WO1993021727A1 - Procede d'alignement en television et dispositif pour sa mise en ×uvre - Google Patents

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WO1993021727A1
WO1993021727A1 PCT/FR1993/000373 FR9300373W WO9321727A1 WO 1993021727 A1 WO1993021727 A1 WO 1993021727A1 FR 9300373 W FR9300373 W FR 9300373W WO 9321727 A1 WO9321727 A1 WO 9321727A1
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television signal
coupled
input
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Jean-Luc Paquier
Dominique Guillevic
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Thomcast
Thomson LGT Laboratoire General des Telecommunications
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Thomcast
Thomson LGT Laboratoire General des Telecommunications
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N9/00—Details of colour television systems
    • H04N9/64—Circuits for processing colour signals
    • H04N9/72—Circuits for processing colour signals for reinsertion of DC and slowly varying components of colour signals
    • H—ELECTRICITY
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    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/16—Circuitry for reinsertion of DC and slowly varying components of signal; Circuitry for preservation of black or white level
    • H04N5/18—Circuitry for reinsertion of DC and slowly varying components of signal; Circuitry for preservation of black or white level by means of "clamp" circuit operated by switching circuit

Definitions

  • the invention relates to the transmission of an analog or digital television signal over the air, by satellite or by cable network and more particularly relates to a method of alignment in reduced noise television and a device for its implementation.
  • a television alignment device also called a clamp
  • This device allows the reproduction of the continuous component of a television signal before modulation or after demodulation.
  • This device is used in all television standards known to date: PAL, SECAM, NTSC, D2 MAC, HD MAC, etc.
  • a television signal undergoes various treatments before transmission by a television transmitter. and on reception by a television receiver receiver. During these treatments the continuous component of the television signal is altered. This results, for example in reception, by a slow fluctuation in the level of a video-composite signal on which is superimposed a transmission noise. In order to overcome this fluctuation, it is necessary to stabilize the video-composite signal for its exploitation before a modulation function or after a demodulation function.
  • a conventional alignment device uses a feedback device also called a feedback loop, the mathematical model and a block diagram of which, taken as an example, are described below and correspond respectively to FIGS. 1 and 2.
  • the summary principle of a television alignment device is based on a sampling at the beginning of each line, of a part of the television signal taken on a level of constant amplitude containing no video information, chosen as the alignment reference level, and on maintaining the average of the level of the signal sampled for the duration of a line, ie 64 ⁇ s.
  • This signal is then subtracted from the television signal entering the alignment device in order to restore its continuous component.
  • This average is in fact an estimate of the average level of the plateau of the television signal of limited duration over which is superimposed on an error signal.
  • This error signal is linked to noise from different origins, including:
  • - a modulation noise depending on the type of modulation, of the carrier-to-noise ratio, and of the filters associated with the demodulator, - a very low frequency periodic or substantially periodic noise coming from an energy dispersion, from a frame break on the signal, a low frequency noise from the transposition oscillators, the 50 Hz residue, etc.
  • the feedback alignment device generally meets the requirements for rejection, energy dispersion and very low frequency noise in the case of modulation and demodulation.
  • the device when part of the television signal is sampled, the device generates noise in the frequency range below 15 kHz. This frequency domain corresponds to the region of the very high sensitivity spectrum of the eye.
  • the noise generated by the alignment device is visually manifested by the appearance of horizontal streaks on an image when the television signal is very noisy before modulation or demodulation.
  • a known device developed in European patent application No. 0 281 175 comprises at the head of the feedback loop a low-pass filter which filters the high frequencies and the noise associated with these frequencies.
  • the filter is activated at the start of the line after the line synchronization pulse.
  • the device reduces the transmission noise superimposed on the television signal, it does not however make it possible to reduce the noise generated by the loop itself during the estimation of the level.
  • the 25 Hz and 50 Hz rejection characteristics as well as the effective signal-to-noise ratio in a 0 to 10 kHz frequency band of a conventional feedback alignment device are:
  • the specific frequencies 50 Hz and 25 Hz correspond respectively to the frame synchronization frequency and to the frequency of the triangular energy dispersion signal in satellite transmission.
  • the effective signal-to-noise ratio of an alignment device is given in the frequency range (0 to 10 kHz) of high eye sensitivity.
  • the threshold for visual perception of noise from the alignment device is evaluated at 65 dB of effective signal-to-noise ratio.
  • the characteristic given above of the effective signal-to-noise ratio between 50 dB and 60 dB is not, in this case, sufficient for the eye to no longer be sensitive to the noise generated by the alignment device.
  • This threshold becomes all the more critical in the case of reception of the D2 MAC and HD MAC standards which have an improved image quality compared to the PAL, SECAM and NTSC standards, etc.
  • a known solution consists in modifying the time constant R1 C1 of the low-pass filter integrator of a known feedback alignment device described by FIG. 2.
  • R1 C1 the time constant of the low-pass filter integrator of a known feedback alignment device described by FIG. 2.
  • the compromise between noise and very low frequency residues requires an adaptation, therefore a delicate adjustment on a case by case basis, of the time constant of the alignment device.
  • the invention relates to a reduced noise alignment process allowing, in the presence of any transmission noise, to bring below the visual perception threshold the noise of frequencies below 15 kHz generated by the device, capable of degrading the quality of television images, while guaranteeing a rejection of frequencies 50 Hz and 25 Hz greater than 30 dB.
  • the invention also relates to a device for implementing the method according to the invention.
  • FIGS. 1 and 2 the aforementioned figures respective to the mathematical model and to an exemplary embodiment of an alignment device according to the known art
  • FIG. 3 the mathematical model of the alignment device for implementing the method according to the invention
  • the model of an alignment device comprises a main circuit 1, a feedback device 2, or feedback loop represented inside a continuous line, which feeds back into the main circuit 1 , part of the output signal of circuit 1.
  • a television signal S1 (t) is injected on the main circuit 1 on a first operand input of a subtraction operator 3.
  • the signal S1 (t) is composed of a video-composite signal on which is added noise from previous treatments. During these treatments, the DC component of the signal ST (t) was altered.
  • the signal S1 (t) slowly kills synchronized on 25 Hz or 50 Hz.
  • the signal AXn (t) defined later, coming from the output of the feedback loop 2 is injected on the second operand input the subtraction operator 3.
  • the signal S2 (t) is then composed of the video-composite signal of the signal SI (t) from which the alternating component 25 Hz or 50 Hz has been removed and after a few lines, the continuous component of the television signal S1 (t) is returned in full.
  • the feedback loop 2 takes part of the signal S2 (t) from the main circuit 1. It is activated during the closing of a switching element K1 controlled by a pulse generator clamp 4 delivering a clamp pulse 11 synchronized to a clock signal H L from a line synchronization clock not shown.
  • the clamp pulse 11 of duration T1 coming from the clamp generator 4, is synchronized on a level taken as the reference level, that is to say, a level of the video-composite signal of constant amplitude as a function of the time at the start of the line.
  • the level can be chosen, for example, as the suppression level, the black level, etc.
  • the level can be chosen on a gray level, for example the intermediate gray level between the black level and the white level (50% black, 50% white). It can also be chosen as the level of transition to the logic zero state of the duo-binary signal corresponding to the digital coding of the sound at the start of the line, or of a purely digital television signal.
  • the duration T1 corresponding to the duration of sampling of the signal S2 (t)
  • the sampled signal is applied to the input of an integration operator 5 whose main function is to calculate the average value of the signal sampled during the duration Tl.
  • the average value resulting from the integration is maintained (or memorized) for the duration of a line.
  • the value of the average level of the level corresponding to the current line is applied to a first operand input of an addition operator 7, and the value Xn-1 (t) corresponding to the value of the previous line is applied to the second operand input of the addition operator 7.
  • the signal Xn (t) is then applied to a first operand input of a multiplication operator 8 and a quantity A, corresponding to the amplification value of the feedback loop 2 is applied to the second multiplier operator operand input 8.
  • the signal output AXn (t) is then applied to the second operand input of the subtraction operator 3 at the input of the main circuit 1.
  • FIG. 2 An embodiment corresponding to the mathematical model of FIG. 1 is given, by way of example, by the diagram in FIG. 2:
  • the description of this diagram makes it possible to specify the operating principle of a feedback alignment device by relying for this description on the particular functions of the operators carried out using conventional analog electronic circuits.
  • the subtraction operator 3 is produced by an operational amplifier mounted in a subtractor circuit 9, shown inside a closed line in dotted lines.
  • the signal AXn (t), applied to the inverting input of the operational amplifier, is subtracted from the signal S1 (t) applied to the non-inverting input of the same amplifier.
  • Part of the signal S2 (t) is taken from the feedback loop 2 during the time imposed by the duration T1 of the clamp pulse 11.
  • the integration operator 5 is a first order integrator 1 1 of type R, C consisting of a resistor R1 and a capacitor C1.
  • the integrator 11 is a low-pass filter allowing only the frequencies below a cutoff frequency defined at 3 dB by 1 / 2 ⁇ R1 C1 as well as the noise associated with these frequencies to pass.
  • the integrator 11 performs an "estimate" of the average value of the level of the signal sampled on which the noise of the signal S1 (t) is superimposed as well as the noise generated by the alignment device.
  • the capacitor C1 charges at a value Xn (t).
  • the capacitor C1 is the holding circuit 6 of the information Xn (t).
  • ⁇ V corresponds to a small voltage variation, the amplitude of which is directly linked to the amplitude of the noise, superimposed on the bearing.
  • the signal Xn (t) is amplified by an operational amplifier mounted as a non-inverting amplifier 12 of high gain A of predetermined value , shown inside a closed dashed line, corresponding to the multiplication operator 8.
  • a capacitor C mounted between the inve input and the output of the amplifier 12 stabilizes the amplifier at large gain A.
  • the signal AXn (t) coming from the feedback loop 2 is subtracted from the input signal S1 (t). After a limited number of lines, the AC component of the signal S1 (t) is deleted and the DC component is thus restored in the signal S2 (t).
  • FIG. 3 shows the mathematical model of the reduced noise feedback alignment device for implementing the method according to the invention.
  • the alignment device for implementing the method according to the invention comprises a feedback device 13, represented inside a closed dotted line, comprising a first known device 2, identical to that described above, as well as a second device 14, represented inside a closed closed line, coupled at the head of the first to reduce the noise generated by the first device 2.
  • the device 14 reduces the noise associated with frequencies lower than 15 kHz, superimposed on the level on which the average level of the continuous component of the signal S2 (t) is estimated, for a duration T2, without degrading the useful information carried by the signal S2 (t).
  • the processing carried out by the first device 2 being identical to that described above, it will therefore not be re-described.
  • the noise reduction device 14 consists of a circuit comprising two branches 15 and 16:
  • a first branch 15 takes a part of the signal S2 (t) which is applied directly to a first operand input of an addition operator 17.
  • the same signal is taken by the second branch 16 of the device 14 which is activated for a period T2 of closing of a switching element K2 controlled by the clamp pulse generator 4 which delivers the pulse 11 and a second pulse of clamp 12 fixing the duration T2.
  • the duration T2 of the pulse 12 is chosen so as to contain the duration T1 of the pulse 11.
  • the signal taken from the second branch 16 is applied to the input of a negative bypass operator 18 whose derivation function allows the appearance of the noise superimposed on the signal S2 (t) to be preserved and whose filtering function high pass extracts broadband noise superimposed on the signal S2 (t), the noise of frequencies higher than the cutoff frequency of the filter.
  • the derivative of the signal taken from S2 (t) is then applied to the second operand of the addition operator 17.
  • the output signal of the operator 17 corresponds to a video-composite signal whose noise associated with the lower frequencies at 15 kHz, superimposed on the level taken as the reference level for the estimation of the DC component, has been considerably reduced due to the subtraction of noise from frequencies higher than the cut-off frequency of the filter, extracted in the second branch 16, broadband noise of part of the signal S2 (t) sampled in the first branch 15.
  • An embodiment of the noise reduction device 14 corresponding to the mathematical model of FIG. 3 is given by way of example in FIG. 4.
  • Part of the signal S2 (t) is taken from the two branches 15 and 16 of the device 14.
  • the signal S2 (t) is taken from a second switching circuit 19 which, as for the first known device 2 described above, can be achieved, for example, by a transistor in switching regime.
  • the negative bypass operator 18 is a first order derivator 20, of type C, R represented inside a closed line in dotted lines, consisting of a capacitor C2 and a resistor R2.
  • the differentiator is a " high-pass filter allowing only the frequencies above the cut-off frequency to 3 dB imposed by 1 / 2 ⁇ R2C2 to pass, ie for example 500 Hz high cut-off frequency. As in any high-pass filter , the frequency 0 Hz, so the continuous, is suppressed.
  • the signal delivered at the output of the differentiator 20 always contains the noise superimposed on the level taken as the reference level for the estimation of the DC component but without DC component and without the noise of the frequencies below the cut-off frequency of the filter superimposed on the video-composite signal.
  • the signal is then applied to the inverting input of an operational amplifier mounted as a subtractor 21, shown inside a closed line in dotted lines, and the part of the signal S2 (t), taken from the first branch 15, of device 14, is fully applied to the non-inverting input of the same amplifier 21.
  • the addition operator 17 of the mathematical model of FIG. 3 is produced by the subtractor 21, the inverting input of which receives the signal resulting from the derivation, which in fact amounts to carrying out an "addition" of a negative signal.
  • the subtractor 21 thus makes it possible to keep the sign of the signal S2 (t) on its output.
  • the output signal delivered by the subtractor 21 is then applied to the input of a buffer stage 22 with an operational amplifier mounted as a non-inverting unit gain amplifier, represented inside a closed line in dotted lines, serving adaptation stage pedance between the output of the device 14 and the input of the first device 2.
  • the processing carried out by the device 14 does not alter the signal taken from S2 (t), neither in its content, nor in its sign.
  • the processing relates only to the noise superimposed on the video-composite signal from which the error made in the estimation of the level taken as the reference level for the restitution of the DC component of the signal comes.
  • the processing of the first device 2 remains identical to that of the known art, so it will not be redescribed.
  • the efficiency of each device constituting the feedback loop 13 is determined by the pairs (R1, CD and (R2, C2) which define the characteristics of rejection and signal to noise ratio respectively for each device. overall efficiency of the two devices, 2 and 14, is linked to an optimization of the interaction of the couples (R1, CD and (R2, C2).
  • FIG. 5 The functional diagram of a second embodiment of an alignment device according to the invention is described in FIG. 5.
  • This second embodiment uses digital circuits for the implementation of most of the functions described in the mathematical model of the alignment device according to the invention illustrated in FIG. 3.
  • the alignment device according to the invention produced in digital components is mainly intended for processing a television signal in the D2-MAC standard.
  • a D2-MAC signal is a video-composite signal made up of digital (sound) and analog (chrominance, luminance) information.
  • the sound is digitized in the form of a duo-binary signal, that is to say a digital signal taking the logical states "1", "0", "-1".
  • the reference level or level is chosen at the start of the line as the level corresponding to the passages in the logic "0" state of the duo-binary signal.
  • the two main features of these filters are their stability and their phase linearity. However, account must be taken of the quantization noise introduced by these digital components.
  • the effective signal to noise ratio sought is of the order of 67 dB for the alignment device, and the quantization noise of the device corresponds to the sum of the quantization noise powers of each filter. So that this noise does not interfere with the overall signal-to-noise ratio of the alignment device, the overall quantization signal-to-noise ratio must reach approximately 80 dB, or about ten dB greater than the signal-to-noise ratio. effective sought.
  • the quantization is linked to the number of bits necessary for the digitization of the television signal.
  • 14-bit scanning corresponds to a signal-to-noise quantization ratio of 80 dB.
  • FIG. 5 describes the digital alignment device according to the invention.
  • the signal taken from the main circuit 1 by a feedback loop 23, represented inside a continuous closed line, is converted into a digital signal by an analog-digital converter (A / D) 24 at the rate d 'a clock frequency H1, for example, 10,125 MHz for a D2-MAC signal, determined by the bandwidth of the standard.
  • a / D analog-digital converter
  • a first noise reduction device 25 represented inside a closed line in dotted lines, is placed at the head of the feedback loop 23
  • the digital signal is applied to the two input branches of the noise reduction device 25.
  • This device 25 being identical, from the point of view of its modeling and its function, in the previous embodiment, it does not will therefore be described only qualitatively.
  • the switching element K2 is this time produced by a sampler 26 controlled by the pulse 12 delivered by the clamp pulse generator 4.
  • the output of the sampler 26 is coupled to a first filter 27 with impulse response finished performing the high pass filtering function.
  • the output of the filter 27 is coupled to an inverter circuit 28, the output of which is coupled to a first operand input of a digital adder 29 directly receiving the output signal from the converter (A / D) 24 on its second input. operand.
  • the output of the adder 29 is coupled to the input of a device 30 for estimating an error signal ⁇ from a known digital alignment device, represented inside a line closed in points, and detailed in an article by J.VEILLARD published in Electronics Letters of September 26, 1991 Vol. 27 n ° 20, pages 1790-1791.
  • the principle of the device 30 for estimating the error signal ⁇ consists firstly in sampling the television signal at each zero crossing of the duo-binary signal corresponding to the digitally coded sound signal. Each zero crossing, corresponding to the transmission of information comprising a logic zero level, provides an error voltage Vi.
  • the estimate of the error signal ⁇ is then obtained by dividing the sum of the error voltages Vi by a number N of zero crossings.
  • the clamp pulse generator 4 communicates to a zero crossing detector / counter 31, via a bus 32, part of the signal S1 (t), prior to the generation of corresponding windows. to pulses 11 and 12.
  • the duration T1 of the clamp pulse M, delivered by the clamp pulse generator 4 corresponds to the duration of a logic level zero and authorizes the detection of zero crossings making it possible to activate an adder / accumulator 33 cited below.
  • the device 30 for estimating the error signal ⁇ comprises, in order, the adder / accumulator 33, the output of which is looped back on the input, allowing the error voltages Vi to be loaded and added successively each time a reference level is detected, coming from the zero crossing detector / counter 31.
  • the output of the adder / accumulator 33 is then coupled to a divider 34 by N. N corresponds to the number of zero detected from the zero crossing detector / counter 31.
  • N corresponds to the number of zero detected from the zero crossing detector / counter 31.
  • the average of the voltages Vi or, the error signal ⁇ is given by the equation:
  • the output of the divider 34 is coupled to a second filter 35 with a finite impulse response of low-pass nature and the delay provided by the filter 35 is chosen equal to the duration of a line.
  • the output of the filter 35 is coupled to a first operand input of a multiplier 36 receiving on the second operand input a constant ⁇ , between 0 and 1, the inverse of which 1 / ⁇ corresponds to the number of lines necessary for an alignment device to be effective (for example 4 to 5 lines).
  • the output of the converter 37 is coupled to a low-pass filter 38 clock frequency rejector, the output of which is coupled to the second operand input of an analog subtractor circuit 39 which may be identical for example to the subtractor 9 of the first mode of achievement.
  • the output signal of the loop 23 is subtracted from the input signal S1 (t) applied to the first operand of the subtractor 39 and the signal S2 (t) is obtained at the output of the subtractor 39.
  • the input subtractor 39 of the alignment device is a digital sub-tractor and the converters A / D, 24, and D / A , 37, as well as the rejector filter 38 are deleted.
  • FIGS. 6a and 6b give an example of a timing diagram of the clamp pulses 11 and 12.
  • the pulses 11 and I2 respectively of duration T1 and T2 and period T are synchronous and chosen in this example such that T2 ⁇ 2T1 with T1 centered on T2.
  • the present invention therefore achieves, for each line, without increasing the noise of the low frequencies (_ ⁇ 15 KHz), the subtraction of a level from which the noise of the frequencies higher than the cut-off frequency of the pass filter has been removed high, 500 Hz in the preceding example, at the noisy signal S2 (t) and allows the restitution of the continuous component of a television signal S1 (t) before the modulation function or after the channel demodulation function transmission of a television signal.
  • the invention is not limited to the two particular embodiments described above.
  • the low-pass and high-pass filters can be of any order.
  • any other feedback alignment device comprising analog or digital circuits fulfilling the same functions as those of the device according to the invention falls within the scope of the present invention.

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Abstract

Le procédé d'alignement en télévision du type consistant à aligner, successivement à chaque ligne constituant une image, un palier d'un signal de télévision S1(t) en début de la ligne courante, sur le palier de la ligne précédente pour la restitution de la composante continue du signal de télévision S1(t), consiste pendant une durée T2 déterminée à réduire le bruit superposé sur le palier du signal de télévision S1(t), pendant une durée T1 déterminée comprise dans la durée T2, à estimer le niveau du palier de la ligne courante à partir du niveau du palier de la ligne précédente et, à soustraire du signal de télévision S1(t) l'estimation du niveau de palier. Application à tous les standards actuels de télévision, en particulier aux standards HD MAC et D2 MAC.

Description

PROCEDE D'ALIGNEMENT EN TELEVISION ET DISPOSITIF POUR SA MISE EN OEUVRE
L'invention se rapporte à la transmission d'un signal de télévi- sion analogique ou numérique par voie hertzienne, par satellite ou par réseau câblé et a plus particulièrement pour objet un procédé d'aligne¬ ment en télévision à bruit réduit et un dispositif pour sa mise en oeuvre.
Il est connu qu'un dispositif d'alignement en télévision, appelé aussi clamp, permette la restitution de la composante continue d'un signal de télévision avant une modulation ou après une démodulation. Ce dispositif est utilisé dans tous les standards de télévision connus à ce jour : PAL, SECAM, NTSC, D2 MAC, HD MAC, etc.. Un signal de télé¬ vision subit divers traitements avant l'émission par un émetteur de télévi¬ sion et à la réception par un récepteur démodulateur de télévision. Lors de ces traitements la composante continue du signal de télévision est altérée. Ce qui se traduit, par exemple en réception, par une fluctuation lente du niveau d'un signal vidéo-composite sur lequel est superposé un bruit de transmission. Afin de s'affranchir de cette fluctuation, il est né¬ cessaire de stabiliser le signai vidéo-composite pour son exploitation avant une fonction de modulation ou après une fonction de démodula¬ tion.
Un dispositif d'alignement classique utilise un dispositif de contre-réaction appelé aussi boucle de contre-réaction, dont le modèle mathématique et un schéma de principe, pris comme exemple sont décrits ci-après et correspondent respectivement aux figures 1 et 2.
Le principe résumé d'un dispositif d'alignement en télévision est basé sur un prélèvement en début de chaque ligne, d'une partie du signal de télévision prise sur un palier d'amplitude constante ne conte¬ nant pas d'information vidéo, choisi comme niveau de référence d'ali- gnement, et sur un maintien de la moyenne du niveau du signal prélevé pendant la durée d'une ligne, soit 64 μs . Ce signal est ensuite soustrait au signal de télévision rentrant sur le dispositif d'alignement afin de resti¬ tuer sa composante continue. Cette moyenne est en fait une estimation du niveau moyen du palier du signal de télévision de durée limitée sur lequel est superposé un signal d'erreur. Ce signal d'erreur est lié aux bruits issus d'origines différentes dont :
- un bruit de modulation dépendant du type de modulation, du rapport porteuse à bruit, et des filtres associés au démodulateur, - un bruit très basse fréquence périodique ou sensiblement périodique provenant d'une dispersion d'énergie, d'une cassure en trame sur le signal, d'un bruit basse fréquence des oscillateurs de transposition, du résidu 50 Hz, etc..
Le dispositif d'alignement à contre-réaction répond générale- ment bien aux exigences de réjection, de dispersion d'énergie et de bruit très basse fréquence dans le cas de modulation et démodulation. Cepen¬ dant, lors du prélèvement d'une partie du signal de télévision, le disposi¬ tif génère un bruit dans le domaine des fréquences inférieures à 15 kHz. Ce domaine de fréquences correspond à la région du spectre de très grande sensibilité de l'oeil. Le bruit généré par le dispositif d'alignement se manifeste visuellement par l'apparition de traînées horizontales sur une image lorsque le signal de télévision est fortement bruité avant modulation ou démodulation.
Un dispositif connu développé dans la demande de brevet européen n° 0 281 175 comporte en tête de la boucle de contre-réaction un filtre passe-bas qui filtre les hautes fréquences et le bruit associé à ces fréquences. Le filtre est activé en début de ligne après l'impulsion de synchronisation ligne.
Bien que le dispositif réduise le bruit de transmission superposé au signal de télévision, il ne permet cependant pas de réduire le bruit généré par fa boucle elle-même lors de l'estimation du palier.
A titre d'exemple, les caractéristiques de réjection 25 Hz et 50 Hz ainsi que le rapport signal à bruit efficace dans une bande de fré¬ quences de 0 à 10 kHz d'un dispositif d'alignement à contre-réaction classique sont :
Réjection 50 Hz > 30 dB Réjection 25 Hz > 46 dB S/B efficace (0-10 kHz) < 50 à 60 dB Les fréquences particulières 50 Hz et 25 Hz correspondent respectivement à la fréquence de synchronisation trame et à la fréquence du signal triangulaire de dispersion d'énergie en transmission par satel¬ lite. Le rapport signal à bruit efficace d'un dispositif d'alignement est donné dans le domaine de fréquence (0 à 10 kHz) de forte sensibilité de l'oeil.
Après expérimentation, le seuil de perception visuelle du bruit du dispositif d'alignement est évalué à 65 dB de rapport signal à bruit ef¬ ficace. La caractéristique donnée précédemment du rapport signal à bruit efficace situé entre 50 dB et 60 dB n'est, dans ce cas, pas suffisante pour que l'oeil ne soit plus sensible au bruit généré par le dispositif d'ali¬ gnement.
Ce seuil devient d'autant plus critique dans le cas de la récep¬ tion des standards D2 MAC et HD MAC qui possèdent une qualité d'image améliorée par rapport aux standards PAL, SECAM et NTSC, etc..
En effet, la définition de l'image dans les standards D2 MAC et HD MAC étant supérieure aux autres standards il est devenu nécessaire d'obtenir un rapport signal à bruit efficace le plus proche de la limite de la sensibilité de l'oeil pour que celui-ci ne puisse pas détecter d'anomalie sur une image de télévision soit d'après le seuil de perception visuelle du bruit : S/B efficace > 65 dB
Afin de tenir la caractéristique de 65 dB, une solution connue consiste à modifier la constante de temps R1 C1 du filtre passe-bas inté- grateur d'un dispositif d'alignement à contre-réaction connu décrit par la figure 2. Cependant, en améliorant le rapport signal à bruit efficace, ce sont les signaux d'erreurs très basse fréquence qui sont moins réjectés, ce qui provoque une diminution des caractéristiques de réjection 50 Hz et 25 Hz se traduisant par un scintillement de l'image de télévision. Le compromis entre le bruit et les résidus très basse fréquence nécessite une adaptation, donc un réglage délicat au cas par cas, de la constante de temps du dispositif d'alignement.
Afin de pallier les inconvénients des solutions antérieures, l'in¬ vention a pour objet un procédé d'alignement à bruit réduit permettant, en présence de tout bruit de transmission, de ramener sous le seuil de perception visuelle le bruit des fréquences inférieures à 15 kHz généré par le dispositif, susceptible de dégrader la qualité des images de télévi¬ sion, tout en garantissant une réjection des fréquences 50 Hz et 25 Hz supérieures à 30 dB.
Selon l'invention, un procédé d'alignement en télévision utilisant une boucle de contre-réaction du type consistant à aligner successivement à chaque ligne constituant une image, un palier en début de la ligne courante d'un signal de télévision sur lequel est superposé un bruit de transmission, sur le palier de la ligne précédente pour la restitution de la composante continue du signal de télévision SKt),
- caractérisé en ce qu'il consiste, pendant une durée T2 déterminée, pour réduire le bruit basse fréquence généré dans la boucle superposé sur le palier du signal de télévision S1 (t), à répartir le signal de télévision prélevé dans deux branches d'un dispositif de réduction de bruit à l'entrée de la boucle, dans la première branche, à conserver intégralement le signal de télévision prélevé, dans la deuxième branche, à filtrer pendant la durée T2 le signal de télévision prélevé ne laissant passer que des fréquences supérieures à une fréquence déterminée et le bruit associé à ces fréquences, à soustraire au signal intégralement restitué par la première branche le signal issu de la deuxième branche, pendant une durée Tl déterminée comprise dans la durée T2, à estimer le niveau du palier de la ligne courante à partir du niveau du palier de la ligne précédente et, à soustraire du signal de télévision S1 (t) l'estimation du niveau du palier.
L'invention concerne également un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention.
D'autres particularités et avantages de l'invention apparaîtront clairement dans la description suivante donnée à titre d'exemple non lîmi- tatif et faite en regard des figures annexées qui représentent :
- Les figures 1 et 2, les figures précitées respectives au modèle mathématique et à un exemple de mode réalisation d'un dispositif d'ali¬ gnement selon l'art connu, - La figure 3, le modèle mathématique du dispositif d'aligne¬ ment pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention,
- La figure 4, un mode de réalisation d'un dispositif d'aligne¬ ment pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, - La figure 5, un deuxième mode de réalisation d'un dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, et
- Les figures 6a et 6b, les chronogrammes correspondant res¬ pectivement aux impulsions de clamp 11 et 12.
Dans les figures décrites ci-après, les mêmes éléments seront référencés par les mêmes repères.
Le principe connu d'un dispositif d'alignement à contre-réac¬ tion est illustré par le modèle mathématique de la figure 1 :
Le modèle d'un dispositif d'alignement comporte un circuit principal 1 , un dispositif de contre-réaction 2, ou boucle de contre-réac- tion représentée à l'intérieur d'une ligne continue, qui réinjecte en entrée du circuit principal 1 , une partie du signal de sortie du circuit 1.
Un signal S1 (t) de télévision est injecté sur le circuit principal 1 sur une première entrée d'opérande d'un opérateur de soustraction 3. Le signal S1 (t) est composé d'un signal vidéo-composite sur lequel est su- perposé un bruit issu de précédents traitements. Lors de ces traitements, la composante continue du signal ST(t) a été altérée. Le signal S1 (t) fluc¬ tue lentement synchronisé sur du 25 Hz ou du 50 Hz. Le signal AXn(t) défini ultérieurement, issu de la sortie de la boucle de contre-réaction 2 est injecté sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de soustrac- tion 3.
A la sortie de l'opérateur de soustraction 3, on obtient un signal aligné ou signal clampé S2(t).
Le signal S2(t) est alors composé du signal vidéo-composite du signal SI (t) duquel on a supprimé la composante alternative 25 Hz ou 50 Hz et au bout de quelques lignes, la composante continue du signal de télévision S1 (t) est restituée intégralement.
La boucle de contre-réaction 2 prélève une partie du signal S2(t) du circuit principal 1 . Elle est activée pendant la fermeture d'un élément de commutation K1 commandé par un générateur d'impulsions de clamp 4 délivrant une impulsion de clamp 11 synchronisé à un signal d'horloge HL issu d'une horloge de synchronisation ligne non représen¬ tée. L'impulsion de clamp 11 de durée T1 , issue du générateur de clamp 4, est synchronisée sur un palier pris comme niveau de référence, c'est- à-dire, un niveau du signal vidéo-composite d'amplitude constante en fonction du temps situé en début de ligne.
Le palier peut être choisi, par exemple, comme le niveau de suppression, le niveau de noir, etc ... Pour les standards D2 MAC et HD MAC le palier peut être choisi sur un niveau de gris, par exemple le niveau de gris intermédiaire entre le niveau de noir et le niveau de blanc (50 % noir, 50 % blanc). Il peut être également choisi comme le niveau de passage à l'état logique zéro du signal duo-binaire correspondant au codage numérique du son en début de ligne, ou d'un signal de télévision purement numérique. Pendant la durée T1 , correspondant à la durée de prélèvement du signal S2(t), le signal prélevé est appliqué à l'entrée d'un opérateur d'intégration 5 dont la principale fonction est de calculer la valeur moyenne du signai prélevé pendant la durée Tl . La valeur moyenne issue de l'intégration est maintenue (ou mémorisée) pendant la durée d'une ligne.
Un circuit de maintien 6 est symbolisé par le retard T = 64 μs correspondant à la durée d'une ligne.
La valeur du niveau moyen du palier correspondant à la ligne courante est appliquée sur une première entrée d'opérande d'un opéra- teur d'addition 7, et la valeur Xn-1 (t) correspondant à la valeur de la ligne précédente est appliqué sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur d'addition 7.
Le signal Xn(t) obtenu à partir du signal Xn-1 (t), en sortie de l'opérateur d'addition 7, correspond à un signal continu sur lequel est superposé un bruit généré pendant le prélèvement de durée Tl . Le signal Xn(t) est ensuite appliqué sur une première entrée d'opérande d'un opé¬ rateur de multiplication 8 et une grandeur A, correspondant à la valeur d'amplification de la boucle de contre-réaction 2 est appliquée sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de multiplication 8. Le signal de sortie AXn(t) est ensuite appliqué sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur de soustraction 3 à l'entrée du circuit principal 1.
Un mode de réalisation correspondant au modèle mathéma¬ tique de figure la 1 est donné, à titre d'exemple, par le schéma de la figure 2 :
La description de ce schéma permet de préciser le principe de fonctionnement d'un dispositif d'alignement à contre-réaction en s'ap- puyant pour cette description sur les fonctions particulières des opéra¬ teurs réalisés à l'aide de circuits électroniques analogiques classiques. L'opérateur de soustraction 3 est réalisé par un amplificateur opérationnel monté en circuit soustracteur 9, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés. Le signal AXn(t), appliqué sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel, est soustrait au signal S1 (t) appliqué sur l'entrée non inverseuse du même amplificateur. Une partie du signal S2(t) est prélevée dans la boucle de contre-réaction 2 pendant la durée imposée par la durée T1 de l'impul¬ sion de clamp 11. Cette fonction est réalisée par un circuit de commuta¬ tion 10, réalisé par exemple par un transistor en régime de commutation, avec comme périodicité la durée d'une ligne soit par exemple T = 64 μs. L'opérateur d'intégration 5 est un intégrateur 1 1 du premier ordre de type R, C constitué d'une résistance R1 et d'un condensateur C1 . L'inté¬ grateur 1 1 est un filtre passe-bas ne laissant passer que les fréquences inférieures à une fréquence de coupure définie à 3 dB par 1/2πR1 C1 ainsi que le bruit associé à ces fréquences. L'intégrateur 1 1 effectue une "estimation" de la valeur moyenne du palier du signal prélevé sur lequel est superposé le bruit du signal S1 (t) ainsi que le bruit généré par le dis¬ positif d'alignement. Pendant la durée T1 , le condensateur C1 se charge à une valeur Xn(t).
Du fait de la haute impédance d'entrée d'un amplificateur opé- rationnel 12 décrit ci-après et de la constante de temps donné par le produit R1 C1 , le potentiel aux bornes du condensateur C1 est maintenu pendant toute la durée d'une ligne égale à T jusqu'à la nouvelle ferme¬ ture de K1 . Le condensateur C1 est le circuit de maintien 6 de l'informa¬ tion Xn(t). Quand une nouvelle valeur Xn(t), correspondant à une nouvelle ligne, est appliquée au condensateur C1 , celui-ci, chargé à la valeur pré¬ cédente Xn-1 (t,) se charge ou se décharge suivant que Xn(t) est supé¬ rieur ou inférieur à Xn-1 (t) : - pour un Xn(t) supérieur à Xn-1 (t), le condensateur se charge et Xn(t) = Xn-1 (t) + ΔV
- pour un Xn(t) inférieur à Xn-1 (t), le condensateur se décharge et Xn(t) = Xn-1 (t) - ΔV
ΔV correspond à une petite variation de tension dont l'ampli- tude est directement liée à l'amplitude du bruit, superposé sur le palier.
La variation du signal S1 (t) est ainsi suivie et pratiquement restituée par la boucle 2.
Pour ramener le niveau du signal Xn(t) à un niveau compatible avec le signal S1 (t), le signal Xn(t) est amplifié par un amplificateur opé- rationnel monté en amplificateur non-inverseur 12 de fort gain A de valeur prédéterminée, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, correspondant à l'opérateur de multiplication 8. Un condensa¬ teur C monté entre l'entrée inve seuse et la sortie de l'amplificateur 12 permet de stabiliser l'amplificateur à grand gain A. Le signal AXn(t) issu de la boucle de contre-réaction 2, est soustrait au signal d'entrée S1 (t). Au bout d'un nombre limité de lignes, la composante alternative du signal S1 (t) est supprimée et la composante continue est ainsi restituée dans le signal S2(t).
La figure 3 montre le modèle mathématique du dispositif d'ali- gnement à contre-réaction à bruit réduit pour la mise en oeuvre du pro¬ cédé selon l'invention.
Le dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention comporte un dispositif de contre-réaction 13, représen¬ tée à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, comportant un premier dispositif 2 connu, identique à celui décrit précédemment, ainsi qu'un deuxième dispositif 14, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée conti¬ nue, couplé en tête du premier pour réduire le bruit généré par le pre¬ mier dispositif 2. Le dispositif 14 réduit le bruit associé aux fréquences infé¬ rieures à 15 kHz, superposé au palier sur lequel est estimé le niveau moyen de la composante continue du signal S2(t), pendant une durée T2, sans dégrader les informations utiles portées par le signal S2(t). Le traitement effectué par le premier dispositif 2 étant identique à celui dé¬ crit précédemment, il ne sera donc pas redécrit.
Le dispositif de réduction de bruit 14 est constitué d'un circuit comportant deux branches 15 et 16 :
- une première branche 15 prélève une partie du signal S2(t) qui est appliquée directement sur une première entrée d'opérande d'un opérateur d'addition 17.
- le même signal est prélevé par la deuxième branche 16 du dispositif 14 qui est activée pendant une durée T2 de fermeture d'un élément de commutation K2 commandé par le générateur d'impulsions de clamp 4 qui délivre l'impulsion 11 et une deuxième impulsion de clamp 12 fixant la durée T2. Pour que le dispositif 13 puisse opérer efficacement, la durée T2 de l'impulsion 12 est choisie de façon à contenir la durée T1 de l'impulsion 11.
Le signal prélevé dans la deuxième branche 16 est appliqué à l'entrée d'un opérateur de dérivation négative 18 dont la fonction de dé¬ rivation permet de conserver l'allure du bruit superposé au signal S2(t) et dont la fonction de filtrage passe-haut permet d'extraire du bruit large bande superposé au signal S2(t), le bruit des fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre. La dérivée du signal prélevé de S2(t), est ensuite appliquée sur la deuxième opérande de l'opérateur d'addition 17. Le signal de sortie de l'opérateur 17 correspond à un signal vidéo-composite dont le bruit associé aux fréquences inférieures à 15 kHz, superposé au palier pris comme niveau de référence pour l'esti¬ mation de la composante continue, a été considérablement réduit du fait de la soustraction du bruit des fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre, extrait dans la deuxième branche 16, du bruit large bande d'une partie du signal S2(t) prélevé dans la première branche 15. Un mode de réalisation du dispositif 14 de réduction de bruit correspondant au modèle mathématique de la figure 3, est donné à titre d'exemple par la figure 4.
Une partie du signal S2(t) est prélevée dans les deux branches 15 et 16 du dispositif 14. Dans la deuxième branche 16, le signal S2(t) est prélevé par un deuxième circuit 19 de commutation qui, comme pour le premier dispositif connu 2 décrit précédemment, peut être réalisé, par exemple, par un transistor en régime de commutation. L'opérateur de dérivation négative 18 est un dérivateur du premier ordre 20, de type C,R représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, constitué d'un condensateur C2 et d'une résistance R2. Le dérivateur est un" filtre passe-haut ne laissant passer que les fréquences supérieures à la fré¬ quence de coupure à 3 dB imposée par 1/2πR2C2, soit par exemple 500 Hz de fréquence de coupure haute. Comme dans tout filtre passe- haut, la fréquence 0 Hz, donc le continu, est supprimée.
Le signal délivré en sortie du dérivateur 20 contient toujours le bruit superposé au palier pris comme niveau de référence pour l'estima¬ tion de la composante continue mais sans composante continue et sans le bruit des fréquences inférieures à la fréquence de coupure du filtre superposé au signal vidéo-composite.
Le signal est ensuite appliqué sur l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel monté en soustracteur 21 , représenté à l'inté¬ rieur d'une ligne fermée en pointillés, et la partie du signal S2(t), prélevée dans la première branche 15, du dispositif 14, est intégralement appli- quée sur l'entrée non inverseuse du même amplificateur 21.
L'opérateur d'addition 17 du modèle mathématique de la figure 3 est réalisé par le soustracteur 21 dont l'entrée inverseuse reçoit le signal résultant de la dérivation ce qui revient en fait à effectuer une "addition" d'un signal négatif. Le soustracteur 21 permet ainsi de conserver le signe du signal S2(t) sur sa sortie.
Le signal de sortie délivré par le soustracteur 21 est ensuite appliqué sur l'entrée d'un étage tampon 22 à amplificateur opérationnel monté en amplificateur non inverseur de gain unitaire, représenté à l'inté¬ rieur d'une ligne fermée en pointillés, servant d'étage d'adaptation d'im- pédance entre la sortie du dispositif 14 et l'entrée du premier disposi¬ tif 2.
Ainsi le traitement effectué par le dispositif 14 n'altère pas le signal prélevé de S2(t), ni dans son contenu, ni dans son signe. Le trai- tement se porte uniquement sur le bruit superposé au signal vidéo-com¬ posite d'où est issue l'erreur faite dans l'estimation du palier pris comme niveau de référence pour la restitution de la composante continue du signal.
Le traitement du premier dispositif 2 restant identique à celui de l'art connu, il ne sera donc pas redécrit.
L'efficacité de chaque dispositif constituant la boucle de contre-réaction 13 est déterminée par les couples (R1 , CD et (R2, C2) qui définissent les caractéristiques de réjection et de rapport signal à bruit respectivement pour chaque dispositif. De même l'efficacité globale des deux dispositifs, 2 et 14, est liée à une optimisation de l'interaction des couples (R1 , CD et (R2, C2).
Le schéma fonctionnel d'un deuxième mode de réalisation d'un dispositif d'alignement selon l'invention est décrit à la figure 5.
Ce deuxième mode de réalisation utilise des circuits numé- riques pour la mise en oeuvre de la plupart des fonctions décrites dans le modèle mathématique du dispositif d'alignement selon l'invention illustré par la figure 3.
Le dispositif d'alignement selon l'invention réalisé en compo¬ sants numériques est principalement destiné au traitement d'un signal de télévision dans le standard D2-MAC.
Un signal D2-MAC est un signal vidéo-composite constitué d'informations numériques (son) et analogique (chrominance, luminance). Le son est numérisé sous forme d'un signal duo-binaire, c'est-à-dire d'un signal numérique prenant les états logiques "1 ", "0", "-1 ". Pour un tel signal de télévision, le niveau de référence (ou palier) est choisi en début de ligne comme le niveau correspondant aux passages à l'état logique "0" du signal duo-binaire. Le dispositif numérique selon l'invention comporte des filtres à réponse impulsionnelle finie (F.I.R. = Finite - Impulse - Response) pour la réalisation des filtrages passe-bas et passe-haut.
La nature, passe-bas ou passe-haut, du filtre est déterminée par les coefficients a; de l'équation du filtre donnée par la formule sui¬ vante :
Y( n) = χ aiX( n-i) i=1
Les deux principales particularités de ces filtres sont leur stabi¬ lité et leur linéarité de phase. Par contre, il faut tenir compte du bruit de quantification introduit par ces composants numériques. Le rapport signal à bruit efficace recherché est de l'ordre de 67 dB pour le dispositif d'ali¬ gnement, et le bruit de quantification du dispositif correspond à la somme des puissances de bruit de quantification de chaque filtre. Pour que ce bruit n'intervienne pas sur le rapport signal à bruit global du dis¬ positif d'alignement, il faut que le rapport signal à bruit de quantification global atteigne environ 80 dB, soit une dizaine de dB supérieure au rapport signal à bruit efficace recherché. La quantification est liée au nombre de bits nécessaires à la numérisation du signal de télévision.
Par exemple, une numérisation sur 14 bits correspond à un rapport signal à bruit de quantification de 80 dB.
La figure 5 décrit le dispositif numérique d'alignement selon l'invention. Le signal prélevé du circuit principal 1 par une boucle de contre-réaction 23, représentée à l'intérieur d'une ligne fermée continue, est converti en signal numérique par un convertisseur analogique-numé¬ rique (A/D) 24 au rythme d'une fréquence d'horloge H1 , par exemple, 10,125 MHz pour un signal D2-MAC, déterminée par la bande passante du standard.
Comme pour le premier mode de réalisation, un premier dispo¬ sitif de réduction de bruit 25 représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointillés, est placé en tête de la boucle de contre-réaction 23 Le signal numérique est appliqué sur les deux branches d'en¬ trée du dispositif de réduction de bruit 25. Ce dispositif 25 étant iden¬ tique, du point de vue de sa modélisation et de sa fonction, au mode de réalisation précédent, il ne sera donc décrit que qualitativement. L'élément de commutation K2 est cette fois réalisé par un échantillonneur 26 commandé par l'impulsion 12 délivrée par le généra¬ teur d'impulsion de clamp 4. La sortie de l'échantillonneur 26 est couplée à un premier filtre 27 à réponse impulsionnelle finie réalisant la fonction de filtrage passe-haut. La sortie du filtre 27 est couplée à un circuit inverseur 28 dont la sortie est couplée à une première entrée d'opérande d'un additionneur numérique 29 recevant directement le signal de sortie du convertisseur (A/D) 24 sur sa deuxième entrée d'opérande.
La sortie de l'additionneur 29 est couplée à l'entrée d'un dis¬ positif 30 d'estimation d'un signal d'erreur ε d'un dispositif numérique d'alignement connu, représenté à l'intérieur d'une ligne fermée en pointil¬ lés, et détaillé dans un article de J.VEILLARD paru dans Electronics Let- ters du 26 Septembre 1991 Vol.27 n°20, pages 1790-1791 .
Le principe du dispositif d'estimation 30 du signal d'erreur ε consiste premièrement à échantillonner le signal de télévision à chaque passage à zéro du signal duo-binaire correspondant au signal son codé numériquement. Chaque passage à zéro, correspondant à la transmission d'une information comportant un niveau logique zéro, fournit une tension d'erreur Vi.
L'estimation du signal d'erreur ε est ensuite obtenue en divi- sant la somme des tensions d'erreur Vi par un nombre N de passages à zéro. Le générateur 4 d'impulsions de clamp communique à un détec¬ teur/compteur de passage à zéro 31 , par l'intermédiaire d'un bus 32, une partie du signal S1 (t), antérieurement à la génération de fenêtres corres¬ pondant aux impulsions 11 et 12. La durée T1 de l'impulsion de clamp M , délivrée par le générateur d'impulsion de clamp 4, correspond à la durée d'un niveau logique zéro et autorise la détection des passages à zéro permettant d'activer un additionneur/accumulateur 33 cité ci-après.
Le dispositif 30 d'estimation du signal d'erreur ε comporte dans l'ordre, l'additionneur/accumulateur 33, dont la sortie est rebouclée su l'entrée, permettant de charger et d'additionner les tensions d'erreur Vi successivement à chaque détection d'un niveau de référence, issue du détecteur/compteur de passage à zéro 31. La sortie de l'addition- neur/accumulateur 33 est ensuite couplée à un diviseur 34 par N. N correspond au nombre de zéro détectés issu du détecteur/compteur de passages à zéro 31. En sortie du diviseur 34 la moyenne des tensions Vi soit, le signal d'erreur ε, est donnée par l'équation :
ε ≈ -I T Vi . N £, La sortie du diviseur 34 est couplée à un deuxième filtre 35 à réponse impulsionnelle finie de nature passe-bas et le retard apporté par le filtre 35 est choisi égal à la durée d'une ligne.
La sortie du filtre 35 est couplée à une première entrée d'opé¬ rande d'un multiplicateur 36 recevant sur la deuxième entrée d'opérande une constante α, comprise entre 0 et 1 , dont l'inverse 1/α correspond au nombre de lignes nécessaire pour qu'un dispositif d'alignement soit effi¬ cace (par exemple 4 à 5 lignes). La sortie du multiplicateur 36 et donc la sortie du dispositif d'estimation 30 de la tension d'erreur ε est couplée sur l'entrée d'un convertisseur D/A, 37, synchronisé sur la fréquence d'horloge de synchronisation ligne HL, par exemple, fHi. = 15625 Hz.
La sortie du convertisseur 37 est couplée à un filtre passe-bas 38 réjecteur de fréquence d'horloge dont la sortie est couplée à la deuxième entrée d'opérande d'un circuit soustracteur analogique 39 pouvant être identique par exemple au soustracteur 9 du premier mode de réalisation. Le signal de sortie de la boucle 23 est soustrait au signal d'entrée S1 (t) appliqué sur la première opérande du soustracteur 39 et le signal S2(t) est obtenu en sortie du soustracteur 39.
Dans le cas d'un signal S1 (t) purement numérique le soustrac¬ teur 39 d'entrée du dispositif d'alignement selon l'invention, est un sous- tracteur numérique et les convertisseurs A/D, 24, et D/A, 37, ainsi que le filtre réjecteur 38 sont supprimés.
Les figures 6a et 6b donnent un exemple de chronogramme des impulsions de clamp 11 et 12. Les impulsions 11 et I2 respectivement de durée T1 et T2 et de période T sont synchrones et choisies dans cet exemple tel que T2 ≥ 2T1 avec T1 centré sur T2.
Dans le cas particulier d'un signal de télévision D2 MAC ou HD MAC la durée T1 est de 500 ns d'où celle de T2 = 1 μs. La présente invention réalise donc, pour chaque ligne, sans accroissement du bruit des basses fréquences (_< 15 KHz), la soustrac¬ tion d'un palier dont on a ôté le bruit des fréquences supérieures à la fréquence de coupure du filtre passe-haut, 500 Hz dans l'exemple précé¬ dent, au signal S2(t) bruité et permet la restitution de la composante continue d'un signal de télévision S1 (t) avant la fonction de modulation ou après la fonction de démodulation des voies de transmission d'un signal de télévision.
Les caractéristiques obtenues avec un dispositif d'alignement selon l'invention sont les suivantes : Réjection 50 Hz = 31 dB
Réjection 25 Hz = 47 dB
S/B eff clamp (0-10 kHz) > 67 dB
L'invention n'est pas limitée aux deux modes particuliers de réalisation décrits précédemment. Les filtres passe-bas et passe-haut peuvent être d'ordre quel¬ conque. D'autre part, tout autre dispositif d'alignement à contre-réaction comportant des circuits analogiques ou numériques remplissant les mêmes fonctions que celles du dispositif selon l'invention, rentre dans le cadre de la présente invention.

Claims

R E V E N D I C A T I O N S
1. Procédé d'alignement en télévision utilisant une boucle de contre-réaction (13) du type consistant à aligner successivement à chaque ligne constituant une image, un palier en début de la ligne courante d'un signal de télévision sur lequel est superposé un bruit de transmission, sur le palier de la ligne précédente pour la restitution de la composante continue du signal de télévision S1 (t), caractérisé en ce qu'il consiste, pendant une durée T2 déterminée, pour réduire le bruit basse fréquence généré dans la boucle (13) superposé sur le palier du signal de télévision S1 (t), à répartir le signal de télévision prélevé dans deux branches (15) et (16) d'un dispositif de réduction de bruit à l'entrée de la boucle (13), dans la première branche" (15), à conserver intégralement le signal de télévision prélevé, dans la deuxième branche (16), à filtrer pendant la durée T2 le signal de télévision prélevé ne laissant passer que des fréquences supérieures à une fréquence déterminée et le bruit associé à ces fréquences, à soustraire au signal intégralement restitué par la première branche (15) le signal issu de la deuxième branche (16), pendant une durée T1 déterminée comprise dans la durée T2, à estimer le niveau du palier de la ligne courante à partir du niveau du palier de la ligne précédente et, à soustraire du signal de télévision S1 (t) l'estimation du niveau du palier.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'il consiste, pour estimer le niveau du palier du signal de télévision S1 (t) : - à intégrer, pendant la durée T1 , le niveau du palier de la ligne courante,
- à mémoriser, le résultat de l'intégration du niveau du palier correspondant à la ligne courante pendant toute la durée d'une ligne, et
- à ajouter, successivement, le niveau du palier de la ligne pré- cédente et de la ligne courante.
3. Dispositif d'alignement pour la mise en oeuvre du procédé d'alignement selon l'une quelconque des revendications 1 et 2 du type comportant un circuit principal (1 ) et une boucle de contre-réaction (13 ; 23), caractérisé en ce qu'il comporte, en tête de . la boucle de contre- réaction (13 ; 23), un dispositif (14 ; 25) de réduction du bruit généré par le dispositif d'alignement, couplé en sortie à un dispositif (2 ; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision S1 (t) , la sortie du dispositif (2 ; 30) d'estimation est couplée sur une première entrée d'opérande d'un soustracteur (3 ; 9 ; 39) recevant le signal de télévision S1 (t) sur une deuxième entrée d'opérande et délivrant en sortie du sous¬ tracteur (3 ; 9 ; 39) le signal S1 (t) aligné.
4. Dispositif d'alignement selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif (14 ; 25) de réduction de bruit comporte deux branches (15) et (16), dont la première (15) est couplée directement sur une première entrée d'opérande d'un opérateur (17 ; 21 ; 29) et dont la deuxième branche (16) comporte, dans l'ordre, un moyen (19 ; 26) d'au¬ torisation de transmission d'une partie du palier de la ligne courante, couplé à un moyen (20 ; 27) de filtrage du palier, la sortie du moyen (20 ; 27) de filtrage est couplée sur la deuxième entrée d'opérande de l'opérateur (17 ; 21 ; 29) et la sortie de l'opérateur (17 ; 21 ; 29) est couplée à l'entrée du dispositif (2 ; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision S1 (t).
5. Dispositif d'alignement selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif (2 ; 30) d'estimation du niveau du palier du signal de télévision S1 () comporte un moyen (10 ; 31 ) d'autorisation de trans¬ mission du niveau du palier de la ligne courante couplés à des moyens d'intégration (1 1 ; 33, 34) de filtrage et de maintien (1 1 ; 35) du niveau du palier de la ligne courante, la sortie de ces moyens étant couplée à un moyen d'amplification (12 ; 36).
6. Dispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que dans le dispositif de réduction de bruit (14) :
- l'opérateur (21 ) comporte un amplificateur opérationnel ana¬ logique monté en soustracteur dont l'entrée inverseuse reçoit le signal issu de la deuxième branche (16) du dispositif de réduction de bruit (14),
- le moyen (19) d'autorisation de transmission comporte un circuit de commutation analogique commandé par l'impulsion 12,
- le moyen (20) de filtrage comporte un filtre passe-haut et dérivateur d'ordre quelconque de type R,C.
7. Dispositif d'alignement selon la revendication 5, caractérisé en ce que dans le dispositif d'estimation (2) :
- le moyen (10) d'autorisation de transmission du niveau de palier de la ligne courante comporte un circuit de commutation analo- gique commandé par l'impulsion de champ II,
- les moyens (11 ) d'intégration et de filtrage comportent un filtre passe-haut et intégrateur d'ordre quelconque de type C,R,
- le moyen (11 ) de maintien du niveau du palier de la ligne cou¬ rante comporte le condensateur C1 , et - le moyen (12) d'amplification comporte un amplificateur opé-
* rationnel analogique monté en amplificateur non inverseur de gain de boucle A.
8. Dispositif d'alignement selon la revendication 4, caractérisé en ce que dans le dispositif de réduction de bruit (25) : - l'opérateur (29) comporte un additionneur numérique,
- le moyen (26) d'autorisation de transmission comporte un circuit échantillonneur commandé par l'impulsion 12, et
- le moyen (27) de filtrage comporte un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie d'ordre quelconque dont les coefficients sont déterminés pour donner une structure passe-haut au filtre, couplé en sortie à un circuit inverseur (28) numérique.
9. Dispositif d'alignement selon la revendication 5, caractérisé en ce que dans le dispositif d'estimation (30) :
- le moyen (31 ) d'autorisation de transmission du niveau du palier de la ligne courante comporte un circuit numérique détecteur et compteur de passages à zéro commandé par un bus (32),
- le moyen d'intégration (33, 34) comporte un circuit numé¬ rique additionneur et accumulateur (33) couplé à un circuit numérique (34) diviseur par N, N correspondant au nombre de passages à zéro détectés par le circuit détecteur et compteur de passages à zéro (31 ),
- le moyen de filtrage et de maintien (35) comporte un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie d'ordre quelconque dont les coefficients sont déterminés pour donner une structure passe-bas au filtre, et dont le temps de transfert est égal à la durée d'une ligne, et - le moyen d'amplification (36) comporte un circuit numérique multiplicateur par une constante déterminée α.
10. Dispositif d'alignement selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit soustracteur (39) comporte l'amplificateur opération- nel analogique monté en soustracteur (9) recevant le signal de télévision S1 (t) sur l'entrée non-inverseuse et la sortie de la boucle de contre-réac¬ tion (23) sur l'entrée inverseuse, et délivrant en sortie le signal de télévi¬ sion S1 (t) aligné, et en ce qu'un convertisseur (24) analogique/numérique est couplé à l'entrée du dispositif de réduction de bruit (25), et en ce que l'entrée d'un convertisseur numérique/analogique (37) est couplée à la sortie du dispositif d'estimation (30), la sortie du convertisseur (37) est couplée sur l'entrée d'un filtre (38), réjecteur de la fréquence d'horloge H|_ synchronisant le convertisseur (37), dont la sortie est couplée à l'en¬ trée inverseuse du soustracteur (9).
1 1. Dispositif d'alignement selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit soustracteur (39) est un c.rcuit soustracteur numé¬ rique.
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