JPS6335088A - 時間軸誤差検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えばビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）や
ビデオディスクプレーヤ（ＶＤＰ）等に用いられる時間
軸補正装置に係り、特に入力映像信号の水平同期信号の
時間軸誤差を検出する時間軸誤差検出回路の改良に関す
る。

（従来の技術）　。

周知のように、ＶＴＲやＶＤＰ等の映像機器では、映像
信号の同期の乱れを補正するために時間軸補正装置を用
いている。この時間軸補正装置の構成及びその動作原理
については、「画像の記録と再生」　（コロナ社）１９
４頁乃至２０４頁にその詳細が記載されているので、こ
こでは第５図に基本構成を示し、第６図にその動作タイ
ミング例を示して簡単に説明する。

すなわち、第５図に示す時間軸補正装置は内部基準信号
を用いた場合のものであり、大きく分けて時間軸補正（
Ｔ　Ｂ　Ｃ）ループ回路Ａと水平同期ＰＬＬ　（位相ロ
ック・ループ）回路Ｂとで構成される。ＴＢＣループ回
路Ａは、水平パルス発生器（ＨＤ、ＧＥＮ）１１、水平
時間軸誤差検出回路（Ｔ、ＤＥＴ）１２、サンプル・ホ
ールド回路（Ｓ／Ｈ）１３及び電圧制御遅延器（ＶＣＤ
Ｌ）１４でループを形成して構成され、入力映像信号Ｖ
ｉｎの時間軸誤差を検出し、その検出値に基づいて電圧
制御遅延器１４を制御することによって入力映像信号Ｖ
ｉｎの時間軸を補正するものである。また、水平同期Ｐ
ＬＬ回路Ｂは電圧制御発振器（Ｖ　Ｃ０）１５、位相検
波器（Ｐ、ＤＥＴ）１Ｂ、サンプル・ホール）’回％　
（Ｓ／Ｈ）１７及びローパスフィルタ（ＰＬＦ）１８で
ループを形成して構成され、上記時間軸誤差検出のため
の基準時間軸となる水平パルスＨＤの平均周波数信号ｆ
Ｈを得るためのちのである。

すなわち、第６図（ａ）に示すような水平同期信号周波
数に誤差を有する映像信号Ｖｉｎを入力した場合、水平
パルス発生器１１により同図（ｂ）に示すように入力映
像信号Ｖｊｎの水平同期信号に同期した水平パルスＨＤ
が得られる。この水平パルスＨＤは時間軸誤差検出回路
１２、サンプル・ホールド回路１３、ＰＬＬ回路Ｂの位
相検波器１６及びサンプル・ホールド回路１７に供給さ
れる。この位相検波器ＩＢは電圧制御発振器１５からの
周波数信号ｆ　ＩＩを入力し、両者の位相差に対応する
電圧信号を発生するもので、この電圧信号はサンプル・
ホールド回路１７によって水平パルスｆ（Ｄの発生期間
でサンプル・ホールドされる。ここでホールドされた電
圧はローパスフィルタ１８で平滑化され、制御電圧ＶＣ
として電圧制御発振器１５に供給される。

このため、発振器１５の出力は第６図（ｃ）に示すよう
な水平同期信号の平均周波数信号ｆ　１４となる。

この信号ｆＨは時間軸誤差検出回路１２に送られる。

この時間軸誤差検出回路１２は、第６図（ｄ）に示すよ
うに、まず平均周波数信号ｆＨの周期に同期する鋸歯状
波電圧信号ＶＳを発生させ、水平パルスＨＤの入力期間
の傾斜を平坦にして出力するもので、この平坦部分の電
圧値はサンプル・ホールド回路１３によって取出され、
電圧制御遅延器１４に供給される。つまり、サンプル・
ホールド回路１３の出力ＶＳＨは第６図（ｅ）’、（ｆ
）に示すように入力映像信号Ｖｉｎの時間軸誤差を電圧
誤差に変換したものであり、そのホールド電圧ＶＳＨに
よって電圧制御遅延器１４を制御することにより、入力
映像信号Ｖｉｎを第６図（ｇ）に示すように時間軸補正
して出力することができる。

ここで、以上の時間軸補正動作で重要なことは、時間軸
誤差を有する水平パルスＨ，Ｄの平均位相と平均周波数
信号ｆＨの位相とがｎπ（ｎ−０゜±１．±２．・・・
）の位相差を持つことである。第５図に示した装置では
、ＨＤとｆＨを位相検波器１Ｇを用いて位相検波してい
るため、上記位相差を容易に得ることができるようにな
されている。

ここで、上記時間軸誤差検出回路１２は具体的には第７
図に示すように構成される。すなわち、電圧制御発振器
１５からの平均周波数信号ｆＨは立上がりエツジ検出回
路（Ｅ、ＤＥＴ）１２１に入力される。この立上がりエ
ツジ検出回路１２１は第８図（ａ）、（ｂ）に示すよう
に平均周波数信号ｆＨの立上がり時にトリガパルスＰｊ
を発生するもので、このトリガパルスｐｔはスイッチ１
２２の制御入力端に送られる。このスイッチ１２２はト
リガパルスｐｔを入力したときオン状態となってコンデ
ンサ１２３を放電させるためのものである。このコンデ
ンサ１２３には定電流源１２４からの充電電流ＩＣがス
イッチ１２５を介して供給されるようになされている。

スイッチ１２５は前記水平パルスＨＤの人力時にオフ状
態となって上記充電型１ｆｆｌｌｃを遮断するためのも
のである。コンデンサ１２３の充電電圧は時間軸誤差検
出信号ＶＳとして前記サンプル・ホールド回路１３に送
られる。尚、ＶＣはローパスフィルタ１８からの制御電
圧、１５１は電圧制御発振器１５の中心周波数を決定す
るコンデンサである。

すなわち、上記コンデンサ１２３の充電電圧、つまり出
力信号ｖＳは平均周波数信号ｆＨの立上がり周期で放電
され、また水平パルスＨＤが発生しないうちは充電電流
ＩＣが供給されるので、第８図（ｄ）に示すような鋸歯
状波波形となる。ここで水平パルスＨＤが発生すると、
スイッチ１２５がオフとなって充電電流を遮断するので
、前述したように鋸歯状波波形の傾斜は平坦となる。

しかしながら、上記構成による時間軸誤差検出回路を有
する時間軸補正装置では、時間軸誤差検出回路と電圧制
御発振器が独立しているため、それぞれに時定数設定用
のコンデンサが必要である。

これらは比較的大容量（数１００［ｐＰ１〜数１０００
［ｐＰ］）であるため、集積回路化において必然的に外
付部品となり、それだけ接続端子が必要となる。また、
上記構成及び動作の説明から明らかなように、時間軸誤
差検出回路の定電流源及びコンデンサの値にばらつきが
あると、水平パルスの時間軸誤差検出に対して検出され
る電圧誤差の検出感度もばらつくことになる。

（発明が解決しようとする問題点） この発明は、従来の回路では平均周波数信号発生用の発
振器が独立して設けられていたため、時間軸補正装置を
構成した場合には少なくとも２つの比較的大容量のコン
デンサが必要であり、さらに充電電流供給用の定電流源
及び鋸歯状波発生用のコンデンサにばらつきがあると検
出感度のばらつきを生じていた点を改善し、平均周波数
信号発生用の発振器が不要であり、これによって大容量
コンデンサが削減され、集積回路化に際して端子数も削
減され、さらに素子のばらつきに対し検出感度のばらつ
きが非常に小さい、極めて良好な時間軸誤差検出回路を
提供することを目的とする。

［発明の構成コ （問題点を解決するための手段） すなわち、この発明に係る時間軸誤差検出回路は、入力
映像信号の水平同期信号に同期した水平パルスを発生し
、この水平パルスの平均周波数に対する時間軸誤差を検
出して誤差信号を発生し、この誤差信号に基づいて前記
入力映像信号を遅延することにより時間軸を補正する時
間軸補正装置に用いられ、前記時間軸誤差を検出するも
のにおいて、前記誤差信号に応じて出力電流量が可変制
御される可変電流源と、この可変電流源の出力電流によ
って充電されるコンデンサと、前記水平パルス発生時に
前記コンデンサへの供給電流路を遮断する第１のスイッ
チと、前記コンデンサの放電経路に設けられる第２のス
イッチと、前記コンデンサの充電電圧を第１の基準レベ
ルとこの第１の基準レベルより低い第２の基準レベルと
それぞれ比較し、充電電圧が第１の基準レベル以上とな
るとき前記第２のスイッチをオン状態に設定し、第２の
基準レベル以下となるとき前記第２のスイッチをオフ状
態に設定する制御手段とを具備して構成され、前記水平
パルスの入力時の充電電圧の変化分を時間軸誤差として
検出することを特徴とするものである。

（作用） つまり、上記構成による時間軸誤差検出回路は、単一の
時定数で発振動作と時間軸誤差検出動作を行なうので、
独立して発振器を設ける必要がない。このため、時間軸
補正装置に用いた場合には回路構成が簡単になり、比較
的大容量のコンデンサが１個不要となるので、集積回路
化において端子数も１個削減される。さらに、時定数を
決定する各素子がばらついてもＴＢＣループ回路全体の
動作により発振周波数が水平パルスの平均周波数と一致
するように自動的に時定数が調整されるので、時間軸誤
差検出動作の検出感度のばらつきも極めて小さくなる。

（実施例） 以下、第１図乃至第４図を参照してこの発明の詳細な説
明する。

第１図はこの発明に係る時間軸誤差検出回路を用いた場
合の時間軸補正装置の構成を示すものである。尚、第１
図において第５図と同一部分には同一符号を付して、そ
の説明を省略する。すなわち、ＴＢＣループ回路Ａはこ
の発明に係る時間軸誤差検出回路１９を用いた点で従来
装置とは異なり、他の回路は従来装置と同様である。ま
た、水平同期ＰＬＬ回路ＢはＴＢＣループ回路回路時間
軸誤差検出回路１９及びサンプル・ホールド回路１３を
利用し、さらにレベル比較器２０及びローパスフィルタ
１８を加えて構成される。つまり、サンプル・ホールド
回路１３で取出された誤差電圧ＶＳ）Ｉをレベル比較器
２０で基／＄雷電圧　ｒｅｒと比較し、その差電圧をロ
ーパスフィルタ２０で平滑化して、これを制御電圧ＶＣ
として時間軸誤差検出回路１９に送るようになされてい
る。

第２図は上記時間軸誤差検出回路１９の構成を示すもの
で、コンデンサ１９１には充電用スイッチ１９２を介し
て可変電流源１９３が接続されており、充電用スイッチ
１９２がオン状態のとき可変電流源１９３から充電電流
ＩＣが供給されるようになされている。可変電流源１９
３の出力電流量は前記ローパスフィルタ１８の出力ＶＣ
によって制御され、充電用スイッチ１９２のオン・オフ
動作は前記水平パルスＨＤによって制御される。

上記コンデンサ１９１の充電電圧は時間軸誤差検出信号
■Ｓとして取出されるもので、前記サンプル・ホールド
回路１３に供給されると共に、レベル比較器１９４の反
転入力端（−）にも供給される。

このレベル比較器１９４の非反転入力端（＋）はその出
力端と接続されており、また抵抗１９５及び定電圧源１
９［ｌを介して接地されると共に、コンデンサ１９１の
放電用スイッチ１９７の制御入力端に接続されている。

尚、上記充電用スイッチ１９２及び放電用スイッチ１９
７は、ここではそれぞれ制御入力がＨ（ハイ）レベルの
ときオフ、Ｌ（ロー）レベルのときオンになるものとす
る。

すなわち、上記構成による時間軸誤差検出回路１９では
、レベル比較器１９４は非反転入力電圧■＋に対して反
転入力電圧Ｖ−が低いとき電流１０を出力し、高いとき
その出力値を零とする。初期状態として、水平パルスＨ
Ｄが入力されず充電用スイッチ１９２がオン状態であり
、レベル比較器１９４の反転入力電圧Ｖ−が非反転入力
電圧■＋に対して低いものとする。このとき、レベル比
較器１９４から電流ＩＯが出力されるため、非反転入力
電圧Ｖ＋は次式で示されるＨレベル電圧ＶＨとなってい
る。但し、定電圧源１９Ｂの出力電圧をｖ１抵抗１９５
の抵抗値をＲとする。

Ｖｌｌ　−Ｖ＋Ｒ−１０−（１） このため、放電用スイッチ１９７はオフ状態に設定され
る。したがって、コンデンサ１９１が充電電流ＩＣによ
り充電されるため、レベル比較器１９４の反転入力電圧
Ｖ−は時間と共に上昇する。さらに反転入力電圧Ｖ−が
上昇して（１）式で示される非反転入力電圧Ｖ＋−ＶＨ
より高くなると、その直後にレベル比較器１９４から電
流ＩＯが出力されなくなるので、非反転入力電圧Ｖ＋が
（２）式で示されるＬレベル電圧ＶＬとなり、これによ
って放電スイッチ１９７はオン状態に設定される。

Ｖ　Ｌ　−Ｖ　　　　　　　　　　　　　−（２）この
スイッチ１９７がオン状態となればコンデンサ１９１が
急速に放電されるため、レベル比較器１９４の反転入力
電圧Ｖ−は急速に下降する。さらに反転入力電圧Ｖ−が
下降して（２）式で示される非反転入力電圧Ｖ＋−ＶＬ
より低くなると、その直後にレベル比較器１９４から電
流ＩＯが出力されるので、非反転入力電圧Ｖ＋は（１）
式で示したＨレベル電圧Ｖ　Ｈとなる。以上の動作が繰
返し行われるため、コンデンサ１９１の出力電圧ｖＳは
鋸歯状波となる。

ここで水平パルスＨＤが入力されると、充電スイッチ１
９２がオフ状態となるため、コンデンサ１９１への充電
電流ＩＣが遮断される。このため、水平パルスＨＤの入
力期間ではコンデンサ１９１の充電が行われず、これに
よって出力電圧ＶＳは一定となる。以上の動作による水
平パルスＨＤに対する非反転入力電圧Ｖ十及び反転入力
電圧Ｖ−（−ＶＳ）の出力波形を第３図に示す。第３図
において、（ａ）図は水平パルスＨＤ、（ｂ）図は点線
が非反転入力電圧ｖ＋、実線が反転入力電圧Ｖ−−ＶＳ
を示している。

上記鋸歯状波電圧ｖＳの発振周波数ｆＨは、第３図に示
すように水平パルスＨＤのＨレベル期間の時間幅をＴｌ
ＩＤ、コンデンサ１９１の容量を０１放電時間をＴｄで
表わすと、 となる。（３）式から明らかなように、可変電流源１９
３の出力電流ＩＣを制御すれば、任意の周波数信号ｆＨ
が得られる。つまり、この時間軸誤差検出回路１９は発
振機能を有しているので、従来のような電圧制御発振器
が不要であり、第７図に示した回路と同等の出力電圧ｖ
Ｓを得ることができる。

上記時間軸誤差検出回路１９を用いて第１図に示すよう
に時間軸補正装置を構成した場合、サンプル・ホールド
回路１３は時間軸誤差検出回路１９の出力ｖＳから第３
図（ｃ）に示すように平坦部分の電圧をサンプル・ホー
ルドする。このホールド電圧ＶＳＨは前述したように電
圧制御遅延器１４に制御電圧として供給されると共に、
レベル比較器２０にも供給される。ここで、レベル比較
器２０の基準電圧Ｖ　ｒｅｆは時間軸誤差検出回路１９
の出力ｖＳの最高電位ＶＨ及び最低電位ＶＬに対して次
式のように設定する。

つまり、この基準電圧Ｖ　ｒｅｆ’の電位は第３図（ｂ
）に示すようになる。このとき、サンプル・ホールド回
路１３を１　（０［ｄＢ］）とすれば、その出力ＶＳＩ
Ｉは基準電圧Ｖ　ｒｅｆ’に対して同図（Ｃ）に示すよ
うな電圧信号となる。そこで、この電圧信号ＶＳＩ＋を
レベル比較器２０で基準電圧Ｖ　ｒｅｒとのレベル差に
対応する電圧信号ＶＣを生成することにより、入力映像
信号Ｖ１ｎの時間軸誤差に対応する電圧誤差信号が得ら
れる。この信号ＶＣは従来のサンプル・ホールド回路１
７の出力に一致しているので、この信号ＶＣでローパス
フィルタ１８を介して上記時間軸誤差検出回路１９の可
変電流源１９３を制御すれば、入力映像信号Ｖｉｎの水
平同期信号を平均化した周波数ｆＨで発振されることが
できる。そして、水平パルスＨＤの発生時のレベルを水
平パルスＨＤでサンプル・ホールドすれば、平均周波数
信号ｆ　Ｉを基準とした水平パルスＨＤの時間軸誤差を
電圧誤差として取出すことができる。第３図において、
■は水平パルスＨＤの発生周期が平均周波数ｆ　Ｉ＋と
一致している場合、■はｆ　Ｈに対して遅れている場合
、■はｆｌｌに対して進んでいる場合を示している。

ここで、上記検出回路１９の水平パルスＨＤの時間軸誤
差に対する検出電圧誤差の検出感度Ｇを求めると、この
検出感度Ｇは充電電圧変化の傾きとして考えられるから
、 となる。この場合、（５）式において充電電流ＩＣとコ
ンデンサ１２３の容量Ｃは（３）式の発振周波数ｆＨを
決定するものである。このため、この検出回路１９を第
５図に示したＴＢＣループ回路回路用い、電圧制御発振
器１５を除去してローパスフィルタ１８の出力ＶＣで検
出回路１９の可変電流源１９３を直接制御するようにす
れば、コンデンサ１２３の容量値がばらついても（５）
式で示される検出感度Ｇはほとんどばらつかない。

第４図は上記時間軸誤差検出回路１９を集積回路化した
場合の具体的な構成を示すものである。すなわち、第４
図において、可変電流ｇ　１９３はトランジスタＱｌ、
Ｑ２、抵抗−Ｒ１，Ｒ２及び定電流源！■よりなる差動
回路、Ｒ３−Ｒ５よりなるバイアス電圧供給回路、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ、４及び抵抗Ｒｅ、Ｒ７よりなるカレ
ントミラー回路で構成され、充電用スイッチ１９２はト
ランジスタＱ５．Ｑ６で構成される。トランジスタＱｌ
のベースには制御電圧ＶＣが供給され、トランジスタＱ
５のベースには水平パルスＨＤが供給される。

トランジスタＱ４のコレクタは端子１９８を介してコン
デンサ１９１が外部接続される。つまり、水平パルスＨ
Ｄが発生していな゛い場合、トランジスタＱ５がオフで
あるため、トランジスタＱｌ、Ｑ２の各ベース間の差電
圧に対応する電流がトランジスタＱ３に流れ、この電流
がトランジスタＱ４によってミラー出力される。このト
ランジスタＱ４のコレクタ電流はコンデンサ１９１に対
する充電電流ＩＣである。したがって、充電電流ＩＣは
制御電圧ＶＣによって制御される。水平パルスＨＤが人
力されると、トランジスタＱ５がオンとなるため、トラ
ンジスタＱ３が短絡される。したがってトランジスタＱ
４はオフ状態となり、充電電流ＩＣは零となる。

一方、レベル比較器１９４はトランジスタＱ７゜ＱＢ、
定電流源１２よりなる差動回路、トランジスタＱ９．Ｑ
ＩＯ及び抵抗Ｒ８，Ｒ９よりなるカレントミラー回路及
びトランジスタＱ９．ＱＩＯ及び抵抗Ｒ８，Ｒ９よりな
るカレントミラー回路で構成される。トランジスタＱ７
のベースにはコンデンサ１９１の充電電圧（Ｖ−−ＶＳ
　’）が供給され、トランジスタＱ８のベースには抵抗
１９５及び定電圧源１９６の直列回路に発生する電圧（
Ｖ＋）が供給される。また、放電用スイッチ１９７はト
ランジスタＱ１３及び抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で構成され、
トランジスタＱ１３がオン状態になるとコンデンサ１９
１の充電電圧をアースＧＮＤに放電するようになされて
いる。

すなわち、レベル比較器１９４において、トランジスタ
Ｑ７のベースは反転入力端（−）　、ＱＢのベースは非
反転入力端（＋）であり、トランジスタＱＩＯのコレク
タから前記電流ＩＯが出力され、またトランジスタＱｌ
ｌのコレクタからＩＯが出力される。ＩＯはＩＯの反転
出力である。ここではトランジスタＱ１３の制御極性か
ら■０によって放電用スイッチ１９７のトランジスタＱ
１３をオン・オフ制御している。スイッチ１９７の抵抗
Ｒ１２は電流制限抵抗であり、充電電流ＩＣとコンデン
サ１９１の容量Ｃによる時定数を対して抵抗Ｒ１２とＣ
との時定数が十分小さくなるような値に設定されている
。この構成によれば集積回路化は容易であり、外付部品
もコンデンサ１９１の１個だけとなる。

したがって、上記構成による時間軸誤差検出回路は、単
一の時定数を用いて発振動作と誤差検出動作を行なって
いるので、ＴＢＣループ回路に用いた場合には別に発振
器を設ける必要がなく、時定数用コンデンサが１個でよ
い。このため、集積回路化において端子数を従来に比し
て１個削減することができる。さらに、時定数を構成す
る各素子の値がばらついても、ＴＢＣループ回路全体の
動作によって発振周波数が水平パルスの平均周波数と一
致するように自動的に時定数が調整されるため、時間軸
誤差検出動作の検出感度のばらつきは極めて小さくでき
る。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、平均周波数信号
発生用の発振器が不要であり、これによって大容量コン
デンサが削減され、集積回路化に際して端子数も削減さ
れ、さらに素子のばらつきに対し検出感度のばらつきが
非常に小さい、極めて良好な時間軸誤差検出回路を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図はそれぞれこの発明に係る時間軸誤差
検出回路の一実施例を説明するためのもので、第１図は
この発明に係る時間軸誤差検出回路を用いた場合の時間
軸補正装置の構成を示すブロック回路図、第２図はこの
発明に係る時間軸誤差検出回路の構成を示すブロック回
路図、第３図は同実施例の動作を説明するためのタイミ
ングチャート、第４図は第２図に示した時間軸誤差検出
回路の具体的な構成を示す回路図、第５図は従来の時間
軸補正装置の構成を示すブロック回路図、第６図は第５
図に示した装置の動作を説明するための図、第７図は従
来の時間軸誤差検出回路の具体的な構成を示すブロック
図、第８図は第７図の回路装置の動作を説明するための
回路図である。 Ａ・・・ＴＢＣループ回路、Ｂ・・・水平同期ＰＬＬ回
路、１１・・・水平パルス発生器、１２・・・時間軸誤
差検出回路、１３・・・サンプル・ホールド回路、１４
・・・電圧制御遅延器、１５・・・電圧制御発振器、１
６・・・位相比較器、１７・・・サンプル・ホールド回
路、１８・・・ローパスフィルタ、１９・・・時間軸誤
差検出回路、１９１・・・コンデンサ、１９２・・・充
電用スイッチ、１９３・・・可変電流源、１９４・・・
レベル比較器、１９５・・・抵抗、１９６・・・定電圧
源、１９７・・・放電用スイッチ、ＨＤ・・・水平パル
ス、ＶＣ・・・発振周波数制御電圧、ｖＳ・・・時間軸
誤差検出信号、ｆ　１１・・・平均周波数信号。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第６図 第７図 ｆ＋ 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力映像信号の水平同期信号に同期した水平パルスを発
   生し、この水平パルスの平均周波数に対する時間軸誤差
   を検出して誤差信号を発生し、この誤差信号に基づいて
   前記入力映像信号を遅延することにより入力映像信号の
   時間軸を補正する時間軸補正装置に用いられ、前記時間
   軸誤差を検出する時間軸誤差検出回路において、前記誤
   差信号に応じて出力電流量が可変制御される可変電流源
   と、この可変電流源の出力電流によって充電されるコン
   デンサと、前記水平パルス発生時に前記コンデンサへの
   供給電流路を遮断する第１のスイッチと、前記コンデン
   サの放電経路に設けられる第２のスイッチと、前記コン
   デンサの充電電圧を第１の基準レベルとこの第１の基準
   レベルより低い第２の基準レベルとそれぞれ比較し、充
   電電圧が第１の基準レベル以上となるとき前記第２のス
   イッチをオン状態に設定し、第２の基準レベル以下とな
   るとき前記第２のスイッチをオフ状態に設定する制御手
   段とを具備し、前記水平パルスの入力時の充電電圧の変
   化分を時間軸誤差として検出することを特徴とする時間
   軸誤差検出回路。