WO1993008651A1 - Verfahren zur reduzierung des frequenzübersprechens bei der übertragung und/oder speicherung akustischer oder optischer signale - Google Patents

Verfahren zur reduzierung des frequenzübersprechens bei der übertragung und/oder speicherung akustischer oder optischer signale Download PDF

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    • H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
    • H04B1/667—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using a division in frequency subbands

Definitions

  • the invention relates to a method for reducing the frequency crosstalk during the transmission and / or storage of acoustic signals.
  • the division into different subbands can be carried out in one stage by a filter bank or in multiple stages by connecting two or more filter banks in series, a downstream filter bank also being able to be replaced by a transformation.
  • the data prepared in this way are subjected to reduction processes which reduce the amount of data using signal statistics and psychoacoustics in such a way that after transmission and Reverse transformation of the data, if possible, no difference to the input signal perceptible by the human ear occurs.
  • a hybrid filter bank is used to split the signal spectrum into subbands.
  • the analysis bench in the coder consists of two stages.
  • the spectrum of the input signal is through a polyphase filter bank, as described, for example, in HJ Nussbaumer, M. Vetter, "Computationally Efficient QMF Filter Banks", IEEE Proc. ICASSP 1984, pp. 11.3.1-4, is broken down into 32 sub-bands. Each of these subbands is then subdivided into 12 bands with a downstream TDAC filter bank.
  • TDAC filter bank is described in JP Princen, AW Johnson and AB Brodley, "Bubband / Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation", Proc. ICASSP'87 t p. 50.1.1-4.
  • a prerequisite for the use of serially arranged separation stages in data reduction methods is good band separation, so that each spectral component of the input signal influences as little as possible a subband signal and thus quantization errors which arise in the subbands only influence the associated frequency range in the output signal.
  • the subband filter of the entire system must therefore have the highest possible cut-off band attenuation.
  • the serial arrangement of filter or transformation stages results in inadequate attenuation of the stop band, since in each case several subbands fall into the transition areas of previous separation stages. In the frequency response of the corresponding subband filter, this leads to a significant increase in the signal outside the pass band.
  • the spectral components of the input signal in the corresponding frequency ranges thus influence the subband signals in the form of crosstalk components after passing through the isolation stages. Influence accordingly Quantization errors in one of these subbands after the composition of the subband signals also frequency ranges outside the respective subbands.
  • the object of the invention is to provide a method for reducing frequency crosstalk which is particularly effective and works independently of a subsequent coding.
  • the position and phase relationship of the signal or the corresponding cross-talk components can be determined for a given system for dividing the signals into frequency bands, in which the division takes place in stages connected in series.
  • the signals from the subbands in which corresponding signal or crosstalk components occur are subjected to a weighted sum formation after the division.
  • the weighted subband signals obtained in this way are then encoded and transmitted and / or stored and decoded.
  • the decoded subband signals are subjected to an operation which is inverse to the weighted sum formation before being combined. Further refinements and developments of the invention are characterized in the subclaims.
  • Claim 2 characterizes an additional method step which offers advantages if a preceding filter stage is used which divides the input signal into an even number M of subbands and leads to a reflection of the spectral components in the subbands.
  • the output signals of every second subband of this filter stage are subjected to a correction operation before the signal is fed to the subsequent stage.
  • the correction operation is carried out by multiplying the subband signals with the following form ⁇ 1, -1,1, -1, ... ⁇ . This operation reverses the reflection of the subband spectra.
  • the weighting factors for the summation are optimized with respect to the frequency response of the stages connected in series.
  • N / 2 values of c m are determined in a downstream filter stage with a division of a signal into an even number of N subbands
  • the main advantages of the invention are that the overall frequency response of the transmission is significantly improved over known methods. No additional signal falsifications are caused by the method according to the invention. that is, if the subband signals are merged again without coding and decoding, the input / output behavior of the overall system is not influenced by the method, since the original subband signals are reconstructed without errors by the inverse operation.
  • the method according to the invention can be used in many different ways. Because the reduction frequency crosstalk is independent of the coding method used, it is suitable for use in the transmission of acoustic as well as optical signals.
  • two or more stages can be used.
  • the individual stages can be implemented by filter banks or by transformation coding.
  • Figure La division of the spectrum of the input signal into sub-bands in a schematic representation
  • Figure Lb Merging of the subband signals to an output signal in a schematic representation
  • Figure 2 Section of the frequency responses of the subband filter 0 and 1 of a polyphase filter bank
  • FIG. 3 section of the frequency responses of corresponding subband filters without using the method according to the invention
  • Figure 5 Section of the frequency responses of corresponding subband filters when using the method according to the invention.
  • a polyphase filter bank divides the spectrum of the input signal s (n) with the help of filters into M subbands (M: even).
  • the impulse responses of the subband filters are obtained by multiplying a pattern impulse response h p of length L by cosine functions, the frequencies of which correspond to the center frequencies of the subbands.
  • the output signals of the filters are subsampled by the factor M (shown in the figure as an arrow pointing downwards), so that the sum of the sampling rates in all subbands remains the same as the sampling rate of the input signal.
  • the subbands with odd indices are multiplied by the following form ⁇ 1, -1.1, -1, ... ⁇ by the reflection caused by the filter, which causes spectra in the subbands concerned tral parts with higher and lower frequencies interchanged, undo.
  • Each of these M subbands is subdivided into N bands (N: even) using a downstream TDAC filter bank.
  • the impulse responses of the TDAC filter bank result from multiplication with a pattern impulse response h ⁇ (length 2 N) with corresponding cosine functions.
  • Figure 1.b shows the merging of M x N subband signals into an output signal.
  • the section extends over the frequency range of the first 24 subbands of the overall filter bank.
  • the frequency response of subband filter 0 is drawn with a solid line, that of subband filter 1 with a dashed line. The overlap of the frequency responses of the subband filters can be clearly seen.
  • each spectra component the frequency f of which falls in a transition range of the polyphase filter bank, occurs in two subbands of the overall filter bank, namely as a signal component in the subband with a pass band at frequency f and as crosstalk. Component in the subband with an increase in frequency f. So a spectral component of frequency f appears f. f s - sampling frequency
  • FIG. 3 Such an increase in the frequency response in subbands of the overall filter bank is shown in FIG. 3.
  • the figure shows sections of the frequency responses of subband filter 9 (solid line) and subband filter 14 (dashed line) without using the method according to the invention for reducing frequency crosstalk.
  • the input signal which leads to a signal component in the overall subband 9, leads to a crosstalk component in the overall subband 14.
  • the input signal, which leads to a signal component in the overall subband 14 also leads to a crosstalk component in the subband 9.
  • phase difference between the signal and the crosstalk component results in a phase difference between the signal and the crosstalk component of 180 ° for -N / 2 ⁇ m ⁇ -1 and of 0 ° for 0 ⁇ m ⁇ N / 2 - 1 if N is an integer multiple of 4. If N is an odd multiple of 2, the phase difference is 0 ° for -N / 2 ⁇ m ⁇ -1 and 180 ° for 0 ⁇ m ⁇ N / 2 - 1.
  • FIG. 4.a shows schematically the operation of the weighted sum formation with the weight factors c m and the derived factors d m .
  • the number of weight factors to be determined is N / 2.
  • the weighting factors are optimized so that the crosstalk components are reduced as much as possible by choosing an optimal weighting factor for each subband.
  • FIG. 5 shows a section of the frequency responses of subband filters 9 and 14. Compared to FIG. 3, the blocking behavior is clearly improved.
  • the optimized weight factors c m are given below for this example:
  • the optimized weight factors for combining the same polyphase filter bank with a TDAC filter bank, which divides the 32 sub-bands into another 18 bands, are as follows: 10

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Reduzierung des Frequenzübersprechens bei der Übertragung von digitalisierten Audiosignalen. Ein Frequenzübersprechen ist immer dann zu erwarten, wenn die Aufteilung des Eingangssignals auf Teilbänder in hintereinandergeschalteten Stufen erfolgt. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden Signale aus Teilbändern, in welchen Spektralkomponenten bestimmter Frequenzen als Signalkomponenten auftreten und Signale aus Teilbändern, in welchen diese Spektralkomponenten als Übersprechkomponenten im Sperrbereich auftreten, einer gewichteten Summenbildung unterzogen. Nach der Übertragung werden die Teilbandsignale einer zu der gewichteten Summenbildung inversen Operation unterzogen. Das Verfahren arbeitet unabhängig von dem gewählten Codierverfahren und ist deshalb universell einsetzbar.

Description

VERFAHREN ZUR REDUZIERUNG DES FREQUENZUBERSPRECHENS BEI DER ÜBERTRAGUNG UND/ODER SPEICHERUNG AKUSTI¬ SCHER ODER OPTISCHER SIGNALE
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Reduzierung des Frequenz¬ übersprechens bei der Übertragung und/oder Speicherung akustischer Signale.
Die Übertragung und/oder Speicherung digitalisierter akustischer Signale wird umso attraktiver, je mehr es gelingt, die zu übertragende Datenmenge zu redu¬ zieren, ohne einen wahrnehmbaren Quaiitätsverlust zu erleiden. Zur Reduzie¬ rung der Daten von akustischen Signalen sind mehrere Verfahren bekannt, die mit einer Transformation der digitalisierten Daten in den Frequenzbereich bzw. einer Aufteilung in verschiedene Frequenzbänder arbeiten.
Stand der Technik
Die Aufteilung in verschiedene Teilbänder kann einstufig durch eine Filterbank oder mehrstufig durch Hintereinanderschalten von zwei oder mehreren Filter¬ bänken erfolgen, wobei eine nachgeschaltete Filterbank auch durch eine Transformation ersetzt sein kann. Die so aufbereiteten Daten werden Reduk¬ tionsverfahren unterzogen, die die Datenmenge unter Ausnützung der Signal¬ statistik und der Psychoakustik derart reduziert, daß nach der Übertragung und Rücktransformation der Daten möglichst kein vom menschlichen Ohr wahr¬ nehmbarer Unterschied zum Eingangssignal auftritt. Bei dem Vorschlag zur Standardisierung von Datenreduktionsverfahren für digitale Audiosignale der International Organisation for Standardisation wird zur Aufteilung des Signal¬ spektrums in Teilbänder eine Hybrid-Filterbank eingesetzt. Die Analysebank im Coder besteht aus zwei Stufen. Zunächst wird das Spektrum des Eingangssignafs durch eine Polyphasen-Filterbank, wie sie beispielsweise in H. J. Nussbaumer, M. Vettern, "Computationally Efficient QMF Filter Banks", IEEE Proc. ICASSP 1984, S. 11.3.1-4 beschrieben ist, in 32 Teilbänder zerlegt. Anschließend wird jedes dieser Teilbänder mit einer nachgeschalteten TDAC- Filterbank nochmals in 12 Bänder unterteilt. Eine solche TDAC-Filterbank ist beschrieben in J. P. Princen, A. W. Johnson und A. B. Brodley, "Bubband/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation", Proc. ICASSP'87t S. 50.1.1-4.
Eine Voraussetzung für die Anwendung seriell angeordneter Trennstufen in Datenreduktionsverfahren ist eine gute Bandtrennung, damit jede Spektralkom¬ ponente des Eingangssignals möglichst nur ein Teilbandsignal beeinflußt und damit Quantisierungsfehier, die in den Teilbändern entstehen, nur den zugehöri¬ gen Frequenzbereich im Ausgangssignal beeinflussen.
Die Teilbandfilter des gesamten Systems müssen deshalb eine möglichst hohe Sperrbereichsdämpfung aufweisen. Die serielle Anordnung von Filter- bzw. Transformationsstufen bedingt jedoch eine ungenügende Sperrbereichs¬ dämpfung, da jeweils mehrere Teilbänder in die Übergangsbereiche vorange¬ hender Trennstufen fallen. Dies führt im Frequenzgang der entssprechenden Teilbandfilter zu einer deutlichen Erhöhung des Signals außerhalb des Durch¬ laßbereiches.
Die Spektralkomponenten des Eingangssignals in den entsprechenden Fre¬ quenzbereichen beeinflussen somit nach Durchlaufen der Trennstufen die Teil¬ bandsignale in Form von Übersprechkomponenten. Entsprechend beeinflussen Quantisierungsfehler in einem dieser Teilbänder nach der Zusammensetzung der Teilbandsignale auch Frequenzbereiche außerhalb der jeweiligen Teilbän¬ der.
Bei bekannten Verfahren wird versucht, der Verschlechterung des Ausgangs¬ signals durch das Frequenzübersprechen dadurch entgegenzuwirken, daß dieser Effekt bei der Codierung berücksichtigt wird. Dies ist jedoch nur in be¬ grenztem Umfang möglich und führt zur Erhöhung der Komplexität der Codier¬ verfahren.
Darstellung der Erfindung
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Reduzierung des Frequenzübersprechens bereitzustellen, das besonders effektiv ist und unab¬ hängig von einer nachfolgenden Codierung arbeitet.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Für ein vorgegebenes System zur Aufteilung der Signale in Frequenzbänder, bei welchem die Aufteilung in hintereinandergeschalteten Stufen erfolgt, kann die Lage und Phasenbeziehung der Signal- bzw. der korrespondierenden Über- sprechkomponenten ermittelt werden.
Erfindungsgemäß werden die Signale aus den Teilbändern, in welchen korre¬ spondierende Signal- bzw. Übersprechkomponenten auftreten, nach der Auftei¬ lung einer gewichteten Summenbiidung unterzogen. Die dadurch erhaltenen gewichteten Teilbandsignale werden anschließend codiert und übertragen und/oder gespeichert und decodiert. Um die durch die gewichtete Summenbil¬ dung verursachte Veränderung des Signals zu beseitigen, werden die deco¬ dierten Teilbandsignale vor der Zusammenführung einer, der gewichteten Sum¬ menbildung inversen Operation unterzogen. Nähere Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un¬ teransprüchen gekennzeichnet.
Der Anspruch 2 kennzeichnet einen zusätzlichen Verfahrensschritt, der Vorteile bietet, wenn eine vorangehende Filterstufe verwendet wird, die das Eingangs¬ signal in eine gerade Anzahl M von Teilbändem aufteilt und zu einer Spiegelung der Spektralanteile in den Teilbändern führt. In diesem Falle werden die Aus¬ gangssignale jedes zweiten Teilbandes dieser Filterstufe einer Korrekturopera¬ tion unterzogen, bevor das Signal der nachfolgenden Stufe zugeführt wird.
Nach Anspruch 3 erfolgt die Korrekturoperation durch Multiplikation der Teil¬ bandsignale mit folgender Form {1,-1,1,-1,...}. diese Operation macht die Spiegelung der Teilbandspektren rückgängig.
Besonders vorteilhafte Vorschriften für die gewichtete Summenbildung sowie die dazu inverse Operation sind in den Ansprüchen 4 und 5 angegeben.
Nach Anspruch 6 werden die Gewichtsfaktoren für die Summenbildung bezüg¬ lich des Frequenzganges der hintereinandergeschalteten Stufen optimiert. Dabei werden gemäß Anspruch 7 bei einer nachgeschalteten Filterstufe mit einer Auf¬ teilung eines Signals in eine gerade Anzahl von N Teilbändern N/2 Werte von cm bestimmt
Die wesentlichen Vorteile der Erfindung bestehen darin, daß der Gesamt¬ frequenzgang der Übertragung gegenüber bekannter Verfahren deutlich ver¬ bessert ist. Durch das erfindungsgemäße Verfahren werden keine zusätzlichen Signalverfälschungen verursacht, d. h., wenn die Teilbandsignale ohne Codie¬ rung und Decodierung wieder zusammengeführt werden, wird das Ein- /Ausgangsverhalten des Gesamtsystems durch das Verfahren nicht beeinflußt, da durch die inverse Operation die ursprünglichen Teilbandsignale fehlerfrei re¬ konstruiert werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist vielfältig einsetzbar. Da die Reduzierung des Frequenzübersprechens unabhängig von eingesetzten Codierungsver¬ fahren ist, eignet es sich sowohl für den Einsatz bei der Übertragung von akusti¬ schen, als auch von optischen Signalen.
Bei der Aufteilung des Signalspektrums in Teilbänder können zwei oder mehrere Stufen eingesetzt werden. Die einzelnen Stufen können durch Filterbänke oder durch Transformationscodierung realisiert sein.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
Es zeigen:
Figur La.: Aufteilung des Spektrums des Eingangssignales in Teilbänder in schematischer Darstellung,
Figur Lb.: Zusammenführung der Teilbandsignale zu einem Ausgangssignal in schematischer Darstellung, Figur 2.: Ausschnitt der Frequenzgänge der Teilbandfilter 0 und 1 einer Poly- phasen-Filterbank,
Figur 3.: Ausschnitt der Frequenzgänge korrespondierender Teilbandfilter ohne Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Figur 4.a.: Schematische Darstellung der gewichteten Summenbildung,
Figur 4.b.: Schematische Darstellung der inversen Operation,
Figur 5.: Ausschnitt der Frequenzgänge korrespondierender Teilbandfilter bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Ausfύhrunosweg
Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird im folgenden zum besseren Ver- ständnis ein zweistufiges Verfahren beschrieben, bei welchem das Spektrum des Eingangssignals mit Hilfe einer Polyphasen-Filterbank in eine gerade Anzahl M von Teilbändern zerlegt und jedes dieser Teilbänder mit einer nachfolgenden TDAC-Filterbank (Time Domain Aliasing Cancellation) nochmals in eine gerade Anzahl N von Bändern unterteilt wird.
Das Verfahren der Aufteilung des Signalspektrums ist in Figur 1.a. dargestellt. Eine Polyphasen-Filterbank zerlegt das Spektrum des Eingangssignals s(n) mit Hilfe von Filtern in M Teilbänder (M: gerade). Die Impulsantworten der Teilband¬ filter ergeben sich durch Multiplikation einer Musterimpulsantwort hp der Länge L mit Cosinusfunktionen, deren Frequenzen den Mittenfrequenzen der Teilbän¬ der entsprechen.
Die Ausgangssignale der Filter werden um den Faktor M unterabgetastet (in der Figur als Pfeil nach unten dargestellt), so daß die Summe der Abtastraten in allen Teilbändern gleich der Abtastrate des Eingangssignals bleibt.
Die Teilbänder mit ungeraden Indizes werden nach Filterung und Unterab¬ tastung mit folgender Form {1,-1,1,-1,...} multipliziert, um die durch die Filter verursachte Spiegelung, die bewirkt, daß in den betreffenden Teilbändern Spek¬ tralanteile mit höheren und tieferen Frequenzen vertauscht auftreten, rückgängig zu machen. Für die M Teilbandsignale gilt:
L . .
0 ≤ k < M-l PM = ∑s(Mμ-n) . hp n) - cos(—(k+ (n-—)) ,
„ ^ „==0ό0 \\ \MMM " 222 222 ' I}) ' .. kk g geerraaddee
Figure imgf000008_0001
Jedes dieser M Teilbänder wird mit einer nachgeschalteten TDAC-Filterbank nochmals in N Bänder unterteilt (N: gerade).
Die Impulsantworten der TDAC-Filterbank entstehen durch Multiplikation mit einer Musterimpulsantwort hτ (Länge 2 N) mit entsprechenden Cosinusfunktio¬ nen. Für die M x N Teilbandsignale gilt:
Figure imgf000009_0001
Die hintereinanderangeordneten Filterstufen zerlegen demnach das Eingangs¬ signal in M x N Teilbänder.
Die Figur 1.b. zeigt die Zusammenführung von M x N Teilbandsignalen zu einem Ausgangssignal.
In Figur 2. sind ausschnittsweise die Frequenzgänge zweier benachbarter Teil¬ bandfilter einer Polyphasen-Filterbank mit M = 32 dargestellt. Auf der vertikalen Achse ist die Impulsantwort in Dezibel, auf der horizontalen Achse die Frequenz normiert auf die 384 Teilbänder der Gesamtfilterbank (M = 32, N = 12) aufge¬ tragen. Der Ausschnitt erstreckt sich über den Frequenzbereich der ersten 24 Teilbänder der Gesamtfilterbank. Der Frequenzgang des Teilbandfilters 0 ist mit durchgezogener, der des Teilbandfilters 1 mit gestrichelter Linie gezeichnet. Deutlich ist die Überlappung der Frequenzgänge der Teilbandfilter zu erkennen.
Da in diesen Übergangsbereich mehrere Teilbänder der Gesamtfilterbank fallen, ist das Signal im Frequenzgang der entspechenden Teilbandfilter außerhalb des Druchlaßbereiches, also im Sperrbereich, deutlich erhöht. Durch die Über¬ höhung der Frequenzgänge im Sperrbereich tritt jede Spektraikomponente, deren Frequenz f in einen Übergangsbereich der Polyphasen-Filterbank fällt, jeweils in zwei Teilbändern der Gesamtfilterbank auf, nämlich als Signalkompo¬ nente im Teilband mit Durchlaßbereich bei der Frequenz f und als Übersprech- komponente im Teilband mit Überhöhung bei der Frequenz f. So erscheint eine Spektralkomponente der Frequenz f f . fs — Abtastfrequenz
2 2 N * * 1 ≤ k ≤ M-l, -Z- ≤ m ≤ —l, O ≤ Δ ≤ Λ
2 N
im Teilband i = N x k + m als Signalkomponente und im Teilband j = N x k - 1 - m als Ubersprechkomponente. Weiterhin liegen Signal- und Ubersprechkompo¬ nente in den entsprechenden Teilbändern bei der gleichen Frequenz:
m gerade
Δ m ungerade
Figure imgf000010_0001
Eine solche Erhöhung im Frequenzgang in Teilbändern der Gesamtfilterbank ist in Figur 3. dargestellt. Die Figur zeigt Ausschnitte aus den Frequenzgängen von Teilbandfilter 9 (durchgezogene Linie) und Teilbandfilter 14 (gestrichelte Linie) ohne Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Reduzierung des Frequenzübersprechens. Das Eingangssignal, das zu einer Signalkomponente im Gesamtteilband 9 führt, führt zu einer Ubersprechkomponente im Gesamtteil¬ band 14. Umgekehrt führt auch das Eingangssignal, das zu einer Signalkompo¬ nente im Gesamtteilband 14 führt, zu einer Ubersprechkomponente im Teilband 9.
Für das gewählte Beispiel einer Polyphasen-Filterbank mit nachgeschalteter TDAC-Filterbank ergibt einer Analyse der Phasenbeziehungen eine Phasendif¬ ferenz zwischen der Signal- und der Ubersprechkomponente von 180° für -N/2 < m < -1 und von 0° für 0 < m < N/2 - 1, wenn N ein ganzzahliges Vielfaches von 4 ist. Ist N ein ungeradzahliges Vielfaches von 2, so beträgt die Phasendifferenz 0° für -N/2 < m < -1 und 180° für 0 < m < N/2 - 1.
Diese Phasendifferenzen ermöglichen die Reduktion der Übersprechkompo- nenten durch gewichtete Summen bzw. Differenzbildung der Teilbandsignale Xj und Xt. Die Figur 4.a. zeigt schematisch die Operation der gewichteten Summenbildung mit den Gewichtsfaktoren cm und den daraus abgeleiteten Faktoren dm.
In Figur 4. b. ist die zu der gewichteten Summenbildung inverse Operation schematisch dargestellt.
Wegen der gleichförmigen Struktur der Polyphasen-Filter ist die Zahl der zu be¬ stimmenden Gewichtsfaktoren N/2. Die Gewichtsfaktoren werden so optimiert, daß durch die Wahl jeweils eines optimalen Gewichtsfaktors für jedes Teilband die Übersprechkomponenten möglichst stark reduziert werden.
Die Figur 5. zeigt den Ausschnitt aus den Frequenzgängen der Teilbandfilter 9 und 14. Im Vergleich zu Figur 3. zeigt sich eine deutliche Verbesserung des Sperrverhaltens. Für dieses Beispiel sind nachfolgend die optimierten Ge¬ wichtsfaktoren cm angegeben:
Figure imgf000011_0001
Die optimierten Gewichtsfaktoren für die Kombination der gleichen Polyphasen- Filterbank mit einer TDAC-Filterbank, welche die 32 Teilbänder in jeweils weitere 18 Bänder unterteilt, lauten: 10
Figure imgf000012_0001
Die Ausgangssignale der mit Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens modifi¬ zierten Filterbank entsprechen Teilbandsignalen einer Gesamtfilterbank mit ver¬ besserten Frequenzgängen, da die Sperrbereichsdämpfungen der resultieren¬ den Teilbandfilter durch geeignete Wahl der Gewichtsfaktoren optimiert sind.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zur Reduzierung des Frequenzübersprechens bei der Übertra¬ gung und/oder Speicherung digitalisierter akustischer oder optischer Signale, bei welcher die Signale in Frequenzbänder aufgeteilt, codiert, übertragen und/oder gespeichert, decodiert und die Signale aus den Teil¬ bändern wieder zu einem Signal zusammengefaßt werden und die Auftei¬ lung des Signalspektrums in Teilbänder in hintereinandergeschalteten Stufen erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß korrespondierende Teilband¬ signale (x^ X.-) aus den Teilbändern (i), in welchen Spektralkomponenten bestimmter Frequenzen als Signalkomponenten auftreten und Signale aus Teilbändern (j), in welchen diese Spektralkomponenten als Übersprech- komponenten im Sperrbereich auftreten, vor der Codierung einer gewich¬ teten Summenbildung unterzogen werden, und daß die Teilbandsignale nach der Decodierung einer zur gewichteten Summenbiidung inversen Operation unterzogen werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwen¬ dung einer vorausgehenden Filter- bzw. Transformationsstufe, die das Ein¬ gangssignal in eine gerade Anzahl M von Teilbändern aufteilt und zu einer Spiegelung der Spektralanteile in den Teilbändern führt, die Ausgangs¬ signale jedes zweiten Teilbandes dieser Stufe vor dem Eingang in eine nachfolgende Stufe einer Korrekturoperation unterzogen werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektur¬ operation dadurch erfolgt, daß bei den Ausgangssignalen der ungerad¬ zahligen Teilbänder jeder zweite Wert mit -1 multipliziert wird und die Aus- gangssignale der geradzahligen Teilbänder unverändert bleiben.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die gewichteten Signale Vj in dem Teilband i nach folgender Vorschrift gewonnen werden:
Figure imgf000014_0001
wobei Xj das Teilbandsignal des Teilbandes i ist und cm Gewichtsfaktoren darstellen und dm durch die angegebene Vorschrift aus den Gewichtsfak¬ toren cm bestimmt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die inverse Operation nach folgender Vorschrift durchgeführt wird:
Figure imgf000014_0002
wobei Xj' das Teilbandsignal des Teilbandes i nach Durchführung der in¬ versen Operation und yj' das gewichtete Teilbandsignal des Teilbandes i nach der Codierung und Decodierung ist.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ge¬ wichtsfaktoren cm für die Summenbildung bezüglich des Frequenzganges der hintereinandergeschalteten Stufen optimiert werden.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zahl der für die Summenbildung heranzuziehenden Gewichtsfakto¬ ren cm halb so groß ist, wie die Zahl der von einer nachgeschalteten Stufe erzeugten Teilbänder.
PCT/DE1992/000855 1991-10-17 1992-10-06 Verfahren zur reduzierung des frequenzübersprechens bei der übertragung und/oder speicherung akustischer oder optischer signale Ceased WO1993008651A1 (de)

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