WO1995010924A1

WO1995010924A1 - Multistation transmitting method and receiver therefor

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Publication number: WO1995010924A1
Application number: PCT/JP1994/001692
Authority: WO
Inventors: Hiroshi Suzuki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; NTT Inc
Priority date: 1993-10-12
Filing date: 1994-10-11
Publication date: 1995-04-20
Anticipated expiration: 1996-04-12
Also published as: EP0674455A4; EP0674455B1; DE69432013T2; US6483866B1; EP0674455A1; DE69432013D1

Description

明細書複局伝送方法及びその受信装置技術分野

この発明は、移動通信システム及び放送システムに利用され、ゾーン境界付近での信号の連繞性を保持するために行われている、複数局から同一信号を送信する複局伝送方法及びその受信装置に閬する。

無線通信、とりわけ移動通信においては、限られた周波数帯域で多くの伝送路を実現する必要があり、周波数の場所的繰り返し利用が重要な技術である。たとえば、移動通信ではセルラ方式が利用されてきた。セルラ方式では、サービスェリアが複数のセル、すなわちゾーンに分割され、各セルに異なる周波数を割り当てることによって、セル間の干渉が防止されている力相互に影響しない程度に十分離れたセルには既に割り当てた周波数を再び割り当て、周波数の場所的繰り返し利用が計られている。このようなセルラ方式においては、セル、すなわちゾ一ンの間を移動しても連続的に通話が行なえるように、ゾーン切替に伴うチヤネル切替が必要である。

従来のゾーン切替方式の原理を図 1に示す。基地局 BS1 , BS2 の各受持ちゾーン Z l , Z 2が隣接していて、移動機 Mがゾーン Z 1 , Z 2の境界を基地局 BS1 から BS2 へ移動しているとする。基地局 BS1 , BS2 から移動機へ送るべき下り信号は交換局 1 3から切替が行なわれる 2つの基地局 BS1 と BS2 に伝送される。移動機 Mへの下り無線回線は、はじめは基地局 BS1 を介して第 1チャネル CH1 により設定されている。移動機 Mの移動に伴って第 1チャネル CH1 の電界強度が低下すると、下り無線回線として基地局 BS2 を介して第 2チャネル CH2 が設定され、それと同時に第 1チャネル CH1 は切断される。通常 F D M A (周波数分割多元接続）または T D M A (時分割多元接続）によりアクセスチャネルが設定されているので、同一チャネルを隣接するゾーンで使用することはできない。したがって、 2つのチャネル CH1 とじのキャリア（搬送波）周波数は異なっている。そのため、切替は連続的に行なうことができず、切替時に瞬断が起きていた。音声通話においては、この瞬断は、通話品質に大きな影響を与えない程度に十分短いものにできるが、画像やデータ通信などのマルチメディア伝送では、ディジタル信号が高速に伝送されていることが多いので、前記瞬断が品質低下に与える影響が大きくなるという欠点があった。

一方、 C D M A (符号分割多元接続）によるゾーン切替ではスクランブルコード（符号）によるチャネル設定が^¹なわれ、隣接ゾーンにおいても同一キャリア周波数が利用されている。そこで隣接ゾーンでスクランブルコードを変えて複局伝送を行えば、容易に 2つの基地局からの信号を受信でき、瞬断のない受信が可能になる。しかし、この方法は C D M A固有の方法であり、 F D M A , T D M A では利用できないという欠点があった。また、スクランブルコードで決まるチヤネルを区別するため、スクランブルコードを変える必要があった。スクランブルコードを変えずに、 2つの基地局の逆拡散を行うための相関検出器による検出パルスが重ならないようにスクランブルコードのタイミングをシフトさせる方法があるが、基地局の間の送信タィミングを精度よく合わせておく必要があった。一方、移動通信システムにおける下り制御信号などにおいては、広域に移動機を呼び出す必要がある。広域のエリアを低送信出力でカバーするためには、そのエリアを複数のゾーンに分割して、各ゾーンに同一の信号を送信する複局送信方式が必要である。

複局送信方式においては、同一信号が各ゾーンから送出されていても、送信キャリア周波数、送信データタイミングなどが完全に一致することはないので、ゾーンの境界で複数のゾーンからの信号がお互いに干渉する問題があった。この問題を解決するために、従来、周波数オフセット形の送信ダイバ一シチなどが利用されてきた。この方法では、各ゾーンの送信キャリアの周波数を変調帯域の 1 Z 2から 1 / 4程度オフセットさせて、受信側では遅延検波器で受信することにより、ダイバーシチ受信を可能とする方式である。しかしながら、データのタイミングが揃っていないと互いに干涉となってしまい、しかも周波数をオフセットした分だけ受信帯域が広がり、狭帯域化が難しいという欠点があつた。

この発明では、アクセス方式にかかわらず、切替時の信号不連続性が発生しないゾーン切替を可能とし、同時に複数の基地局から同一信号を受信帯域を広げることなく受信して、ダイバーシチ効果による高信頼度受信を可能とする複局伝送方法及びその受信装置を提供することを目的としている。

発明の開示

この発明によれば、サービスエリア内が複数のゾーンに分割され、各ゾーン内に基地局が設けられ、移動機が在圏ゾーンの基地局を通して通信を行う移動通信システム内で、上記移動機が隣接するゾーンとの境界を横切る場合に、在圈ゾ一ンの基地局と少なくとも 1つの隣接ゾーンの基地局から同一信号を送信する複局伝送方法において、以下のステップを舍む：

(a) 上記移動機宛の同一下り信号系列を上記移動機の在圏ゾーンの基地局と少なくとも 1つの隣接ゾーンの基地局を舍む N個の基地局にそれぞれ送信し、上記 Nは 2以上の整数であり、

(b) N個の各上記基地局は受信した上記下り信号系列を送信信号系列とし、フレーム毎に上記送信信号系列に予め決めた互いに疑似直交するトレーニング信号を付加してフレーム化信号系列を生成し、

(c) N個の上記基地局は上記フレーム化信号系列をそれぞれ同一チャネルの送信電波で送信し、

(d) 上記移動機は各上記基地局からの上記送信電波を受信し、既知の N個の上記トレーニング信号を用いてそれぞれの上記基地局からの N個の送信信号系列に分離し、その中から所望の受信信号系列を得る。

この発明の受信装置は同一チャネルの受信波を、そのトレーニング信号を用い、そのトレーニング信号ごとの複数の信号系列に分離する分離手段と、これら分離された信号系列にその信側で施された変換と逆の変換をして信号系列を復元する逆変換手段と、これら復元された信号系列から上記分離時の信頼度の高い信号系列を出力する手段とを具備する。

図面の簡単な説明

図 1は従来のゾーン切替方式の原理を示すプロック図、

図 2はこの発明の実施例の送信側のプロック図、

図 3 Aは図 2における信号変換部 2 1をメモリを使ったィンタリ一ブにより実施する場合の構成を示す図、図 3 Bは図 2における信号変換部 2 1をスクランブルにより実施する場合の構成を示す図、

図 4は送信信号のフレーム構成を示す図、

図 5はこの発明の実施例の受信側のブロック図、

図 6 Aは信号分離部の要部を構成する非線形干渉キャンセラのプロック図、図 6 Bは線形干涉キヤンセラのプロック図。

発明を実施するための最良の形態

この発明の実施例の基地局側を図 2に示す。基地局側で、移動機 M宛の下り入力信号 D Iが交換局 1 3から信号変換部 1 4に入力される。この下り信号 D Iは信号変換部 1 4により相異なる 2つの送信信号系列 T 1 と T 2に変換される。変換は、 2つの送信信号系列 T 1 と T 2が互いに統計的に独立な、つまり例えば土 1 0 シンボル程度の相互相関がほぼゼロの（即ち互いに直交あるいは疑似直交する）信号系列と見なすことができるようにするもので、一例としてサイズの異なるインターリーブを行う。インターリーブは、例えば図 3 Aに模式的に示すように、同一信号系列 D Iをサイズの異なるメモリ 14M1, 14M2にそれぞれ実線矢印で示す行方向に順次書き込んだ後、これらのメモリ 14M1, 14M2を破線矢印で示す列方向に読み出すことにより変換を行う。メモリの数を同一にして縦横比を変えれば、この様にして得られるインタ一リーブされた信号系列 T 1 , T 2は互いに疑似直交となる。又、伝送路においてバースト的誤りが生じても、逆変換により元の信号系列に戻した時に、誤りが分散し、誤り訂正が有効に作用する。あるいは入力信号 D Iをィンタリーブしたものとしないものとそれぞれ 2つの送信信号系列 T 1 , T 2 としてもよい。

相互相関がほぼゼロの信号系列を生成する他の方法としては、図 3 Bに示すように入力信号 D Iをスクランブラ 14S1, 14S2においてスクランブルコ一ド発生部 14C1, 14C2により発生した異なるスクランブルコード SCI , SC2 でスクランブルしてそれぞれ送信信号系列 T 1 , T 2としてもよい。この場合も入力信号 D Iをスクランブルしたものとしないものを送信信号系列 T 1 , T 2としてもよい。なお、信号変換部 2 1は交換局 1 3内に設けてもよいし、信号変換部 2 1の各構成部を対応する基地局 BS1 , BS2 内に設けてもよいし、あるいは単独に設けてもよい。この発明では後述するように基地局 BS1 , BS2 で各フレームに付加されるトレーニング信号が少なくとも互いに直交すればよく、信号変換部 2 1を設けないでもよい。その場合は同じ入力信号 D Iを基地局 BS1 , BS2 のフレーム化回路 2 1、 2 2に与える。又、必要に応じて信号変換部 1 4は誤り訂正符号を送信信号系列に付加してもよい。

これら送信信号系列 T l , T 2はそれぞれ互いに隣接するゾーン Z 1 , Z 2内の基地局 BS1 , BS2 へ伝送される。基地局 BS1 , BS2 内のフレーム化回路 FR1 と FR2 において送信信号系列 T 1 , T 2はそれぞれフレーム化信号系列 F 1と F 2 に変換される。このフレーム化において、この発明では図 4に示すように 2つの基地局 BS1 と BS2 でレジスタ RG1 , RG2 に保持された相異なる固有のトレーニング信号 TRN1 , TRN2が一定長毎の送信データ DATA (送信信号系列 T 1 , T 2 ) に付与され、各フレームが形成される。トレーニング信号 TBN1 , TRN2には互いに直交または疑似直交している信号を用いる。つまり両トレーニング信号 TRN1 , TBN2の対応するシンボルを掛算してその和をとるとほぼゼロになるようなものを用いる。この様にトレーニング信号 TRN1 , TRN2として相互に直交性の良いものを利用すると、後述する図 5の信号分離部 2 0において相関処理を伴う係数設定（タップ係数の設定、或いは重み係数の設定）の精度を高くすることができる。ただし、マルチパス伝搬路における遅延時間分散により符号間干渉が発生する場合では、信号分離部 2 0において等化作用が伴うので、更に各マルチパス成分を分離する必要がある。そのため、トレーニング信号 TRNl , TRN2には直交性だけでなく自己相関特性についても優れたものが必要である。即ち、各トレーニング信号 TRN1, TRN2の自己相閬関数は時間差 0 (位相差 0 ) を中心とする位置で鋭いピークとなり、その他の領域では無視できる程度に小さくなるものが好ましい。自己相関性の良いトレーニング信号はタイミング再生用の信号としても利用できる。ただし、上述した 2つの特性、即ち直交性と自己相関性は相互に影響し合うので、この発明を適用するシステムにおいて最適化することが望ましい。

図 2のフレーム化回路 FR1 , FR2 で生成されたこれらフレーム化信号系列 F 1 と F 2は送信機 TBI と TR2 によりそれぞれ変調波 C 1 , C 2に変換され、それぞれ;关 ifァンテナ ANT- T1と ANT- T2から放射される。 2つの変調波 C 1と C 2は F D MA, TDMA, CDMAなどのアクセスチャネル群において同一のチャネルを使用しているものとする。また、送信アンテナ ANT- T1と ANT- T2は場所的に十分離れており、 2つの変調波 C 1と C 2を移動機 Mで受信したときに、それぞれの変調波 C 1 , C 2の電波伝搬による変動が十分独立とみなせるものとする。

図 5は各移動機 Mの構成を示すプロック図であり、移動機 Mは同一チャネルの変調波 C 1と C 2をそれらの合成波として同時に受信アンテナ ANT-R で受信する。受信された信号は受信機 1 9 Rで復調され、得られたベースバンド信号はデイジタル信号として出力される。このベースバンド信号は信号分離部 2 0内で増幅され、変調波 C 1 と C 2に対応する受信信号系列 R 1 , R 2に分離される。この分離には各変調波に含まれるトレーニング信号が用いられ、また分離はいわゆる干涉キャンセラの技術を用いて行うことができる。干涉キャンセラには非線形干涉キャンセラと線形キャンセラがある。図 5のように受信アンテナ ANT-R が 1本の場合には非線形タイプしか用いることができない。受信アンテナが 2本以上あるときには、非線形タイプ及び線形タイプのいずれも用いることができる。

キャンセラの詳細な動作については、線形タイプについては、 R.T.Compton, Jr の Adaptive Antennas, oncept and Performance , Prentice- Hal 1 , 1988 又は鈴木、 "最小 2乗合成ダイバーシチ受信における信号伝送特性" 、電子情報通信学会論文誌 B— II, v o l . J 7 5—B—II, N o. 8, P P. 5 2 4— 5 3 4, 1 9 9 2年 8月、また、非線形タイプについては、吉野仁，鈴木博， "R L S— ML S Eを拡張した適応干渉キャンセラ" ，電子情報通信学会，信学技報 R C S 9 2— 1 2 0 ( 1 9 9 3— 0 1 ) に説明されている。何れの方法も、予測される予め決めた数の基地局からの受信信号をそれぞれ分離し、その中の着目している希望受信信号に対し、それ以外の受信信号を干渉信号とみなし、合成受信波の受信信号からこれらの分離された干渉信号を減算することにより、希望受信信号に対する背景雑音を著しく低減している。この発明においては、これらの受信信号の 1つ 1つをそれぞれ希望受信信号と見なして同様の処理を行うことにより全ての受信信号を分離する。

分離された受信信号系列 R 1 , R 2はそれぞれ逆変換回路 3 1、 3 2で図 3 A 又は 3 Bで示した変換に対する逆変換処理を行い送信信号系列 SRI , SR2 が受信信号系列として得られる。これらの受信信号系列 SB1 , SR2 は信号再生部 3 3に与えられ、信号分離部 2 0において信号分離処理に際して得られた推定誤差に対応する尤度 ΜΓ , M2' に基づいて 1つの受信信号系列を選択し、出力端子 OUT に出力する。

次に信号分離部 2 0内の干渉キャンセラの基本構成例を示す。図 6 Aは非線形干渉キャンセラのプロック図であり、図 6 Bは線形キャンセラのプロック図である。図 6 Aの非線形干渉キャンセラの場合、 2つの変調波 C I , C 2の合成波が受信機 1 9 Rにより検波されて得られたベースバンド信号のサンプル値 Y(n)が入力信号として入力端子 2 Τに与えられる。一方、最尤系列推定器 2 4は各入力信号 Υ(η)が入力端子 2 Τに与えられる毎に、それぞれ信号の遷移する所定の状態数の 2つの信号系列の候補（符号系列候補） CSC1, CSC2を生成し、レプリカ生成器 22 1, 22R2にそれぞれ与える。レプリカ生成器 22B1, 22R2はそれぞれの変調波 C 1， C 2の伝送路特性を推定するパラメータ、即ちそれぞれの伝送路のインパルスレスポンス Η 1 , Η 2をタツプ係数として与えられるトランスバーサルフィルタによって構成され、最尤系列推定器 2 4によって出力された信号系列候補 CSC1, CSC2とタップ係数 Η 1 , Η 2との内積演算（畳み込み演算）により推定信号、即ちレプリカ RP1 , RP2 を生成する。

これらのレプリカ RP1 , RP2 は減算器 21A1, 21A2に与えられ、入力信号 Υ(η) から順次減算し、推定誤差 εを得ることを 2つの信号系列の全ての候補について繰り返し、尤度計算部 2 3で得られる推定誤差の自乗 I ε I ² が最小となる 2つの符号系列候補の組が最も確からしい 2つの符号系列として決定され、その符号系列に基づいて出力端子に推定送信信号 R 1 , R 2を出力し、それと共に、それら符号系列のメトリック M l , M 2を推定誤差 εから計算して出力する。これらの最尤系列推定方法に付いては前述の文献に説明されており、又 P C T出願公開 WO 9 4 / 1 7 6 0 0 ( 1 9 9 4年 8月 4日公開）にも詳細に説明されている。又、最尤系列推定アルゴリズムの 1つとして、例えばビタビアルゴリズムを使つてもよい。

移動機 Μ (図 2 ) は予め在圏ゾーン Ζ 1の基地局 B S 1から制御チャネルを通して受信したその在圏ゾーン Ζ 1とそれに隣接するゾーン Ζ 2のトレーニング悸号パターン ΤϋΝΙ , TRN2をレジスタ 27G1 , 27G2に保持している。或いは移動機 Μは各ゾーン Z l , Ζ 2 , …に割り当てられた識別番号と対応するトレーニング信号パターン TRNl, TRN2, …を予め表としてメモリに有しており、在圏基地局 Ζ 1から制御チャネルを通して受信したそのゾーン Ζ 1 とそれに隣接するゾーン Ζ 2の識別番号を使って対応するトレーニング信号パターンを表から読み出してレジスタ 27G1, 27G2に保持してもよい。移動機 Μの受信機 1 9 Rが各フレーム中のトレ一ユング信号 TRNl , TRN2を受信している期間に、それぞれのトレーニング信号パターン TRN1, TRN2がスィッチ 26S1, 26S2を介してレジスタ 27G1 , 27G2から伝送路バラメータ推定部 2 5とレプリカ生成器 22R1 , 22R2に与えられる。

レプリカ生成器 22R1, 22Β2は与えられたタップ係数 Η 1 , Η 2により制御されてトレーニング信号パターン TRN1 , TRN2からその受信信号のレプリカ（推定受信トレーニング信号）を生成し、滅算器 21A1, 21A2に与える。パラメータ推定部 2 5は例えば適応アルゴリズムにより、推定誤差信号の電力 I ε I ² が最小となるようにトレーニングバターン TRN1, TRN2に対するタップ係数 Η 1 , Η 2を決定する。この様にして決定されたタップ係数 Η 1 , Η 2が与えられたレプリカ生成器 ( トランスバーサルフィルタ） 22R1, 22R2はそれぞれの変調信号 C 1 , C 2が伝搬する伝送路の特性（インパルスレスポンス）を模擬していることになる。受信フレーム中のデータ DATAを受信中にはこの様にして決定したタップ係数 H 1， H 2がレプリカ生成器 22R1 , 22R2に与えられ、前述のようにして最尤系列推定器 2 4は 2つの送信信号系列（受信データ）の組を最尤推定する。また、信号系列 R 1 , R 2の判定に使用された尤度（例えば 1 Z I ε I ² ) から判定パスのメトリック（推定信号系列の信頼度） M l , M 2を周知の方法により計算して出力する。図 2に示したように、信号変換部 1 4で入力信号系列を互いに疑似直交する送信信号系列 T 1 , T 2に変換した場合は、必要に応じてデータ DATA受信期間に上述のようにして判定した 2つの送信信号系列を使って再び推定誤差電力 I ε I ² 力最小となるようにタップ係数 Η 1， Η 2を修正することができる。この図 6 Αの例では、メトリック Μ 1 と Μ 2は同じ値となる。以上、シングルブランチによる動作を説明したが、ダイバーシティ受信の構成も考えられ、その場合も同様に動作する。図 6 Bは線形干涉キャンセラにより信号分離部 2 0を構成する場合を示し、 2 つの受信アンテナ ANT- Rl, ANT-R2からのそれぞれの合成受信波が受信機 19R1, 19 U2でそれぞれベースバンド信号 Y 1 , Y 2に変換されて信号分離部 2 0の入力端子 2T1 と 2T2 に入力される。これらのベースバンド信号 Y 1 , Y 2はそれぞれ重み付け回路 21WH, 21W₁₂で重み係数と W₁₂により重み付けされ、加算回路 22A1で合成され、 1つの送信変調信号 C 1に対する推定信号として出力される。その推定信号出力は判定画路 24D1でしきい値以上か以下かの判定がなされて推定送信信号系列 R 1として出力端子から出力される。判定画路 24D1の入力と出力の信号の差分（推定誤差）を差回路 23E1でとつてメトリック信号 M 1 として出力する。

送信フレーム中のトレーニング信号受信期間に、レジスタ 27G1からスィツチ 26 S1を介してトレーニング信号パターン TBN1を判定出力の代わりに差回路 23E1に与え、この差分の絶対値の自乗 I ε Iが最小となるように制御回路 25C1が重み付け係数 W と W₁₂を決定する。その決定された係数 WH、 W_{1 2}を使って送信フレーム中のデータ受信期間中に受信信号 Y 1 , Y 2を重み付け加算することにより推定送信信号 R 1を得ることができる。この時、差回路 23E1の差分出力、すなわち誤差成分 εが小さくなるのは変調波 C 2がキャンセルされるためである。

同様に入力端子 2T1 , 2Τ2 よりの信号 Y l , Υ 2力く、それぞれ重み付け回路 21 ζι, 21W₂₂及び合成画路 22Α2で重み付け加算され、その加算出力が判定回路 24 D2でレベル判定される。トレーニング信号受信期間にレジスタ 27G2からのトレ一ユング信号パターン TRN2をスィツチ 26S2を介して差回路 23E2に与えて、差回路 23 E2により合成回路 22A2の出力との差分を得る。その差分が最小となるように制御回路 25C2により重み係数 W₂₁, W₂₂が決定され、その重み係数を使って受信フレーム中のデータ DATA受信期間に入力信号 Y 1 , Y 2の重み付け加算を行うことにより変調波 C 1がキャンセルされて送信信号系列 R 2が出力される。この図 6 B では、メトリック信号 M 1 , M 2は互いに異なっている。これら 2つのメトリツク信号 M 1 , M 2の 2乗和をとつて共通のメトリック信号として図 6 Aのように分配してもよい。

この様にトレーニング信号の受信中に、図 6 Aにおける伝送路パラメ一タ推定部 2 5によるタップ係数 H 1 , Η 2の設定が正しく行われ、または図 6 Βにおける重み係数 W H , W _{1 2} , W _{2 1} , W _{2 2}が正しく決定される。

これら図 6 A , 6 Bに示す干渉キャンセラでは、一方の変調波、たとえば C 1 を抽出するとき、他方の変調波 C 2は干渉波として扱うことにより各変調波に舍まれる送信信号系列 T 1 と T 2に対応した復調された送信信号系列 R 1 と R 2が抽出されている。このようにして抽出された送信信号系列 R 1 と R 2は、図 5中の各逆変換回路 3 1と 3 2で、送信側の信号変換部 1 4 (図 2 ) での変換と逆の変換が施されて受信信号系列 SR1 と SR2 が生成される。これらの逆変換回路 3 1、 3 2は、送信側の信号変換部 1 4が図 3 Aに示すようなィンターリーブを行う場合は、逆変換回路 3 1、 3 2にそれぞれ図 3 Aと同様のサイズの異なる 2つのメモリを設け、図 3 Aとは逆に受信信号系列 R 1 , R 2を列方向に書き込み、行方向に読み出すように構成すればよい。また、送信側が図 3 Bに示すようにスクランブルコード SCI , SC2 による信号変換を行う場合は、逆変換回路 3 1、 3 2にそれぞれ相関器を設け、受信信号系列 R l , R 2とこれらのスクランブルコード SC1 ， SC2 との相関を求めればよい。

これらの信号系列 SR1 ， S 2 には、信号分離部 2 0内の干涉キャンセラが出力する分離時の信頼度を表すメトリック信号 M l , M 2が同期して出力される。メトリックは、レベル、或いは分離処理における推定誤差 I ε I の逆数 1 / 1 ε |、又はその 2乗、或いは負数— I ε I または— I ε I ² 等で表され、その値が大きいほど信頼性が高いとする。更に、逆変換において、例えば誤り訂正の復号で使われるメトリックを用いて受信信号系列 SRI , SR2 の総合的なメトリック ΜΓ , M2 ' が生成される。信号変換部 1 4の変換が単にインターリーブなどの順序の入れ替えであれば、逆変換にともなって ΜΓ と M2' は単に Μ 1 と Μ 2の順序を入れ換えたものとなる。逆変換回路 3 1、 3 2からのメトリックが異なる 2つの受信信号系列 SR1 と SB2 とから、信号再生部 3 3で最適な復調データ D Oを生成して、出力端子 OUT から出力する。その生成方法としては、（1) メトリックが大きな方の受信信号系列を選択する、（2) 判定された受信信号系列に更にメトリックの重み付けをして合成してから判定する、（3) 逆変換ではディインターリーブのみを行い、誤り訂正の復号においてメトリックの大きい受信信号系列のデータを選択しながら復号する、等の様々な方法が考えられる。

以上の動作は、チャネル切り替えおよび複局送信方式で基本的に同じである。ただし、チャネル切り替えでは、切り替え先からの電波の受信電界強度が強くなると元のゾーンからの信号送出を止める機能がある。上述は同一信号を 2つの基地局から送信したが、図 2に破線で第 3の隣接ゾーンの基地局 BS3 を示すように、 3つ以上の基地局 BS1 , BS2 , BS3 , …から送信してもよい。その数を Nとすると、図 6 Aの信号分離部 2 0は、減算回路 21A1, 21A2, ···、レプリカ生成回路 22 Rl , 22R2, ···、スィッチ 26S1, 26S2, ···、レジスタ 27G1, 27G2, …をそれぞれ N 個設ければよい。また図 6 Bの信号分離部 2 0の場合は、 N個の受信機 19B1, 19 R2, …からの信号 Y l , Y 2 , …に対し、合成回路 22A1 , 22A2, ···、判定回路 24 Dl, 24D2, ···、差回路 23E1, 23E2, ···、制御回路 25C1, 25C2, ···、スィ 'ンチ 26S1 , 26S2, ···、レジスタ 27G1, 27G2, …をそれぞれ N個設ける。又 N個の入力信号 Y 1 , Y 2 , …に対し N組の重み付き加算を行うための N ² 個の重み付け回路 21W a , ··· , 21W _{N N}を設ければよい。

この発明は、以上のように動作するので、アクセス方式によらず、同一チヤネルを用いてゾーン切替が可能である。ゾーン切替時に瞬断がないので高速ディジタル信号伝送の信頼性低下が生じない。また、ゾーン切替時には一般にゾーンの境界付近に位置しているから受信電界が弱くなるがこの発明によれば複数の基地局から同時に受信しているのでダイバーシチ効果が得られ、伝送特性が向上する。従ってこの発明は大容量かつ、マルチメディアに対応したディジタル移動通信、携帯電話方式に適用すると効果的であり、また、広域エリアを複数のゾーンにわけて放送モードで伝送を行うときにも効果的である。

Claims

請求の範囲

1 . サービスエリア内が複数のゾーンに分割され、各ゾーン内に基地局が設けられ、移動機が在圏ゾーンの基地局を通して通信を行う移動通信システム内で、上記移動機が隣接するゾーンとの境界を横切る場合に、在圏ゾーンの基地局と少なくとも 1つの隣接ゾーンの基地局から同一信号を送信する複局伝送方法において、以下のステップを舍む：

(a) 上記移動機宛の同一下り信号系列を上記移動機の在圏ゾーンの基地局と少なくとも 1つの隣接ゾーンの基地局を含む N個の基地局にそれぞれ送信し、上記 Nは 2以上の整数であり、

2 . 請求項 1に記載の方法は、上記ステップ (b) より前に上記下り信号を所望の変換手順により互いに異なる N個の送信信号系列に変換するステップと、上記ステツプ (d) において分離された N個の上記送信信号系列に対し上記変換手順と逆の変換手順の処理を行って N個の受信信号系列を得るステップを舍む。

3 . 請求項 2に記載の方法において、上記変換手順は上記 N個の送信信号系列の相互相関が小となる様にする変換処理手順である。

4 . 請求項 3に記載の方法において、上記変換手順は上記下り信号系列に対し少なくとも（N— 1 ) 個の異なるタイミングでそれぞれィンターリーブ処理を行つて少なくとも N個の互いに異なる上記送信信号系列を得る手順である。

5 . 請求項 3に記載の方法において、上記変換手順は上記下り信号系列に対し、少なくとも（N— 1 ) 個の異なるスクランブルコードによりそれぞれ拡散処理を行って少なくとも N個の互いに異なる上記送信信号系列を得る手順である。

6 . 請求項 1に記載の方法において、上記ステップ（d) は上記受信した信号中の上記トレーニング信号の期間に N個の既知の上記トレーニング信号を用いてそれぞれの上記基地局からの伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性により上記フレーム化信号系列を模擬する N個のレブリカを生成し、上記受信した信号系列から N個の上記レプリカを減算し、それによつて得た推定誤差が最小となるように最尤系列推定を行つて N個の上記送信信号系列を決定するステツプを舍む。

7 . 請求項 1に記載の方法において、上記移動機は上記送信電波の合成波を N個の異なるアンテナを通して N個の受信機により受信し、上記受信した信号中の上記トレーニング信号期間に N個の各上記受信機のベースバンド出力を N個の重み係数により重み付け加算して得た信号系列が上記 N個のトレーニング信号の 1つに一致するように上記 N個の重み係数を決定することを、 N個の上記トレー二ング信号のそれぞれについて行って各組が N個の重み係数からなる N組の重み係数を決定し、上記受信信号中のデータ信号期間において上記 N組の重み係数のそれぞれにより上記 N個のベースバンド出力を重み付き加算することにより得られる N個の出力信号系列を上記 N個の送信信号系列と決定するステップを舍む。

8 . 請求項 1に記載の方法において、上記ステップ（d) は N個の上記受信信号系列のそれぞれのメトリックを求めるステップと、 N個の上記出力信号系列の内、最大のメトリックを有する信号系列を選択して出力するステップを含む。

9 . 同一信号を変換して得られた互いに疑似直交する N個の信号系列を N個の隣接ゾーンのそれぞれの基地局においてフレーム化し、互いに直交するトレーニング信号を付加して送信された変調波を受信し、所望の基地局からの送信信号系列を選択出力する移動機の受信装置であり、

同一チャネルの受信波から、互いに疑似直交する既知の N個のトレーニング信号パターンを用いて、それらのトレーニング信号パターンに対応する N個の受信信号系列に分離出力すると共に、それらの信頼度を表すメトリックを出力する信号分離手段と、 Nは 2以上の整数であり、

これら分離された N個の上記受信信号系列にその送信側で施された変換と逆の変換をして送信信号系列を復元する逆変換手段と、

これら復元された N個の送信信号系列から、上記信号分離時の上記メトリックの大きい送信信号系列を選択出力する手段と、

を具備する受信装置。

1 0 . 請求項 9に記載の装置において、上記信号分離手段は、

受信信号が入力される毎に N個の信号系列候補を生成してそれぞれ与えられた伝送路パラメータにより制御されて伝送路を模擬し、受信信号系列候補から上記受信信号に対する N個のレプリカを生成する N個のレプリ力生成手段と、上記受信信号から上記 N個のレプリカを減算して推定誤差を出力する減算手段と、

上記受信信号が入力される毎に全ての受信信号系列候補を順次生成し、それらの候補に対する上記推定誤差から尤度を求め、上記尤度が最大となる受信信号系列を判定する最尤系列推定手段と、

N個の上記隣接ゾーンにそれぞれ固有のトレーニング信号パターンを保持するパターン保持手段と、

上記受信信号中の上記トレーニング信号受信期間に上記パターン保持手段からの N個の上記トレーニング信号パターンを N個の上記レプリ力生成手段に供給して上記トレーニング信号のレプリカを生成させるスィツチ手段と、

上記トレーニング信号の受信期間に上記推定誤差が最小となるように上記レブリ力生成手段に与える伝送路パラメ一タを生成する伝送路バラメータ生成手段、とを舍む。

1 1 . 請求項 9に記載の装置は N個の異なる位置に設けられたアンテナを有し、上記信号分離手段は、

上記 N個のァンテナからの N個の受信信号に対する重み付き加算を N通り生成する N個の重み付き加算手段と、

N個の上記重み付き加算手段の出力をそれぞれレベル判定して受信信号をそれぞれ出力する N個の判定手段と、

N個の上記隣接ゾーンにそれぞれ固有のトレーニング信号パターンを保持するパターン保持手段と、上記受信信号中のトレーニング信号の受信期間中に上記重み付き加算手段の出力と上記パターン保持手段からの上記トレーニング信号パターンとの差を求める N個の減算手段と、

上記トレーニング信号受信期間中に上記差が最小になるように上記重み付き加算手段の重み係数を決定する N個の制御手段、

とを舍む。