流を夫々供給する地上送信設備
   を配置し、移動体上においては、前記線路と平行に走る
   直線に沿って複数箇のアンテナを配列し、且つ前記複数
   箇のアンテナに誘導される電圧を夫々第１及び第２交差
   誘導対を流れる前記位置検知高周波電流により誘導され
   た成分（以下夫々「第１及び第２位置検知成分」という
   ）及び前記位相検知用高周波電流により誘導された成分
   （以下「位相検知成分」という）に分解し、前記位相検
   知成分より導出された基準位相信号に基づいて前記各ア
   ンテナについての第１及び第２位置検知成分の包絡線の
   符号の正負を夫々判別し、その結果及び前記各包絡線の
   振幅値に基づいて、前記第１及び第２位置検知成分につ
   いての正相または逆相電圧の位相角を求め、前記両位相
   角の比較を通じて前記移動体の位置を一定周期間隔の範
   囲で連続的に検知することを特徴とする移動体位置検知
   方式。
2. （２）前記位置検知高周波電流の周波数はｆ及びｆ′の
   ２周波、前記第１及び第２交差誘導対に供給される位置
   検知用高周波電流の周波数は夫々ｎｆ及びｍｆ′（ｎ、
   ｍは正の整数。 以下同じ）であり、且つ前記ｆとｎｆ及び ｆ′とｍｆ′は夫々相互に位相同期されていることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の移動体位置検知方
   式。
3. （３）前記位相検知用高周波電流の周波数はｆ（Ｈｚ）
   、前記第１及び第２交差誘導対に供給される位置検知用
   高周波電流の周波数は、夫々ｎｆ及びｍｆ（ｎ、ｍは正
   の整数。以下同じ）であり、且つ前記３周波の電流は相
   互に位相同期されていることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の移動検知方式。
4. （４）前記第１及び第２交差誘導対に供給される位置検
   知用高周波電流の周波数は夫々ｎｆ及びｍｆ（ｎ、ｍは
   正の整数。以下同じ）、また前記位相検知用高周波電流
   の周波数は（ｎ＋１）ｆ若しくは（ｎ−１）ｆ、または
   （ｎ＋１）ｆ及び（ｎ−１）ｆであり、且つ前記４周波
   の高周波電流は相互に位相同期され、且つ、前記第１及
   び第２位置検知成分の包絡線の符号判別に使用される前
   記基準位相成分は前記第１位置検知成分及び前記位相検
   知成分のビート周波数として導出されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の移動体位置検知方式。
5. （５）前記第１交差誘導対に供給される位置検知用高周
   波電流及び位相検知用高周波電流の機能は、搬送波の周
   波数をｎｆ（ｎは正の整数）とし、これと位相同期され
   た繰返し周波数ｆの信号により変調された高周波電流に
   より等価的に代行され、且つ前記第１及び第２位置検知
   成分の包絡線の符号判別用の基準位相信号は、前記変調
   された高周波電流により前記アンテナに誘導された高周
   波電圧を復調することにより導出されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第４項記載の移動体位置検知方式。
6. （６）前記位相検知用高周波電流は前記第１または第２
   差誘導対の何れか一方に連続的に供給され、前記位置検
   知用高周波電流は単一周波数のものが時分割的に第１及
   び第２交差誘導対に交互に供給され、且つ移動体上では
   前記第１及び第２位置検知成分についての正相または逆
   相電圧の位相角の算出は前記給電操作に応答して行われ
   、更に前記両電圧の位相角の比較は、前記両位置検知成
   分に対するサンプル時刻の間隔及び移動体の速度を考慮
   に入れて行われることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の移動体位置検知方式。
7. （７）前記移動体上におけるアンテナの配列は、第１及
   び第２交差誘導対に対応して夫々設けられた２系統のア
   ンテナ列により構成され、前記アンテナ列は夫々Ｎ箇の
   アンテナより成り、その配列間隔は、Ｎ＝２の場合には
   アンテナの配列間隔は対応する交差誘導対の交差周期の
   １／４に、Ｎ≧３の場合には前記交差周期の１／Ｎに夫
   々設定され、且つ前記正相及び逆相電圧の位相角は、こ
   れらの両電圧が、前記アンテナ列内の各アンテナ誘導電
   圧の位置検知成分の位相を、Ｎ＝２の場合にはπ／２、
   Ｎ≧３の場合には順次２π／Ｎづつずらせて加算するこ
   とにより導出されることを前提とする演算により求めら
   れることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の移動
   体位置検知方式。
8. （８）前記移動体上のアンテナの配列は、第１及び第２
   交差誘導対について共通の１系統としてのＮ箇のアンテ
   ナにより構成され、その配列間隔はＮ＝２の場合には第
   １交差誘導対の交差周期の１／４、Ｎ≧２の場合には前
   記交差周期の１／Ｎに設定され、且つ前記各アンテナ誘
   導電圧の第２位置検知成分に関する正相または逆相電圧
   の位相角は、これら両電圧が前記第２位置検知成分の位
   相角を、前記両交差誘導対の交差周期の差を第２交差誘
   導対の交差周期で除しこれに２πを乗することにより得
   られた補正角度量づつ順次ずらせ、その結果に、第１位
   置検知成分より正相または逆相電圧を算出する場合と同
   一の演算を施す過程を経て算出されることを前提とする
   演算により求められることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の移動体位置検知方式。
9. （９）地上においては第１交差誘導体とこれと交差周期
   を異にする第２交差誘導対とにより構成された誘導無線
   用線路（以下「線路」という）を移動体走行路に沿って
   布設し、前記線路の端末より第１周波数の高周波電流及
   び前記第１周波数をｎ逓倍することにより得られた第２
   周波数の高周波電流を重畳して、これを第１交差誘導対
   及び第２交差誘導対に時分割的に交互に通電し、移動体
   上においては前記線路と平行に走る直線に沿って複数箇
   のアンテナを配列し、前記地上における給電操作に応答
   して、第１及び第２交差誘導体ついて、夫々、各アンテ
   ナ誘導電圧の第１周波数成分についての正相及び逆相電
   圧をアナログ演算により導出してこれらをｎ逓倍し（以
   下これらを夫々「第１正相及び逆相成分」という）、更
   に同第２周波数成分についての正相及び逆相電圧をアナ
   ログ演算により導出し（以下これらを夫々「第２正相及
   び逆相成分」という）、前記第１及び第２正相成分の位
   相差及び第２及び第１逆相成分の位相差の算術平均値を
   求め、前記第１及び第２交差誘導対についての前記算術
   平均値の差及び前記第１正相及び逆相成分に係るサンプ
   ル時刻と前記第２正相及び逆相成分に係るサンプル時刻
   の時間間隔及び移動体の速度に基づいて移動体の位置を
   一定周期間隔の範囲内で連続的に検知することを特徴と
   する移動体位置検知方式。